DE19737213A1

DE19737213A1 - Wandler

Info

Publication number: DE19737213A1
Application number: DE19737213A
Authority: DE
Inventors: Joseph Marrero
Original assignee: National Semiconductor Corp
Current assignee: National Semiconductor Corp
Priority date: 1996-09-27
Filing date: 1997-08-27
Publication date: 1998-04-16
Also published as: KR100283789B1; US5786990A; KR19980024211A

Description

Die Erfindung betrifft einen Wandler nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Welligkeitssteuerung ist in einer Vielzahl von Schaltkreisen, von denen einige in US 50 38 263 beschrieben sind, verwirklicht worden. US 50 38 263 offenbart z. B. einige Arten von Spannungswandlungsschalt kreisen, die Welligkeitssteuerung realisieren, wie einen Durchflußwand ler (s. Fig. 6 und 7 der US 50 38 263), einen Sperrwandler (s. Fig. 10 bis 11 der US 50 38 263) und einen Gegentaktwandler (s. Fig. 15 der US 50 38 263).

Erforderlich wäre jedoch eine Reduzierung der Kosten bei der Verwirklichung steuerbarer Spannungswandlungsschaltkreise (die Wellig keitssteuerung realisieren), indem billigere Schalter (Transistoren) verwendet werden.

Breite Verwendung hat der sogenannte SEPIC-Wandler. Ein Haupt problem bei der Verwendung dieser Art von Schaltkreisen besteht darin, daß der mittlere Eingangsstrom gelesen werden muß, ein SEPIC-Wandler je doch einen stark gepulsten Eingangsstrom in einem diskontinuierlichen Leitungsmodus hat. Somit muß ein SEPIC-Wandler einen mittleren Strom von diesem stark gepulsten Strom extrahieren, was den Entwurf komplizierter macht. Die Realisierung von Welligkeitssteuerung in einem SEPIC-Wandler führt dazu, daß der Eingangsstrom der Mittelwert ist, was den Schalt kreisentwurf des SEPIC-Wandlers wesentlich vereinfacht.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen Wandler mit einem gegen über bekannten Wandlern billigeren und einfacheren Entwurf zu schaffen, der zur Erzeugung einer in einem weiten Bereich beliebigen Ausgangsspan nung (größer oder kleiner als die Eingangsspannung) oder eines Ausgangs stromes gesteuert werden kann und Welligkeitssteuerung realisiert.

Diese Aufgabe wird entsprechend dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 gelöst. Dies wird dadurch erreicht, daß jeder Schalter mit einer niedrigeren Maximalspannung arbeitet als in herkömmlichen Wand lern, die so ausgelegt sind, daß sie die gleiche Ausgangsspannung als Antwort auf die gleiche Eingangsspannung erzeugen, und daß ein Wellig keitssteuerungsschaltkreis vorgesehen ist.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind der nachfolgenden Beschreibung und den Unteransprüchen zu entnehmen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von den in beigefügten Abbildungen dargestellten Ausführungsbeispielen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein Schemadiagramm eines Zweischalter-Durch laßwandlers.

Fig. 1A zeigt ein Schemadiagramm des Ausgangsteils einer al ternativen Ausführungsform des Schaltkreises aus Fig. 1 (wobei der Aus gangsteil aus Fig. 1 durch den aus Fig. 1A zu ersetzen ist).

Fig. 1B zeigt ein Schemadiagramm eines Teils einer alternati ven Ausführungsform des Schaltkreises aus Fig. 1 (der sich vom entspre chenden Teil aus Fig. 1 nur durch einen zusätzlichen Widerstand R_F sowie durch einen Opto-Koppler und Rückkopplungsschaltkreis 12' anstelle des Opto-Kopplers und Rückkopplungsschaltkreises 12 unterscheidet).

Fig. 2 zeigt ein Schemadiagram eines Zweitransistor-Durch laßwandlers, welcher keine welligkeitssteuernde Schaltung enthält.

Fig. 3 zeigt ein Schemadiagramm eines Sperrwandlers als zweite Ausführungsform.

Fig. 4 zeigt ein Schemadiagramm eines Vollbrücken-Durch laßwandlers als dritte Ausführungsform.

Fig. 5 zeigt ein Schemadiagramm eines Halbbrücken-Durch laßwandlers als vierte Ausführungsform.

Fig. 6 zeigt ein Schemadiagramm eines SEPIC-Wandlers als fünf te Ausführungsform.

Fig. 7 zeigt ein Schemadiagramm mit einer Variation des SEPIC- Wandlers aus Fig. 6, in der die Eingangsseite von der Ausgangsseite iso liert ist.

Jede der Ausführungsformen aus Fig. 1, 3 und 4 enthält minde stens ein "verbundenes" Schalterpaar. Die Schalter in jedem dieser Paare sind insofern "verbunden", als beide Schalter so gesteuert werden, daß sie gleichzeitig "geöffnet" oder "geschlossen" sind. Verbundene Schal terpaare sind z. B. Transistoren Q1 und Q2 aus Fig. 1 (oder Fig. 3) und Transistoren Q3 und Q6 aus Fig. 4.

Die bevorzugte Ausführungsform ist ein Durchlaßwandler, der Zweifachschalter und eine welligkeitssteuernde Schaltung enthält, wie z. B. der Durchlaßwandler aus Fig. 1. Die Funktion dieses Durchlaßwand lers (und des Durchlaßwandlers aus Fig. 2) besteht darin, eine Eingangs spannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo umzuwandeln. In beiden Schalt kreisen wird die Ausgangsspannung Vo typischerweise über eine Last ange legt, die durch einen Lastwiderstand R_L dargestellt wird. Das Verhältnis der Ausgangsspannung Vo zur Eingangsspannung Vdc kann durch Variation des Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 innerhalb eines Steuerungs schaltkreises 16 gesteuert werden. Die Schalter Q1 und Q2 werden so ge steuert, daß beide immer im selben Zustand sind ("an" oder "aus").

Gemäß Fig. 1 enthält ein Zweifachschalter-Durchlaßwandler ei nen Eingangsfilter 10, einen Steuerungsschaltkreis 16, einen Transforma tor T2 (mit Primärwicklungen L4, L5 und L6 und Sekundärwicklungen L7 und L10), eine Induktivität L_ext und Kondensatoren C1 und C2 (in Serie mit dem Eingangsfilter 10 und den Wicklungen L4, L5 und L6), einer Hilfsspa nungsquelle 14 (zum Liefern einer Spannung V_ax, die zum Betrieb eines Pulsbreitenmodulators PWM innerhalb des Steuerungsschaltkreises 16 benö tigt wird), einen Ausgangsschaltkreis mit Dioden D5 und D6, eine Induk tivität L8, einen Kondensator C4 (der zwischen der Sekundärwicklung des Transistors T2 und der Last R_L angeschlossen ist), einen Opto-Koppler und Rückkopplungsschaltkreis 12 (zur Erzeugung eines Rückkopplungssi gnals, welches die momentane Ausgangsspannung Vo anzeigt, und zum Lie fern eines solchen Rückkopplungssignals über einen Opto-Koppler an den Pulsbreitenmodulator PWM, welcher es zur Erzeugung einer Steuerspannung zur Steuerung des Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 verwendet). Jede der Wicklungen L4 und L6 ist mit entgegengesetzter Polarität zur Wick lung L5 gewickelt, und die Wicklung L5 hat Np-Windungen (während L4 und L6 gemäß Fig. 1) jeweils Np/2-Wicklungen haben. Der Steuerungsschalt kreis 16 enthält den Pulsbreitenmodulator PWM, die Schalter Q1 und Q2 (jeweils NMOS-Transistoren), einen Transformator T1 mit der Primärwick lung L1 und den Sekundärwicklungen L2 und L3 und Dioden D1 und D2, die gemäß Fig. 1 angeschlossen sind. Ebenfalls im Wandler enthalten (jedoch nicht in Fig. 1 gezeigt) ist ein Inbetriebnahmeschaltkreis, welcher eine anfängliche Betriebnahmespannung an den Anschluß "V_in" des Pulsbreiten modulators PWM während einer Anfangsbetriebsperiode (von Betriebsbeginn des Schaltkreises aus Fig. 1 bis zum Liefern der Spannung V_ax durch die Hilfsspannungsquelle 14) liefert. Nach der Anfangsbetriebsperiode wird die Spannung V_ax an den Anschluß V_in anstatt der Inbetriebnahmespan nung geliefert.

