DE19609504A1

DE19609504A1 - Empfänger und zugehöriges Verfahren zur Taktrückgewinnung und zur Frequenzschätzung

Info

Publication number: DE19609504A1
Application number: DE19609504A
Authority: DE
Inventors: Dariusz Andrzej Blasiak
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1995-04-19
Filing date: 1996-03-11
Publication date: 1996-10-24
Also published as: AU4574596A; CN1139321A; KR960039712A; GB9607879D0; GB2300093B; GB2300093A; JPH08307408A; BR9601239A

Description

TECHNISCHES GEBIET

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Signal empfänger und insbesondere auf einen Signalempfänger der ei nen Frequenz- und Impulsdetektor verwendet, um den Takt und die Frequenz eines Impulses zu detektieren.

BESCHREIBUNG DES VERWANDTEN STANDES DER TECHNIK

Ein Pulskommunikationsempfänger, wie beispielsweise ein digitaler Empfänger oder ein Radarempfänger, müssen sowohl eine Zeitreferenz als auch eine Frequenzreferenz erhalten, um ein Signal zu empfangen und zu dekodieren. Im empfangenen Signal können Impulse detektiert werden, um die Zeit- und Frequenzreferenz zu liefern. In einem digitalen Kommunika tionssystem, wie beispielsweise einem TDMA (System des Mehr fachzugriffs im Zeitmultiplex) werden Informationsrahmen pe riodisch empfangen. Eine Zeitreferenz für einen empfangenen Rahmen kann man erhalten, indem irgend ein erwarteter Impuls an einervorbestimmten Position im Rahmen detektiert wird. Beispielsweise kann ein Impuls, der am Beginn des Rahmens oder einem anderen Ort des Rahmens auftritt, detektiert wer den, um eine Zeitreferenz zur Dekodierung des empfangenen Signals zu erhalten. Wenn einmal ein Impuls detektiert wurde, so kann Information aus dem Rahmen oder anderen Teilen des empfangenen Signals herausgezogen werden. Diese Information kann auch verwendet werden, um eine Zeitsteuerung für nach folgende Rahmen zu erhalten. Eine solche Rahmensynchronisa tion ist erforderlich, bevor Information detektiert wird, um dem Benutzer des Empfängers ein Ausgangssignal zu liefern.

Eine Frequenzreferenz für das empfangene Signal kann man erhalten, indem man eine Oszillatorfrequenz des Empfängers mit einer Trägerfrequenz des empfangenen Signals vergleicht. Wenn die Frequenz zu hoch oder zu niedrig ist, kann der Os zillator des Empfängers in einer Rückkoppelanordnung berich tigt werden. Eine Frequenzreferenz für das empfangene Signal kann man auch erhalten, indem man einen vorbestimmten Fre quenzkorrekturteil eines Impulses empfängt. Basierend auf den empfangenen Kennzeichen des vorbestimmten Frequenzkorrektur teils des Impulses kann die Oszillatorfrequenz des Empfängers zurückgestellt werden.

Bei bekannten Empfängern wird oftmals ein empfangenes Signal mit einem erwarteten Muster verglichen, um Zeit und/oder Frequenzreferenzen zu erhalten. Ein solches System erfordert die Übertragung von einem Sender zu einem Empfänger von speziell zugeordneten Mustern, die wertvolles Frequenz spektrum verbrauchen und die die Systemkapazität beschränken. Sollte ein System verwirklicht werden ohne speziell zugeord nete Muster zur Errichtung einer Zeitreferenz und/oder einer Korrekturfrequenz, so würde die Systemkapazität erhöht und das Frequenzspektrum bliebe erhalten.

Wenn der Sender und Empfänger große Frequenzunterschiede erhalten, so wird die obige Korrelationstechnik unzuverläs sig. Diese großen Frequenzunterschiede können verursacht wer den durch Unterschiede in der Referenzfrequenz des Sender und Empfängers beispielsweise durch Kristallfehler. Darüberhinaus können diese große Frequenzdifferenzen auftreten, wenn sich die Empfänger mit einer großen Geschwindigkeit im Verhältnis zum Sender bewegen. Beispielsweise bewegen sich ein Flugzeug oder ein Satellit schnell und sie weisen üblicherweise Dopp ler Frequenzfehler bei der Kommunikation mit einer Erdstation oder einem anderen Flugzeug oder einem Satelliten auf. Wenn der Sender und der Empfänger eine größere Frequenzdifferenz erhalten, so bewegt sich das empfangene Signal außerhalb des Korrelationsbereiches des erwarteten Musters. Somit werden mit zunehmender Frequenzdifferenz das empfangene Signal und das erwartete Muster zunehmend dekorreliert und es wird immer schwieriger, eine Zeitreferenz und eine schnelle Schätzung der Frequenz zu erhalten.