Der Pulsbreitenmodulator PWM liefert eine Rechteckwellenspan nung an einen Ausgangsanschluß "Q" (der mit der Wicklung L1 verbunden ist), die entweder ein hohes oder ein niedriges Niveau hat. Der Puls breitenmodulator PWM bewirkt, daß diese Spannung periodisch (mit Peri odendauer T) einen Übergang vom ersten Typ (hoch nach niedrig oder nied rig nach hoch) und zu einem steuerbaren Zeitpunkt zwischen fortlaufenden Übergängen ersten Typs einen Übergang entgegengesetzten Typs (niedrig nach hoch oder hoch nach niedrig) durchläuft.

Die Schalter Q1 und Q2 werden durch den Schaltkreis PWM so ge steuert, daß beide gleichzeitig "an" sind (jeweils mit Stromfluß zwi schen Source und Drain). Der Arbeitszyklus bestimmt das Verhältnis der durch den Schaltkreis aus Fig. 1 gelieferten Ausgangsspannung Vo zur Eingangsspannung Vdc:

Vo/Vdc = kD = k(To/T),

wobei k = M(Ns/Np), M den Wirkungsgrad des Wandlers, D den Arbeitszyklus (To/T) der Schalter Q1 und Q2, T die Periodendauer und To den "An"-Teil jeder Periode T (während die Schalter Q1 und Q2 an sind) angeben. Der Einfachheit halber wird nachstehend M = 100% angenommen.

Gemäß Fig. 1 ist die Periodendauer T während des normalen Be triebes fest, die Zeit To variiert jedoch (in Abhängigkeit von der vom Schaltkreis 12 an den Pulsbreitenmodulator PWM gelieferten Rückkopp lungsspannung, um die Ausgangsspannung Vo möglichst konstant zu halten.

Der Pulsbreitenmodulator PWM steuert die Schalter Q1 und Q2 wie folgt: Die Spannung am Ausgangsanschluß "Q" des Pulsbreitenmodula tors PWM (und damit die Potentialdifferenz über der Primärwicklung L1 des Transformators T1) ist entweder hoch (was bewirkt, daß die Sekundär wicklungen L2 und L3 des Transformators T1 die Steuergates der Schalter Q1 und Q2 auf einem ausreichend hohen Potential zum Anschalten der Schalter Q1 und Q2 halten), oder niedrig (was bewirkt, daß die Sekundär wicklungen L2 und L3 des Transformators T1 die Steuergates der Schalter Q1 und Q2 auf einem ausreichend niedrigen Potential zum Abschalten der Schalter Q1 und Q2 halten).

Die Hilfsspannungsquelle 14 liefert die Spannung V_ax (die zum Betrieb des Pulsbreitenmodulators PWM benötigt wird) an den Anschluß V_in des Pulsbreitenmodulators PWM. Die Hilfsspannungsquelle 14 enthält eine Wicklung L10 (die als Sekundärwicklung des Transformators T2 gewic kelt ist und N_aux Windungen hat), Dioden D3 und D4, eine Induktivität L9 und einen Kondensator C3, die zur Bildung eines Tiefpaßfilters verbunden sind. Während des Betriebes, bei dem sowohl die Eingangsspannung Vdc als auch die Ausgangsspannung Vo im wesentlichen konstant sind, ist auch die Spannung V_ax im wesentlichen konstant, wobei ihre Amplitude durch das Wicklungsverhältnis multipliziert mit (To/T)(Vdc) gegeben ist:

(Np/N_aux) (To/T)(Vdc).

Die Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 1 (mit Dioden D5 und D6, Induktivität L8 und Kondensator C4) dient als Tiefpaßfilter und zum Gleichrichten der Rechteckwellenspannung über die Sekundärwicklung L7 des Transformators T2 und liefert so die Ausgangsspannung Vo über die Last RL, die den Mittelwert der Rechteckwellenspannung darstellt.

Der Pulsbreitenmodulator PWM enthält einen Steuersignalerzeu gungsschaltkreis zur Erzeugung einer Steuerspannung in Antwort auf das Rückkopplungssignal (welches die momentane Ausgangsspannung Vo anzeigt), das vom Opto-Koppler und Rückkopplungsschaltkreis 12 an den "F.B."-An schluß des Pulsbreitenmodulators PWM geliefert wird. Der Rückkopplungs schaltkreis 12 isoliert optisch den Steuersignalerzeugungsschaltkreis des Pulsbreitenmodulators PWM vom Knoten 2 und einer Ausgangsmasse (wo bei er ermöglicht, daß der Steuersignalerzeugungsschaltkreis in der zu beschreibenden Weise betrieben wird).

Die durch den Steuersignalerzeugungsschaltkreis innerhalb des Rückkopplungsschaltkreises 12 erzeugte Steuerspannung bestimmt die Zeit (zwischen fortlaufenden Übergängen ersten Typs), zu der der Pulsbreiten modulator PWM einen Übergang anderen Typs an seinem Ausgangsanschluß Q liefert (wahlweise bestimmt die Steuerspannung die Zeit, zu der der Pulsbreitenmodulator PWM Übergänge beiden Typs am Anschluß Q liefert). Folglich bestimmt die Steuerspannung den Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2. Der Steuersignalerzeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreiten modulators PWM verwirklicht eine negative Rückkopplung in dem folgenden Sinne: Wenn die Ausgangsspannung Vo über ihren gewünschten Wert an steigt, variiert er die Steuerspannung, um eine Reduzierung im Arbeits zyklus der Schalter Q1 und Q2 (und damit der Ausgangsspannung) zu bewir ken; wenn die Ausgangsspannung Vo unter ihren gewünschten Wert abfällt, variiert er die Steuerspannung, um ein Ansteigen im Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 zu bewirken.