Die Wirksamkeit der obigen Techniken nimmt ebenfalls ab, wenn das Signal zu Rausch Verhältnis abnimmt. Wenn das Signal zu Rausch Verhältnis abnimmt, kann das Rauschen kaum mehr von den erwarteten Mustern unterschieden werden.

Es wird ein Funkempfänger benötigt, der schnell und zu verlässig eine Frequenz schätzen und eine Zeitversetzung ei nes empfangenen Impulses erkennen kann.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Funkempfängers ge mäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform ei ner Synchronisationsstufe eines Funkempfänger zur Schätzung der Frequenz und der Verschiebung eines empfangenen Impulses gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 3 und Fig. 4 zeigen Blockdiagramme einer Autokorre lationsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 5 und Fig. 6 zeigen Blockdiagramme des Korrelela tionsfilters der vorliegenden Erfindung;

Fig. 7 und Fig. 8 zeigen Blockdiagramme des Spitzenwert detektors gemäß der vorliegenden Erfindung; und

Fig. 9 zeigt ein Blockdiagramm des Frequenzschätzers ge mäß der vorliegenden Erfindung.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN

Fig. 1 zeigt ein Blockdiagramm eines Funkempfängers ge mäß der vorliegenden Erfindung. Die Antenne 100 empfängt ein Funkfrequenzsignal und eine Funkfrequenzstufe (RF) 110 wan delt das Funkfrequenzsignal in ein gleichphasiges Signal (I) und in ein Quadratursignal (Q) um. Ein Analog-/Digitalwandler 120 tastet das gleichphasige Signal und das Quadratursignal ab, um ein digitales gleichphasiges Signal und ein digitales Quadratursignal in Erwiderung auf einen Abtasttakt von einer Zeitschaltung 130 zu erzeugen. Ein Frequenz- und Impulsdetek tor 140 ergibt eine grobe Taktreferenz T und eine Frequenz schätzung f in Erwiderung auf das digitale gleichphasige Signal und das digitale Quadratursignal des Ana log/Digitalwandlers 120 und in Erwiderung auf die Abtastzeit der Zeitschaltung 130. Das digitale gleichphasige Signal und das digitale Quadratursignal vom Analog/Digitalwandler 120 werden in einem Puffer 150 gespeichert. Nach der Detektion eines Impulses, wie er durch die grobe Taktreferenz T des Frequenz- und Impulsdetektors 140 angezeigt wird, werden die im Puffer 150 gespeicherten Signale zu einem Empfänger 160 übertragen. Danach liefert der Empfänger eine feine Taktrefe renz an die Zeitschaltung 130 und kann die empfangenen Daten an einen Sprachdekodierer, eine Dateneinheit und einen Ruf prozessor 170, beispielsweise des Funkempfängers, liefern. Eine feine Frequenzeinstellung wird auch in der RF-Stufe 110 durch den Empfänger 160 durchgeführt.

Die vorliegende Erfindung gewinnt die Zeitgebung und schätzt die Frequenz des Impulses ohne daß speziell zugewie sene Muster erforderlich sind, um eine Referenz aufzubauen. Da starke Dopplerverschiebungen die festgelegten Teile der speziell zugeordneten Muster verschieben, ist diese verbes serte Technik notwendig, um den Träger des empfangenen Sig nals wiederzugewinnen. Eine zuverlässige Impulsdetektion und Frequenzschätzung ist durch die vorliegende Erfindung mög lich, sogar wenn der Sender und Empfänger große Frequenzdif ferenzen, verursacht durch Kristallfehler, aufweisen, als auch bei Dopplerverschiebungen. Bei der vorliegenden Erfin dung werden die Kennzeichen des Signals selbst erkannt. Es kann beispielsweise eine konstante Leistungsübergangscharak teristik erkannt werden, wenn das Signal einen plötzlichen Impuls aufweist. Die vorliegende Erfindung erkennt Impulse zuverlässig wieder, beispielsweise da sie Statistikgrößen zweiter Ordnung eines Empfängerimpulses verwenden kann. Die vorliegende Erfindung erhöht auch die Systemkapazität und konserviert das Frequenzspektrum, da sie keine speziell zuge wiesenen Muster erfordert, um eine Zeitreferenz oder eine Frequenzschätzung aufzustellen. Die vorliegende Erfindung verschlechtert nicht das Signal zu Rausch Verhältnis, verur sacht durch eine falsche Detektion zueinandergehöriger Im pulsspitzen. Die vorliegende Erfindung vermeidet auch Mehrfa chempfängerpfade für die Aufstellung einer Zeitreferenz, wie das im Rake Empfänger erfolgt, und sie spart somit Verarbei tungszeit.

Der Frequenz- und Impulsdetektor 140 liefert kontinuier lich Frequenzschätzungen f, immer wenn neue Impulse empfangen werden. Der Empfänger 160 verwendet diese Frequenzschätzungen f um einen Impuls zu erhalten und leitet davon eine feine Frequenzeinstellung ab, um die Frequenz eines Oszillators in der RF-Stufe 110 wieder rückzustellen. Die Taktwiedergewin nung und die Frequenzschätzungen werden mit einer Genauigkeit geliefert, die in der Toleranz des Empfängers 160 liegt. Feine Frequenzeinstellungen können auch durch den Empfänger 160 vorgenommen werden auf einer periodischen Basis in der RF-Stufe 110, basierend auf den nachfolgenden zuverlässigen Empfang von beispielsweise einem Frequenzkorrekturimpuls oder einem Rahmenteil. Solch ein Frequenzkorrekturimpuls oder ein Rahmenteil könnten nicht empfangen werden, bis die Frequenz schätzung durch dem Empfänger 160 verwendet wurde, um den Im puls zu empfangen.

Wenn der Frequenz- und Impulsdetektor 140 einen Impuls detektiert, wie er durch die grobe Zeitreferenz T angezeigt wird, so verursacht die Zeitschaltung 130 einen Betriebsart wechsel von einer Impulsdetektionsbetriebsart zu einer torge steuerten Empfangsbetriebsart. Während man sich in der Im pulsdetektionsbetriebsart befindet, kann eine Taktreferenz durch den Frequenz- und Impulsdetektor 140 nicht erhalten wer den und Information kann nicht herausgezogen werden, um dem Benutzer des Empfängers ein Ausgangssignal zu liefern. Nach dem eine Taktreferenz durch den Frequenz- und Impulsdetektor 140 erhalten wurde, kann nachfolgend Information vom empfan genen Signal durch den Empfänger 160 erhalten werden, unter der Annahme, daß sich der Takt langsam ändert. Ein Betriebs artschalter 180 schaltet zwischen der Impulsdetektionsbe triebsart und der torgesteuerten Empfangsbetriebsart in Erwi derung auf die Zeitschaltung 130. Während der torgesteuerten Betriebsart werden langsame Änderungen des Taktes durch den Empfänger 160 über die feine Zeitreferenz korrigiert. Der Empfänger 160 erzeugt die feine Zeitreferenz aus seiner Syn chronisation, die sich ergibt aus der der Wiedergewinnung der Information aus dem empfangenen Signal, um langsame Änderungen im Takt zu kompensieren.

Die Zeitschaltung 130 liefert die Abtastzeit, um die Ab tastung des Analog/Digitalwandlers 120 zu takten und liefert auch die Abtastzeit für digitale Schaltungen des Frequenz- und Impulsdetektors 140. Die Zeitschaltung 130 kann bei spielsweise einen selbsthaltenden Schalter und einen Zähler enthalten. Nach der Detektion des Impulses, wie das durch die grobe Zeitreferenz T angezeigt ist, wird der selbsthaltende Schalter getriggert, um so einen Betriebsartenwechsel durch den Schalter 180 zu veranlassen. Der Zähler wird rückgesetzt und beginnt in Erwiderung auf die grobe Zeitreferenz T zu zählen, um die Abtastzeit für das Takten des Ana log/Digitalwandlers 120 und des Frequenz- und Impulsdetektors 140 zu erzeugen.