Obwohl der Schaltkreis aus Fig. 1 mit einem einzigen Transi stor anstelle des Transistorpaares Q1 und Q2 entworfen werden kann, müßte ein solcher einzelner Transistor die Kapazität haben, mit der dop pelten Spannung (d. h. über seine Source und Drain) als die Spannung des Transistors Q1 (oder Q2) betrieben werden zu können. Konkret müßte, wenn V_g die Spannung am Knoten 1 ist, jeder der Transistoren Q1 und Q2 mit einer Spannung im Bereich zwischen 0 V und V_g über seiner Source und Drain betrieben werden, während ein einzelner Transistor anstelle des Paares Q1, Q2 mit einer Spannung im größeren Bereich zwischen 0 V und etwa 2 V_g über seiner Source und Drain betrieben werden müßte. Die Rea lisierung eines Spannungswandlers mit zwei Schaltern niedriger Kapazität (wie Q1 und Q2) ist im allgemeinen billiger als mit einem einzelnen Schalter mit der doppelten Kapazität einer der beiden Schalter niedriger Kapazität, und die beiden Schalter (Q1 und Q2) können wesentlich mehr Leistung an die Last R_L liefern.

Der Schaltkreis aus Fig. 1 enthält die folgenden Komponenten, die Welligkeitssteuerung realisieren: eine Induktivität L_ext, Kondensa toren C1 und C2 und Wicklungen L4 und L6, die gemäß Fig. 1 angeschlossen sind. Diese Komponenten liefern eine Stromkontinuität (mittleren Gleich strom), wenn die Schalter Q1 und Q2 "aus" sind, und reduzieren so den großen Pulsierungsstrom, der viele Frequenzkomponenten über der Spannung V_g (zeitlich variable Frequenzkomponenten mit der Periodendauer T und Harmonische höherer Frequenz) am Knoten 1 während des Betriebs erzeugt. Im Ergebnis hat die Spannungsquelle V_g am Knoten 1 eine geringere harmo nische Verzerrung, bekannt als geleitete EMI. Am Knoten 1 liegt im we sentlichen eine Gleichspannung (wobei angenommen ist, daß Vdc zumindest im wesentlichen eine Gleichspannung ist). Wenn die Schalter Q1 und Q2 "an" sind, fließt Strom über den Schalter Q1 (zwischen Source und Drain) an die Wicklungen L5, über die Wicklungen L5 an den Schalter Q2 und über den Schalter Q2 (zwischen Source und Drain) an die Masse.

Der Durchlaßwandler aus Fig. 2 unterscheidet sich vom Schalt kreis aus Fig. 1 insofern, als er keinen Welligkeitssteuerungsschaltkreis (Komponenten L_ext, C1, C2, L4 und L6 aus Fig. 1) aufweist und einen Eingangsfilter 10' enthält, der sich vom Eingangsfilter 10 aus Fig. 1 unterscheidet.

Ein Transformator T2' aus Fig. 2 (dessen Primärwicklung L5 und dessen Sekundärwicklungen L7 und L10 sind) tritt an die Stelle des Transformators C2 aus Fig. 1. Im Schaltkreis aus Fig. 2 sind gleich be zeichnete Komponenten mit den entsprechenden Komponenten aus Fig. 1 (z. B. der Steuerungsschaltkreis 16) identisch. Da der Schaltkreis aus Fig. 2 keinen Welligkeitssteuerungsschaltkreis aufweist, sind Strom und Spannung am Knoten 1 aus Fig. 2 zeitlich variabel und haben Frequenzkom ponenten der Frequenz 1/T großer Amplitude (und Harmonische mit höheren Frequenzen). Aus diesem Grund enthält der Eingangsfilter 10' aus Fig. 2 einen Eingangskondensator mit hoher Kapazität und einem EMI-Filter (elektromagnetischer Störungsfilter), um den zeitlich variablen Rausch strom (am Knoten 1 aus Fig. 2) einschließlich der Harmonischen des zeit lich variablen Stromes mit großer Amplitude zu filtern. Im Gegensatz da zu dient der Eingangsfilter 10 aus Fig. 1 dazu, die zeitlich variablen Frequenzkomponenten des gepulsten Stroms an die Wicklungen L4 und L6 zu lenken, was einen Gleichstrom mit kleinen, sekundären, zeitlich varia blen Frequenzkomponenten am Knoten 1 aus Fig. 1 erzeugt (die eine we sentlich geringere Amplitude als die des Stroms am Knoten 1 aus Fig. 2 aufgrund des eingangsseitigen Welligkeitssteuerungsschaltkreises aus Fig. 1 haben), und muß daher nur eine kleine Eingangskapazität aufweisen (mit einer kleineren Kapazität als der Eingangskondensator mit Filter 10' aus Fig. 2). Folglich ist die Realisierung des Filters 10 aus Fig. 1 billiger als die des Filters 10' aus Fig. 2. Die in Fig. 1 verwirklich te Welligkeitssteuerungstechnik reduziert den Welligkeitsstrom (an der Schaltfrequenz 1/T und den Harmonischen bis zu etwa 1 MHz) um bis zu 40 dB und mehr, was es außerdem ermöglicht, den Filter 10 wesentlich klei ner und leichter als den Filter 10' zu realisieren.

Zur Verwirklichung des Steuerungsschaltkreises 16 kann ein als LM2705-Schaltkreis bekannter integrierter Schaltkreis (hergestellt durch National Semiconductor Corporation, Santa Clara, Californien, USA) ver wendet werden. Der LM2705-Schaltkreis enthält Schaltkreise, die dem Schaltkreis PMW entsprechen, Schalter Q1 und Q2, einen Transformator T1 und Dioden D1 und D2, die gemäß Fig. 1 angeschlossen sind.

In einer alternativen Ausführungsform des Durchlaßwandlers ist der Ausgangsschaltungsteil aus Fig. 1 (mit den Dioden D5 und D6, der In duktivität L8 und dem Kondensator C4, angeschlossen zwischen der Sekund ärwicklung L7 des Transformators T2 und der Last R_L) durch den Schalt kreis aus Fig. 1A ersetzt, der Welligkeitssteuerung im Ausgangsabschnitt realisiert. Der Schaltkreis aus Fig. 1A enthält Dioden D5 und D6, eine Induktivität L8 und einen Kondensator C4, die den entsprechend bezeich neten Komponenten aus Fig. 1 entsprechen. Der Schaltkreis aus Fig. 1A enthält außerdem zur Realisierung von Welligkeitssteuerung die folgenden Komponenten (gemäß Fig. 1A angeschlossen): Eine Induktivität L28 (die als Steuerungswicklung dient), einen Kondensator Cr und eine Induktivi tät L_ext2. Die Induktivität L28 ist um einen mit der Induktivität L8 ge meinsamen Kern gewickelt, um einen Transformator mit der Primärwicklung L28 und der Sekundärwicklung L8 zu bilden. Die Induktivität L28 ist mit der gleichen Polarität wie L8 gewickelt, wobei L8 Ns-Wicklungen und L28 Np-Wicklungen hat. Typischerweise ist Np gleich Ns. Die Wicklung L7, die Diode D5, die Induktivität L8, die Induktivität L_ext2 und der Kondensa tor C4 sind als Tiefpaßfilter in Reihe zur Masse verbunden. Die Indukti vität L28 ist mit dem Kondensator Cr in Reihe geschaltet, und der aus den Elementen L8, L_ext2 und C4 bestehende Schaltungszweig ist parallel mit dem aus L28 und Cr bestehenden Schaltungszweig geschaltet. Während des Betriebes dieser Ausführungsform des Durchlaßwandlers (dessen Ein gangsseite die Eingangsseite aus Fig. 1 und dessen Ausgangsseite der Schaltkreis aus Fig. 1A ist), wobei der oben beschriebene Betrieb der Eingangsseite eine steuerbare Spannung über der Wicklung L7 induziert, arbeiten die ausgangsseitigen Welligkeitssteuerungskomponenten (L28, Cr und L_ext2 aus Fig. 1A) in bekannter Weise, um den Welligkeitsstrom am Knoten 2 zu reduzieren. Folglich verwendet diese Ausführungsform den Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite (zur Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 1) und einen zusätzlichen Welligkeits steuerungsschaltkreis an der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Wellig keitsstroms am Knoten 2).