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer Ausführungsform der Synchronisierstufe eines Funkempfänger zur Schätzung der Fre quenz und der Verschiebung eines empfangenen Impulses gemäß der vorliegenden Erfindung. Eine Autokorrelationsschaltung berechnet ein Autokorrelationsmaß. Das Autokorrelationsmaß ist eine Kombination der Autokorrelationssequenznacheilungen des digitalen gleichphasigen Signals (I) und des digitalen Quadratursignals (Q), die von der RF-Stufe 110 empfangen wer den. Ein digitales Filter 220 filtert das Autokorrelationsmaß der Autokorrelationsschaltung 210 und erzeugt ein gefiltertes Signal. Ein digitales Filter 220, das an dein erwarteten Im puls angepaßt ist, würde ein maximales Signal zu Rausch Ver hältnis liefern. Das Korrelationsfilter 220 ist vorzugsweise als ein finites Impulsantwortfilter (FIR) oder als ein infi nites Impulsantwortfilter (IIR) konstruiert, das solche An zapfungen aufweist, daß die Impulsantwort des Korrelations filters die Größe und Dauer des erwarteten Impulses dar stellt. Ein Spitzenwertdetektor 230 detektiert einen Spitzen wert des vom Korrelationsfilter 220 gefilterten Signals. Der Ort des Spitzenwerts wird durch das grobe Taktsignal T ange geben, das vom Spitzenwertdetektor 230 ausgegeben wird. Der Spitzenwertdetektor kann eine Maximallösung verwenden, um ei ne vordere Kante des Impulses zu bestimmen. Der Spitzenwert detektor 230 kann auch eine Musterpaßlösung verwenden. Ein Frequenzschätzer 240 schätzt die Frequenz des Impulses, ba sierend auf dem vom Korrelationsfilter 220 gefilterten Signal und basierend auf dem Ort des Impulses, der durch das grobe Taktsignal T vom Spitzenwertdetektor 230 angezeigt wird. Der Spitzenwert zeigt die Zeitverschiebung oder den Ort des Im pulses an.

Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm der Autokorrelations schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. Die dargestellte Autokorrelationsschaltung empfängt abgetastete gleichphasige (I) und Quadratur- (Q) Baisbandsignale von der Funkfrequenz stufe (RF) eines Funkempfängers. Die Autokorrelationsschal tung hat zwei Wege, einen führenden Weg und einen nacheilen den Weg. Ein Verzögerungselement 310 liefert die Verzögerung des nacheilenden Weges. Die Verzögerung kann so gewählt wer den, daß sie größer ist als die Einheitsverzögerung, wenn die Abtastrate R genügend hoch ist, so daß der Wert der Verzöge rung geteilt durch R weniger ist als eine der maximalen Fre quenzverschiebungen des Impulses. Wenn die Verzögerung so ge wählt wird, daß die Bruttofehler in der Frequenzschätzung nicht leiden als Ergebnis der diskreten Frequenzverschiebung der Impulsmessung größer als 2π Radiant, was zu einer nicht umkehrbaren Phasenverwindung führt. Einer der beiden Wege weist eine komplex konjugierte Operation vor dem Multiplizie ren der zwei Wege in einem komplexen Multiplizierer 330 auf. Der komplex konjugierte Block 320 ist vorzugsweise im nachei lenden Weg vor dem komplexen-Multiplizierer 330 angeordnet.

Fig. 4 zeigt ein anderes Blockdiagramm der Autokorrela tionsschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung. In Fig. 4 hat der führende Weg ein führendes Filter 340 und der nachei lende Weg hat ein nacheilendes Filter 350. Für eine verein fachte Berechnung sind beiden Filter 340 und 350 linear und vorzugsweise finite Impulsantwortfilter (FIR). Das führende Filter 340 und das nacheilende Filter 350 haben Abgriffe, die derart gewühlt sind, daß das Ausgangssignal der Autokorrela tionsschaltung 210 eine Autokorrelationsschätzung liefert, die ein verbessertes Signal zu Rausch Verhältnis gegenüber denjenigen, das mit der Autororrelationsschaltung in Fig. 3 erzielt wurde, aufweist und die zusätzlich eine linieare Phase zeigt, was eine Frequenzschätzung, die frei von syste matischen Fehlern ist, erlaubt. Eine verbesserte Schätzung der Position und Frequenz des empfangenen Impulses wird durch diese führenden und nacheilenden Filter 340 und 350 erzielt, die zur Konstruktion der Fig. 3 hinzugefügt wurden.