In einer anderen Variation des Schaltkreises aus Fig. 1 wird ein Welligkeitssteuerungsschaltkreis (wie der in bezug auf Fig. 1A be schriebene) nur auf der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Welligkeits stroms am Knoten 2) und nicht auf der Eingangsseite verwendet.

Eine andere Variation des Schaltkreises aus Fig. 1, die als Konstantstromquelle arbeitet, wird in bezug auf Fig. 1B beschrieben. Der Schaltkreis aus Fig. 1B unterscheidet sich vom Schaltkreis aus Fig. 1 nur in zwei Aspekten: Er enthält einen Rückkopplungsschaltkreis 12' mit Opto-Koppler (anstelle des Rückkopplungsschaltkreises 12 mit Opto-Kopp ler), und er enthält eine Widerstand R_F zwischen dem Knoten 2 und dem Rückkopplungsschaltkreis 12' (in Fig. 1 nicht vorhanden). Der Schalt kreis aus Fig. 1B ist eine Quelle eines steuerbaren Stromes, der durch die Last R_L entnommen wird. Der Rückkopplungsschaltkreis 12' entnimmt einen Strom (den Strom am Knoten 2A), der den durch die Last entnommenen momentanen Ausgangsstrom anzeigt, erzeugt ein Rückkopplungsspannungssi gnal, welches diesen momentanen Ausgangsstrom anzeigt, und liefert die ses Rückkopplungssignal über den Opto-Koppler an den Pulsbreitenmodula tor PWM (welches dieser zur Erzeugung einer Steuerspannung zur Steue rung des Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 verwendet. Andere Ausfüh rungsformen sind Stromquellen (z. B. Stromquellen, die durch Modifikation eines der hier offenbarten Spannungswandler in der Weise gebildet wer den, in der der Schaltkreis aus Fig. 1 zur Erzeugung des Schaltkreises aus Fig. 1B modifiziert wird). Eine Ausführungsform ist z. B. eine Strom quelle die zum Schaltkreis aus Fig. 3 unter Einschluß des in Fig. 1B ge zeigten Schaltkreises (anstelle des Schaltkreises 12 aus Fig. 3 und der Leitung zwischen Knoten 2 und Schaltkreis 12 aus Fig. 3) identisch ist.

Die Funktion eines Sperrwandlers gemäß Fig. 3 besteht darin, eine Eingangsspannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo umzuwandeln. Die Ausgangsspannung Vo wird über eine durch einen Lastwiderstand R_L darge stellte Last angelegt. Das Verhältnis zwischen Ausgangsspannung Vo und Eingangsspannung Vdc kann durch Variation des Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 innerhalb des Steuerungsschaltkreises 16 gesteuert werden. Die Schalter Q1 und Q2 werden so gesteuert, daß sich beide immer im selben Zustand befinden ("an" oder "aus").

In einem bekannten Sperrwandler (ohne Welligkeitssteuerungs schaltkreis) treten sowohl am Eingang als auch am Ausgang große Pulsie rungsströme auf, die auf der Eingangsseite im wesentlichen das gleiche Problem wie bei dem Durchlaßwandler 2 verursachen. Der Ausgangspulsie rungsstrom erfordert große, umfangreiche Kondensatoren zur Verarbeitung der Rauschströme und einen Hochfrequenzfilter zur Minimierung der Wel ligkeit auf ein annehmbares Niveau. Eine Lösung des Problems des Pulsie rungseingangs- (oder -ausgangs-) Stromes in einem Sperrwandler besteht darin, Welligkeitssteuerungswicklungen auf der Eingangsseite (oder Aus gangsseite) miteinzubeziehen, die es den Pulsierungsströmen ermöglichen, im Inneren des Wandlers zu verbleiben und am Eingang (oder Ausgang) des Wandlers im wesentlichen Gleichströme hervorzurufen. Es ist bekannt, die Welligkeitssteuerungstechnik auf die Eingangsseite eines Sperrwandlers anzuwenden, die zeitlich variablen Komponenten des Eingangsstromes (die Schaltfrequenzen oder Harmonische bis zu etwa 1 MHz haben) um bis zu 40 dB zu reduzieren und so Größe und Gewicht des auf der Eingangsseite er forderlichen EMI-Filters zu vermindern, wenn der Schaltkreis UL- und/oder Mil-(militärische) Spezifizierungen haben muß.

Der Schaltkreis aus Fig. 3 enthält einen Eingangsfilter 10, einen Steuerungsschaltkreis 16, einen Transformator T2 (mit Primärwick lungen L4, L5 und L6 und Sekundärwicklungen L7 und L10), eine Induktivi tät L_ext und Kondensatoren C1 und C2 (in Serie mit dem Eingangsfilter 10 und den Wicklungen L4, L5 und L6), eine Hilfsspannungsquelle 14 (zum Liefern einer Spannung V_ax), die zum Betrieb des Pulsbreitenmodulators PWM innerhalb des Steuerungsschaltkreises 16 benötigt wird), einen Ausgangsschaltkreis mit einer Diode D5, einer Induktivität L_ext2 und einem Kondensator C5 (wie dargestellt angeschlossen), einen Kondensator C4 (zwischen der Sekundärwicklung des Transformators T2 und der Last R_L angeschlossen), und einen Rückkopplungsschaltkreis 12 mit Opto-Koppler (zum Liefern eines Rückkopplungssignals, welches die momentane Ausgangs spannung Vo anzeigt, an den Schaltkreis VWM zur Verwendung bei der Er zeugung einer Steuerspannung zum Steuern des Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2).

Der Arbeitszyklus bestimmt das Verhältnis zwischen der durch die Schaltung aus Fig. 3 gelieferten Ausgansspannung Vo und der Ein gangsspannung Vdc an den Schaltkreis aus Fig. 3:

Vo = [D/(1-D)] (NS/Np)(Vg),

wobei D den Arbeitszyklus (To/T) der Schalter Q1 und Q2, T die Schaltpe riode (oben in bezug auf Fig. 1 definiert), To den "an"-Anteil jeder Pe riode T (während die Schalter Q1 und Q2 "an" sind), und Vg die Spannung am Knoten 1 angibt. Während des normalen Betriebs ist die Periode T fest, die Zeit To variiert jedoch (in Antwort auf die an den Schaltkreis PWM vom Steuerungsschaltkreis 12 gelieferte Rückkopplungsspannung), um die Ausgangsspannung Vo möglichst konstant zu halten.