Die Fig. 5 und 6 zeigen Blockdiagramm zweier alterna tiver Ausführungsformen für die Implementierung des Korrela tionsfilter 220 gemäß der vorliegenden Erfindung. Das Korre lationsfilter 220 kann in einem komplexen finiten Impulsant wortfilter (FIR) gemäß der Fig. 5 oder einem infiniten Im pulsantwortfilter (IIR) gemäß der Fig. 6 implementiert wer den. Das FIR Filter der Fig. 5 hat eine Reihe von Verzöge rungsstufen 410, 420, 430 und 440. Die Zahl der Verzögerungs stufen beträgt vorzugsweise eins weniger als die Zahl der Ab tastungen L, die notwendig sind, um die gesamte Länge eines erwarteten Impulses einzufangen. Jede Verzögerungsstufe und das Eingangssignal selbst werden in Abgriffen 450, 460, 470, 480 bis 490 mit den Werten C₁ bis C_L multipliziert. Die Aus gangssignale der Abgriffe 450 bis 490 versorgen einen Summie rer 495. Die Abgriffe 450 bis 490 weisen vorzugsweise nur re ele Werte C₁ bis C_L auf. Sollten die Abgriffe 450 bis 490 komplexe Werte aufweisen, das heißt, daß sie sowohl von null verschiedene Real- und Imaginärteile aufweisen, so muß die Gewichtung durch die Abgriffe 450 bis 490 unter Verwendung einer komplexen Multiplikation erfolgen. In der Praxis werden mit ziemlicher Wahrscheinlichkeit nur reelle Werte für die Abgriffe 450 bis 490 benötigt. Nichtsdestotrotz können Ab griffe, die komplexe Werte erfordern, dennoch vermieden wer den, um einfache Berechnung zu erhalten und um den benötigten Strom und die Verarbeitungszeit zu reduzieren.

Fig. 6 zeigt das Korrelationsfilter 220, implementiert in einem infinite Impulsantwortfilter (IIR). Ein Summierer 510 summiert ein Eingangssignal der Autokorrelationsschaltung 210 und Ausgangssignale der Abgriffe 520, 530, 540 bis 550. Verzögerungsstufen 560, 570, 580 bis 590 verzögern ein Ergeb nis des Summierers 510 und geben verzögerte Ergebnisse an die Abgriffe 520 bis 550 zurück. Die Abgriffe 520 bis 550 multi plizieren das verzögerte Ergebnis mit den Werten C₁ bis C_K. Wie oben muß, wenn die Abgriffe 520 bis 550 komplexe Werte haben, das heißt, wenn sie sowohl von null verschiedene Real- und Imaginärteile aufweisen, die Wichtung durch die Abgriffe unter Verwendung komplexer Multiplikationen durchgeführt wer den. In der Praxis werden mit großer Wahrscheinlichkeit nur reale Werte benötigt

Fig. 7 zeigt ein Blockdiagramm eines Spitzenwertdetek tors 230 zur Erzeugung der groben Taktreferenz T gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung. Die exemplari sche Ausführungsform der Fig. 7 zeigt eine Maximumtechnik. Eine Größe der komplexen Zahl des Korrelationsfilters 220 muß während der Spitzenwertdetektion bestimmt werden. Eine Grö ßenschaltung 610 wird dazu vorzugsweise vom Spitzenwertdetek tor 230 verwendet. Die Größenschaltung 610 leitet eine Größe vom Ausgangssignal des Korrelationsfilters 220 ab, die äqui valent ist zur Größe dieses Ausgangssignals. Nur die Größe des Ausgangssignals des Korrelationsfilters 220 wird benö tigt, um den Ort des Spitzenwertes festzustellen. Der Ort des Spitzenwertes legt den Ort der ersten Abtastung eines empfan genen Impulses fest. Die Abgriffe im Korrelationsfilter 220 sind bezogen auf den Spitzenwertdetektor in dem Sinn, daß sie so gewählt werden, daß nur ein einziger Spitzenwert am Aus gangssignal der Größenschaltung 610 auftritt, wenn unter rauschfreien Bedingungen ein Impuls vorhanden ist.

Die Größenschaltung 610 könnte als die Summe eines Qua drates des Real teils und eines Quadrates der Imaginärteils des Eingangssignals implementiert werden. Alternativ dazu kann die Größenschaltung als die Summe eines absoluten Wertes des Realteils und eines absoluten Wertes des Imaginärteils des Eingangssignals implementiert werden.

Ein Maximumdetektor 620 detektiert den Spitzenwert, ba sierend auf dem Ausgangssignal der Größenschaltung 610. Der Maximumdetektor 620 enthält vorzugsweise einen Schwellwert, durch den kein Spitzenwert identifiziert wird, es sei denn seine Größe ist größer als der Schwellwert. Der Schwellwert ist wesentlich über der Rauschleistung aber wesentlich unter halb der erwarteten Signalspitzenleistung angeordnet, um eine Verfälschung durch das Rauschen zu vermeiden. Alle Spitzen werte, die unterhalb dieses Schwellwerts detektiert werden, werden nicht fälschlich als tatsächlicher Impulsort angenom men. Ein solcher Schwellwert kann entweder festgelegt sein oder dynamisch, basierend auf den aktuellen Kanalrauschbedin gungen.

Fig. 8 zeigt ein Blockdiagramm eines anderen Spitzen wertdetektors 280 gemäß der vorliegenden Erfindung. Ein Mu sterpaßdetektor 720 erzeugt ein passendes Muster der Form des Signals, das von der Größenschaltung 710 ausgegeben wird mit einer erwarteten Wellenform, beispielsweise der Form des Sig nals. Der Musterpaßdetektor 720 berücksichtigt mehrere Kenn zeichen des Signals, wie beispielsweise die Steilheit oder Form des Signals.

Fig. 9 zeigt ein Blockdiagramm des Frequenzschätzers 240 zur Lieferung einer Frequenzschätzung f gemäß der vorliegen den Erfindung. Obwohl eine Frequenz auf viele Arten aus einer Sequenz komplexer Abtastungen abgeleitet werden kann, so ist doch eine bevorzugte Ausführungsform eines Frequenzschätzers in Fig. 9 gezeigt. Eine komplex konjugierte Größe des Aus gangssignals des Korrelationsfilters 220 wird verzögert und mit sich selbst multipliziert, um ein Produkt zu erzeugen. Eine Verzögerungsstufe 810 verzögert das Ausgangssignal und ein komplex konjugierte Block 820 bestimmt den komplex konju gierten Wert vor einer Multiplikation durch den Multiplizie rer 830. Ein Argumentoperator 840 bestimmt-einen Arkustangens des Imaginärteils des Produkts geteilt durch den Realteil des Produkts. Eine Abtast- und Halteschaltung 850 torsteuert das Ausgangssignal des Argumentoperators 840 in Erwiderung des Ortes neuer Impulse, die durch die grobe Taktreferenz T vom Spitzenwertdetektor 230 angezeigt werden. Ein Skalierungsfak tor 860 wandelt eine diskrete Frequenzschätzung in Radiant in eine Frequenzschätzung in Hertz um, indem der Radiantwert mit R/2π skaliert wird, wobei R die Abtastrate darstellt.

Die Signalverarbeitungstechniken der vorliegenden Erfin dung, die hier unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeich nungen beschrieben wurden, werden vorzugsweise auf einem di gitalen Signalprozessor oder einem anderen Mikroprozessor im plementiert. Nichtsdestotrotz können solche Techniken als ganzes oder teilweise als diskrete Komponenten implementiert werden. Weiterhin werden Fachleute erkennen, daß gewisse gut bekannte digitale Verarbeitungstechniken mathematisch auf verschiedene Arten dargestellt werden können, abhängig von der Wahl der Implementierung.

Obwohl die Erfindung in der obigen Beschreibung und den Zeichnungen dargestellt wurde, so ist zu verstehen, daß es sich bei dieser Beschreibung nur um ein Beispiel handelt und daß zahlreiche Änderungen und Modifikationen von Fachleuten durchgeführt werden können, ohne von der wirklichen Idee und dem Umfang der Erfindung abzuweichen. So können die Ausgangs signale der Zeitschaltung 130 durch verschiedene Schaltungen angefordert werden und brauchen nicht von allen anderen benö tigt werden. Obwohl die vorliegende Erfindung eine Doppler verschiebungstoleranz zeigt, liefert die vorliegende Erfin dung zusätzliche Vorteile, die hierin erwähnt wurden, und sie kann somit auf alle Funkkommunikationssysteme angewandt wer den, unabhängig vom Bedarf einer Dopplerverschiebungstoler anz, wie beispielsweise beim Funkruf und zellularen und Sat telitenkommunikationssystemempfängern.