Die Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 3 (mit Diode D5, Wicklung L19 und Kondensatoren C4 und C5) unterscheidet sich von der Ausgangsseite von Fig. 1. Die Wicklung L19 (die als Steuerungswicklung dient) und der hiermit in Serie geschaltete Kondensator C5 (gemäß Fig. 3) verwirklichen Welligkeitssteuerung. Die Wicklung L19 ist magnetisch an die Wicklung L17 (der Sekundärwicklung des Transformators T2) gekop pelt. Die Wicklung L19 ist mit der gleichen Polarität wie L17 gewickelt, und beide haben gemäß Fig. 3 Ns-Wicklungen. Am Knoten 4, an einem Ende des Transformators T2) ist die Wicklung L17 elektrisch mit der Wicklung L19 verbunden. Die Wicklung L17, die Diode D5, die Induktivität L_ext2 und der Kondensator C4 sind als Tiefpaßfilter in Serie mit der Masse verbunden, und der aus Wicklung L19 und Kondensator C5 bestehende Zweig ist mit der Diode D5 in Serie geschaltet. Im Betrieb des Sperrwandlers aus Fig. 3 arbeitet der Welligkeitssteuerungsschaltkreis (Komponenten L19 und C5 wie dargestellt verbunden) in bekannter Weise, um den Wellig keitsstrom am Knoten 2 zu reduzieren, so daß die Ausgangsspannung Vo (ohne signifikante zeitlich variable Frequenzkomponenten) über die Last R_L in Antwort auf die über die Wicklung L17 induzierte Spannung als Er gebnis des Betriebs der Eingangsseite des Schaltkreises aus Fig. 3 ge liefert wird.

Der Rückkopplungsschaltkreis 12 aus Fig. 3 arbeitet in der gleichen Weise wie der Rückkopplungsschaltkreis 12 aus Fig. 1, und der Steuerungsspannungserzeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreitenmodu latoren PWM aus Fig. 3 arbeitet genauso wie der Steuerungsspannungser zeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreitenmodulators PWM aus Fig. 1. Der Pulsbreitenmodulator PWM bestimmt folglich den Arbeitszyklus der Schalter Q1 und Q2 (innerhalb des Steuerungsschaltkreises 16) in Antwort auf die vom Schaltkreis 12 empfangene Rückkopplungsschaltung.

Die Spannung am Knoten 1 wird weiterhin als "V_g" bezeichnet.

Die Eingangsseite der Schaltung aus Fig. 3 enthält die folgen den Komponenten, welche Welligkeitssteuerung realisieren: Eine Indukti vität L_ext, Kondensatoren C1 und C2 und Steuerungswicklungen L4 und L6, die gemäß Fig. 3 angeschlossen sind. Diese Komponenten schaffen einen Weg für den Welligkeitsstrom, wenn die Schalter Q1 und Q2 "aus" sind, unter Elimination des gepulsten Stromes (zeitlich variable frequenzkom ponenten mit der Periode T und Harmonischen höherer Frequenz). Im Ergeb nis sieht die Spannungsquelle V_g am Knoten 1 im wesentlichen einen Gleichstrom (unter Minimierung des Eingangsfilters 10 und Ermöglichung des Schaltkreises, UL- und Mil-Spezifikationen bei Bedarf zu erfüllen).

Der Sperrwandler aus Fig. 3 wendet folglich Welligkeitssteue rungsschaltkreise auf der Eingangsseite (zur Elimination des gepulsten Stroms am Knoten 1 und auf der Ausgangsseite (zur Elimination des ge pulsten Stroms am Knoten 2) an. In alternativen Ausführungsformen des Sperrwandlers wird ein Welligkeitssteuerungsschaltkreis nur auf der Ein gangsseite (zur Elimination des gepulsten Stromes am Knoten 1) und nicht auf Eingangs- und Ausgangsseite angewandt. Alle Ausführungsformen des Sperrwandlers enthalten Zweifachschalter (d. h. Schalter Q1 und Q2) und einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite.

Obwohl der Schaltkreis aus Fig. 3 mit einem einzigen Transi stor anstelle des Transistorpaares Q1 und Q2 entworfen werden kann, wür de ein solcher Transistor eine Kapazität für wesentlich höhere Spannun gen (über Source und Drain) als der Transistor Q1 (oder Q2) benötigen. Konkret muß bei einer Spannung V_g am Knoten 1 jeder der Transistoren Q1 und Q2 mit einer Spannung im Bereich von 0 V bis etwa [V_g + (Np/Ns)Vo)]/2 über Source und Drain arbeiten, während ein einzelner Transistor, der das Paar Q1, Q2 ersetzt, mit einer Spannung im größeren Bereich von 0 bis etwa V_g + (Np/Ns)Vo über Source und Drain arbeiten müßte.

Die Funktion des Vollbrückenwandlers gemäß Fig. 4 besteht dar in, eine Eingangsspannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo umzuwandeln. Die Ausgangsspannung Vo wird über eine Last angelegt, die durch einen Lastwiderstand R_L dargestellt ist. Das Verhältnis der Ausgangsspannung Vo zur Eingangsspannung Vdc kann über eine Variation des Arbeitszyklus des Schalterpaares Q3, Q6 (oder Schalterpaares Q4, Q5) gesteuert werden. Die Schalter Q3 und Q6 werden so gesteuert, daß sie sich immer im glei chen Zustand ("an" oder "aus") befinden, und die Schalter Q4 und Q5 wer den ebenfalls so gesteuert, daß sie sich immer im gleichen Zustand ("an" oder "aus") befinden. Beide Schalterpaare sind nie zur gleichen Zeit "an". Wenn beide Schalterpaare "aus" sind, wird keine Leistung vom Ein gang zum Ausgang geliefert.

Bekannte Vollbrücken-Durchlaßwandler sind nur mit zwei Schal tern entwickelt worden, die so gesteuert werden, daß sie in der folgen den periodischen Abfolge arbeiten: Der erste Schalter ist geschlossen, während der zweite Schalter offen ist, dann sind beide Schalter offen, dann ist der zweite Schalter geschlossen (während der erste Schalter of fen ist), und schließlich sind beide Schalter offen. Jeder der beiden Schalter eines solchen bekannten Wandlers wird durch einen einzelnen Transistor realisiert. Jeder der beiden Schalter würde eine Fähigkeit zum Betrieb in einem weitaus größeren Bereich von Spannungen (über Sour ce und Drain) benötigen als der Spannungsbereich, über dem einer der vier Transistoren aus Fig. 4 (Q3, Q4, Q5 und Q6) arbeiten muß (damit der Wandlerschaltkreis im wesentlichen die gleiche Ausgangsspannung in Ant wort auf die gleiche Eingangsspannung erzeugt). Konkret muß bei einer Spannung V_g am Knoten 1 aus Fig. 4 jeder der Transistoren Q3, Q4, Q5 und Q6 mit einer Spannung im Bereich zwischen 0 V bis etwa V_g über Source und Drain arbeiten, während ein einzelner Transistor, der das Paar Q3, Q6 (oder das Paar Q4, Q5) ersetzt, mit einer Spannung im Bereich zwi schen 0 V bis etwa 2 V_g über Source und Drain arbeiten müßte. Mit vier Schaltern anstelle von nur zwei Schaltern (Eingabe-Entnahme) kann mehr Leistung an den Ausgang geliefert werden. Außerdem führt eine Eingabe- Entnahme- (Zwei-Schalter-) Anordnung zur Sättigung des Transformators T2, solange keine Maßnahmen zur Vermeidung von Flußwandern getroffen werden.

Der Schaltkreis aus Fig. 4 enthält einen Eingangsfilter 10, einen Pulsbreitenmodulator PWM, Kondensatoren C10 und C11, Schalter Q3, Q4, Q5 und Q6 (von denen jeder ein NMOS-Transistor ist), einen Transformator T1 mit Primärwicklungen L31 und L32 und Sekundärwicklungen L33, L34, L35 und L36 und einen Transformator T2 (mit Primärwicklungen L4, L5 und L6 und Sekundärwicklungen L27 und L28), die gemäß Fig. 4 angeschlossen sind. Die Eingangsseite des Schaltkreises aus Fig. 4 enthält außerdem eine Induktivität L_ext und Kondensatoren C1 und C2 (die in Serie mit dem Eingangsfilter und den Wicklungen L4, L5 und L6 geschaltet sind), eine Hilfsspannungsquelle 14 (zum Liefern einer Spannung V_ax die zum Betrieb des Pulsbreitenmodulators PWM benötigt wird) und einen Rückkopplungsschaltkreis 12 mit Opto-Koppler (zum Lie fern eines Rückkopplungssignals, das die momentane Ausgangsspannung Vo angibt, an den Pulsbreitenmodulator PWM zur Verwendung bei der Erzeugung einer Steuerspannung zur Steuerung des Arbeitszyklus der Schalter Q3, Q4, Q5 und Q6). Die Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 4 enthält Dioden D6 und D7, eine Induktivität L8 und einen Kondensator C4, der ei ne Spannung Vo über die Last R_L liefert. Eine Wicklung L27, eine Diode D6, eine Induktivität L8 und ein Kondensator C4 sind zur Bildung eines Tiefpaßfilters verbunden. Eine Wicklung L28, eine Diode D7, eine Induk tivität L8 und ein Kondensator C4 sind zur Bildung eines Tiefpaßfilters verbunden. Die Last R_L und der Kondensator C4 sind zwischen Knoten 2 und Masse parallelgeschaltet.

Der Pulsbreitenmodulator PWM aus Fig. 4 kann so betrieben wer den, daß er (wiederholt) die folgende Abfolge von Spannungskombinationen an seinem Ausgangsanschluß "Q" (durch Kondensator 1 und Induktivität L31 mit der Masse verbunden) und seinem Ausgangsanschluß "Q" (durch Kondensator C11 und Wicklung L32 mit Masse verbunden) liefet: +V ("hohe" Spannung) am Anschluß Q und -V ("niedrige" Spannung) am Anschluß Q, dann "hohe" Spannung am Anschluß Q und "hohe" Spannung am Anschluß Q, dann "niedri ge" Spannung am Anschluß Q und "hohe" Spannung am Anschluß Q, und dann "niedrige" Spannung am Anschluß Q und "niedrige" Spannung am Anschluß Q.

Mit anderen Worten liefert der Pulsbreitenmodulator PWM "hohe" Spannung am Anschluß Q und "niedrige" Spannung am Anschluß Q während einer ersten Phase jedes Zyklus, "hohe" Spannung am Anschluß Q und "hohe" Spannung am Anschluß Q während einer zweiten Phase jedes Zyklus, "niedrige" Spannung am Anschluß Q und "hohe" Spannung am Anschluß Q während einer dritten Phase jedes Zyklus und "niedrige" Spannung am Anschluß Q und "niedrige" Spannung am Anschluß Q während einer vierten Phase jedes Zyklus. Der Pulsbreitenmodulator PWM liefert die ersten zwei Spannungskombinationen (d. h. in den ersten zwei Phasen) für eine Periode T, und die letzten beiden Spannungskombinationen (d. h. in den letzten beiden Phasen) für die gleiche Periode T (so daß der gesamte Vierphasenzyklus die Periode 2T hat). Der Übergang zwischen der ersten und zweiten Phase (jedes Zy klus) und der Übergang zwischen der dritten und vierten Phase (von jedem Zyklus) sind jedoch variabel (in Antwort auf den Ausgang des Schaltkrei ses 12).

Q bezeichnet ein Signal, welches mit einem Signal Q außer Pha se sind, und der Anschluß Q des Pulsbreitenmodulators PWM gibt ein Signal aus, welches mit einem ansonsten identischen, vom Anschluß Q des Pulsbreitenmodulators PWM ausgegebenen Signals außer Phase ist.

Die NMOS-Transistoren Q3, Q4, Q5 und Q6 werden folglich durch den Pulsbreitenmodulator PWM (und den Transformator T1) wie folgt gesteuert: Während der ersten Phase sind Q3 und Q6 "an" (mit einem zwischen Source und Drain fließenden Strom), und Q4 und Q5 sind "aus" (ohne signifikanten Stromfluß zwischen Source und Drain); während der zweiten Phase sind Q3, Q4, Q5 und Q6 "aus"; während der dritten Phase sind Q4 und Q5 "an" (mit einem zwischen Source und Drain fließenden Strom), und Q3 und Q6 sind "aus"; und während der vierten Phase sind Q3, Q4, Q5 und Q6 "aus". Der Arbeitszyklus des Transistorpaares Q3, Q6 und der Arbeitszyklus des Transistorpaares Q4, Q5 (die übereinstimmen) bestimmen das Verhältnis zwischen der durch den Schaltkreis aus Fig. 4 gelieferten Ausgangsspannung Vo und der an den Schaltkreis aus Fig. 4 gelieferten Eingangsspannung Vdc:

Vo = (Np/Ns)DV_g,

wobei D den Arbeitszyklus To/T jedes Schalterpaares (Paar Q3, Q6 oder Paar Q4, Q5), T die oben definierte Periode, To der "an"-Anteil jeder Periode T, während dem nur ein Paar (Q3, Q6 oder Q4, Q5), aber nicht beide Paare von Schaltern Q3, Q4, Q5 und Q6 "an" sind, und V_g die Span nung am Knoten 1 aus Fig. 4 bezeichnet.

Der Aufbau und die Funktion der Hilfsspannungsquelle 14 aus Fig. 4 ist mit der aus Fig. 1 identisch. Die Funktion des Rückkopp lungsschaltkreises 12 aus Fig. 4 ist mit der aus Fig. 1 identisch, und der Steuerungssignalerzeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreitenmodu lators PWM aus Fig. 4 funktioniert im wesentlichen genauso wie in Fig. 1. Die durch den Steuerungssignalerzeugungsschaltkreis erzeugte Steue rungsspannung bestimmt die Übergangszeit zwischen der ersten und zweiten Phase und zwischen der dritten und vierten Phase des Zyklus (und be stimmt so den Arbeitszyklus des Schalterpaares Q3, Q6 und den Schalter paares Q4, Q5).