Claims

1. Synchronisationsstufe in einem Funkempfänger zur Wieder gewinnung der Taktes und zur Schätzung der Frequenz eines empfangenen Impulses mit:
einer Autokorrelationsschaltung, um ein Autokorrelati onsmaß zu liefern, hinweisend auf Kombinationen von Autokor relationssequenznacheilungen des empfangenen Impulses;
einem Korrelationsfilter, der eine Impulsantwort auf weist, die der Größe und Dauer eines erwarteten Impulses äh nelt, und betriebsmäßig mit der Autokorrelationsschaltung verbunden ist, um das Autokorrelationsmaß zu filtern und ein gefiltertes Signal zu liefern;
einem Spitzenwertdetektor, der betriebsmäßig mit dem Korrelationsfilter gekoppelt ist, um einen Spitzenwert des gefilterten Signals zu detektieren und um ein grobes Taktsi gnal zu liefern; und
einem Frequenzschätzer, der betriebsmäßig mit dem Spit zenwertdetektor und dem Korrelationsfilter verbunden ist, um die Frequenz des Impulses zu schätzen, basierend auf dem ge filterten Signal und dem groben Taktsignal.

2. Synchronisationsstufe nach Anspruch 1, wobei das Korre lationsfilter ein finites Impulsantwortfilter umfaßt, das Ab griffe aufweist, die so ausgesucht sind, daß die Impulsant wort des finiten Impulsantwortfilters representativ ist für die Größe und Dauer eines erwarteten Impulses.

3. Synchronisationsstufe nach Anspruch 1, wobei das Korre lationsfilter ein infinites Impulsantwortfilter umfaßt, das Abgriffe aufweist, die so ausgesucht sind, daß die Impulsant wort des infiniten Impulsantwortfilters representativ ist für die Größe und die Dauer eines erwarteten Impulses.

4. Synchronisationsstufe nach Anspruch 1, wobei die Auto korrelationsschaltung einen Verzögerungsweg zum Empfang des Impulses aufweist und ein Autokorrelationsmaß der Real- und Imaginärteile des Impulses, basierend auf dem verzögerten Im puls liefert.

5. Synchronisationsstufe nach Anspruch 1, wobei der Spit zenwertdetektor eine Größenschaltung umfaßt, die betriebsmä ßig mit dem Korrelationsfilter verbunden ist, um die Größe des gefilterten Signals zu bestimmen.

6. Synchronisationsstufe nach Anspruch 5, wobei der Spit zenwertdetektor weiterhin einen Maximumdetektor umfaßt, der betriebsmäßig mit der Größenschaltung verbunden ist, um ein Maximum der Größe des gefilterten Signals auszuwählen.

7. Synchronisationsstufe nach Anspruch 5, wobei der Spit zenwertdetektor weiterhin einen Musterpaßdetektor umfaßt, der betriebsmäßig mit der Größenschaltung verbunden ist, um ein passendes Muster der Form der Größe des gefilterten Signals zu bilden.

8. Synchronisationsstufe nach Anspruch 1, wobei die Synchro nisationsstufe weiterhin eine RF-Stufe und eine Antenne des Funkempfängers umfaßt.

9. Verfahren zur Wiedergewinnung des Taktes und zur Schät zung der Frequenz einer Zeitverschiebung eines empfangenen Impulses mit folgenden Schritten:

(a) Erzeugung eines Autororrelationsmaßes, hinweisend auf Kombinationen der Autokorrelationssequenznacheilungen des empfangenen Impulses;
(b) Filtern des Autokorrelationsmaßes und Liefern eines gefilterten Signals unter Verwendung eines Filters, das eine Impulsantwort aufweist, die der Größe und Dauer eines erwar teten Impulses ähneln;
(c) Detektion eines Spitzenwertes des gefilterten Si gnals und Liefern eines groben Taktsignals; und
(d) Schätzen der Frequenz des Impulses, basierend auf dem gefilterten Signal und dem groben Taktsignal.