Die Spannung am Knoten 1 ist mit V_g bezeichnet, und folglich ist die Spannung über der Primärwicklung des Transformators T2 V_g, und die über der Sekundärwicklung des Transformators T2 induzierte Spannung ist (Ns/Np)V_g, wenn eines der Paare Q3, 6 oder Q4, Q5 "an" ist. Wenn die Eingangsseite des Schaltkreises aus Fig. 4 als Antwort auf den beschrie benen Betriebszyklus der Schalterpaare Q3, Q6 und Q4, Q5 arbeitet, durchläuft die über den Sekundärwicklungen (L27 und L28) des Transforma tors T2 induzierte Spannung eine periodische Polaritätsumkehr. Die Aus gangsseite des Schaltkreises aus Fig. 4 (mit Dioden D6 und D7, Indukti vität L8 und Kondensator C4) bewirkt eine Gleichrichtung und Filterung der Rechteckwellenspannung, was eine mittlere (d. h. Gleichstrom)-Aus gangsspannung erzeugt. Wenn die Polarität der induzierten Spannung posi tiv ist (das obere Ende der Induktivität L27 sich auf höherem Potential als das untere Ende der Induktivität L28 in Fig. 4 befindet), verhindert die Diode D7 einen Stromfluß von Induktivität L8 zu Induktivität L28, während ein Strom von Induktivität L27 über Diode D6 zu Induktivität L8 und Kondensator C4 fließt (wobei der Knoten 2 auf im wesentlichen kon stanter Spannung Vo gehalten wird). Wenn die Polarität der induzierten Spannung negativ ist, vermeidet die Diode D6 einen Stromfluß von Induk tivität L8 zu Induktivität L27, während ein Strom von Induktivität L28 über die Diode D7 zur Induktivität L8 und zum Kondensator C4 fließt, wo bei der Knoten 2 auf im wesentlichen konstanter Spannung Vo gehalten wird. Wenn alle Schalter Q3, Q4, Q5 und Q6 "aus" sind, tragen die Dioden D6 und D7 den Ausgangsstrom über L8.

Der Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite von Fig. 4 (Komponenten L_ext, C1, C2, L4 und L6 aus Fig. 1) eliminiert ge pulsten Strom (bei der Schaltfrequenz und ihrer Harmonischen) am Knoten 1 in der gleichen Weise wie im Schaltkreis aus Fig. 1. In alternativen Ausführungsformen ist die Ausgangsseite von Fig. 4 so modifiziert, daß sie einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis enthält, der eine Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 2 bewirkt. Solche alternativen Ausfüh rungsformen verwenden folglich einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite (zur Elimination des gepulsten Stroms am Knoten 1) und einen zusätzlichen Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Aus gangsseite (zur Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 2). In ande ren Ausführungsformen wird ein Welligkeitssteuerungsschaltkreis nur auf der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 2) und nicht auf der Eingangsseite verwendet.

Gemäß Fig. 5 unterscheidet sich ein Halbbrücken-Durchlaßwand ler vom Wandler aus Fig. 4 dadurch, daß er Kondensatoren C20 und C21 (gemäß Fig. 5 angeschlossen), aber keine Transistoren Q5 und Q6 und se kundäre Wicklungen L35 und L36 (wie der Schaltkreis aus Fig. 4) enthält, daß die Wicklungen L4' und L6' in Fig. 5 Np-Windungen haben (während die Wicklungen L4 und L6 und Fig. 4 Np/2-Windungen haben) und daß die Wick lung L6' in Fig. 5 mit entgegengesetzter Polarität zur Wicklung L6 aus Fig. 4 gewickelt ist. Der Kondensator C20 ist vorzugsweise mit dem Kon densator C21 identisch. Die Funktion des Halbbrücken-Wandlers aus Fig. 5 besteht darin, eine Eingangsspannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo um zuwandeln. Die Ausgangsspannung Vo wird über eine Last angelegt, die durch einen Lastwiderstand R_L dargestellt wird. Das Verhältnis der Aus gangsspannung Vo zur Eingangsspannung Vdc ist über eine Variation des Arbeitszyklus des Schalters Q3 und des Schalter Q4 steuerbar. Der Halb brücken-Durchlaßwandler aus Fig. 5 stellt insofern eine Verbesserung ge genüber bekannten Halbbrücken-Durchlaßwandlern dar, als er eine Wellig keitssteuerung verwirklicht (und dies in besonders effizienter Weise).

Im Betrieb des Schaltkreises aus Fig. 5 steuert der Pulsbrei tenmodulator PWM die Schalter Q3 und Q4 so, daß sie die folgenden vier Phasenzyklen wiederholt durchlaufen: Während der ersten Phase ist Q3 "an" (mit einem zwischen Source und Drain fließenden Strom) und Q4 ist "aus" (ohne signifikanten Stromfluß zwischen Source und Drain); während der zweiten Phase sind Q3 und Q4 "aus"; währen der dritten Phase ist Q4 "an" und Q3 ist "aus"; und während der vierten Phase sind Q3 und Q4 "aus". Das System bleibt für eine Periode T in den ersten beiden Phasen und für die gleiche Periode T in den letzten beiden Phasen (so daß der gesamte Vierphasenzyklus die Periode 2T hat). Der Übergang zwischen der ersten und zweiten Phase (von jedem Zyklus) ist jedoch variabel (in Ant wort auf den Ausgang des Schaltkreises 12), und der Übergang zwischen der dritten und vierten Phase (von jedem Zyklus) ist ebenfalls variabel (in Antwort auf den Ausgang des Schaltkreises 12). Der Arbeitszyklus des Transistors Q3 und der Arbeitszyklus des Transistors Q4 bestimmen das Verhältnis zwischen der von dem Schaltkreis aus Fig. 5 gelieferten Aus gangsspannung Vo und der an den Schaltkreis aus Fig. 5 gelieferten Ein gangsspannung Vdc:

Vo = 1/2 (Ns/Np)(D)(V_g),

wobei D = To/T für beide Paare ist und V_g die Spannung am Knoten 1 an gibt.

Die Spannung am Knoten 1 aus Fig. 5 ist mit V g bezeichnet, so daß die Spannung über der Primärwicklung des Transformators T2 aus Fig. 5 V_g/2 beträgt (da die Spannung über dem Kondensator C21 V_g/2 ist, wenn Q3 "an" und Q4 "aus" ist, und die Spannung über dem Kondensator C20 V_g/2 ist, wenn Q3 "aus" und Q4 "an" ist. Entsprechend ist die über der Se kundärwicklung des Transformators C2 aus Fig. 5 induzierte Spannung (Ns/Np)V_g/2. Folglich hat der Halbrücken-Wandler aus Fig. 5 zwar den Vorteil gegenüber dem Vollbrücken-Wandler aus Fig. 4, daß er nur halb so viele Transistoren benötigt, er hat jedoch den Nachteil, daß er nur die halbe Spannung über dem Transformator T2 erzeugt (was die Größe der bei einer gegebenen Eingangsspannung Vdc lieferbaren Ausgangsspannung Vo herabsetzt).

Der Welligkeitssteuerungsschaltkreis der Eingangsseite von Fig. 5 (Komponenten L_ext, C1, C2, L4 und L6 aus Fig. 1) vermindert den Welligkeitsstrom (bei der Schaltfrequenz und ihrer Harmonischen) am Kno ten 1 in der gleichen Weise wie der Schaltkreis aus Fig. 1. In alterna tiven Ausführungsformen ist die Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 5 so modifiziert, daß sie einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis ent hält, der eine Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 2 bewirkt. Solche alternativen Ausführungsformen verwenden folglich einen Wellig keitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangsseite (zur Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 1) und einen zusätzlichen Welligkeitssteue rungsschaltkreis auf der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Welligkeits stroms am Knoten 2). In anderen Ausführungsformen wird ein Welligkeits steuerungsschaltkreis nur auf der Ausgangsseite (zur Reduzierung des Welligkeitsstroms am Knoten 2) und nicht auf der Eingangsseite verwen det.

Die Funktion eines SEPIC-Wandlers gemäß Fig. 6 besteht darin, eine Eingangsspannung Vdc in eine Ausgangsspannung Vo umzuwandeln. Die Ausgangsspannung Vo wird über einer Last angelegt, die durch einen Last widerstand L_R dargestellt wird. Das Verhältnis der Ausgangsspannung Vo zur Eingangsspannung Vdc ist über eine Variation des Arbeitszyklus des Schalters Q7 (als NMOS-Transistor realisiert) steuerbar. Der SEPIC-Wand ler aus Fig. 6 stellt insofern eine Verbesserung gegenüber SEPIC-Wand lern dar, als er Welligkeitssteuerung verwirklicht (auf der Eingangs-und der Ausgangsseite in besonders effizienter Weise).

Der Schaltkreis aus Fig. 6 umfaßt einen Eingangsfilter 10 (der den gleichen Aufbau wie der Eingangsfilter 10 aus Fig. 1 haben kann), welcher genauso wie der Eingangsfilter aus Fig. 1 arbeitet. Der Ein gangsfilter 10 kann einfach entworfen und billig realisiert werden, da der eingangsseitige Welligkeitssteuerungsschaltkreis aus Fig. 6 einen im wesentlichen konstanten Eingangsstrom Idc am Knoten 1 sicherstellt. Der SEPIC-Wandler aus Fig. 1 enthält außerdem die folgenden Elemente, die in Reihe zwischen Knoten 1 und Masse geschaltet sind: eine Induktivität L_ext1, eine Induktivität L30, einen Kondensator C30, eine Diode D8, eine Induktivität L_ext2 und eine Last R_L. Die Induktivität L31 ist an die In duktivität L30 magnetisch gekoppelt (wobei L30 und L31 um einen gemein samen Kern gewickelt sind), so daß sie einen Transformator T1 bilden.

Die Induktivität L30 ist elektrisch an die Induktivität L31 am Knoten 3 gekoppelt. Der Kondensator Cr ist mit der Induktivität L31 in Reihe ge schaltet, und der L31 und Cr umfassende Schaltungszweig ist parallel mit dem C30, D8, L_ext2 und Co umfassenden Zweig, dem den Transistor Q7 um fassenden Zweig und dem die Wicklung L32 umfassenden Zweig mit der Masse verbunden. Im Transformator T1 sind die Primärwicklung L30 und die Se kundärwicklung L31 mit der gleichen Polarität gewickelt.

In der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform sind die Induktivitäten L30 und L32 auf einen gemeinsamen Kern gewickelt. In sol chen Ausführungsformen werden die separaten Transformatoren T1 und T2 durch einen einzigen Transformator ersetzt.

Source und Drain des Transistors Q7 sind parallel mit dem L31 und Cr umfassenden Zweig zwischen N3 und Masse angeschlossen, und das Gate des Transistors Q7 wird durch einen Pulsbreitenmodulator PWM ge steuert (der zum Pulsbreitenmodulator PWM aus Fig. 1 identisch sein kann).

Die Wicklung L32 ist magnetisch an die Wicklung L33 gekoppelt, jedoch von der Wicklung L33 nicht elektrisch isoliert (L32 und L33 sind um einen gemeinsamen Kern gewickelt), so daß die Wicklungen einen Trans formator T2 bilden. Im Transformator T2 ist die Primärwicklung L32 und die Sekundärwicklung L33, wobei die Wicklungen L32 und L33 mit der glei chen Polarität gewickelt sind und beide die gleiche Anzahl von Wicklun gen (Ns) haben.

Ein Ende der Wicklungen L33 ist mit dem Kondensator C31 und der Induktivität L_ext2 in Reihe geschaltet, und das andere Ende der Wicklung L33 ist mit der Diode D8 und der Induktivität L_ext2 in Reihe geschaltet. Die Elemente L33 und C31 verwirklichen zusammen mit der In duktivität L_ext2 eine Welligkeitssteuerung auf der Ausgangsseite von Fig. 6 (um einen Welligkeitsstrom vom Knoten 2 weg zu steuern und um zu bewirken, daß die Ausgleichsspannung Vo am Knoten 2 im wesentlichen kon stant als Antwort auf eine im wesentlichen konstante Spannung über der Primärwicklung des Transformators T2 ist).

Der Kondensator Co ist zwischen dem Knoten 2 und der Masse parallel zur Last R_L geschaltet.

In Antwort auf die im wesentlichen konstante Eingangsspannung Vdc ist die Ausgangsspannung Vo im wesentlichen konstant. Im Betrieb schaltet der Pulsbreitenmodulator PWM den Transistorschalter Q7 peri odisch an und aus (mit Periode T), indem er eine Spannung an den Aus gangsanschluß "Q" anlegt, die zyklisch ein hohes und dann ein niedriges Niveau hat. Der Pulsbreitenmodulator PWM bewirkt, daß diese Spannung pe riodisch einen Übergang ersten Typs (hoch nach niedrig oder niedrig nach hoch) durchläuft (mit der Periode T) und zu einem steuerbaren Zeitpunkt zwischen aufeinanderfolgenden Übergängen ersten Typs einen Übergang ent gegengesetzten Typs (niedrig nach hoch oder hoch nach niedrig) durch läuft. Der Pulsbreitenmodulator PWM enthält einen Schaltkreis zur Steue rung der letztgenannten Übergänge in Antwort auf die momentane Ausgangs spannung Vo (empfangen am Anschluß "F.B." des Pulsbreitenmodulators PWM). Der Pulsbreitenmodulator PWM verwirklicht eine negative Rückkopp lung im folgenden Sinne: Wenn die Ausgangsspannung Vo ihren gewünschten Wert überschreitet, bewirkt der Pulsbreitenmodulator PWM eine Reduzie rung im Arbeitszyklus des Schalters Q7 (und folglich eine Reduzierung der Ausgangsspannung); und wenn die Ausgangsspannung Vo unter ihren ge wünschten Wert fällt, bewirkt der Pulsbreitenmodulator PWM ein Anzeigen im Arbeitszyklus des Schalters Q7. Die für den Betrieb des Pulsbreiten modulators PWM benötigte Versorgungsspannung wird dadurch geliefert, daß der Knoten 5 (am Eingang von Fig. 6) an den Anschluß "V_in" des Pulsbrei tenmodulators PWM angeschlossen wird.

Der Arbeitszyklus des Schalters Q7 bestimmt das Verhältnis zwischen der durch den Schaltkreis aus Fig. 6 gelieferten Ausgangsspan nung Vo und der Eingangsspannung Vdc:

Vo = D/(1 - D) V_g,

wobei D der Arbeitszyklus (To/T) des Schalters Q7, T die oben erwähnte Schaltperiode, To der Anteil jeder Periode T, während der der Schalter Q7 "an" ist, und Fg die Spannung am Knoten bezeichnet.

Auf der Eingangsseite des Schaltkreises aus Fig. 6 verwirkli chen die Elemente L_ext1, L31 und C_r Welligkeitssteuerung durch effekti ves Steuern von AC-Frequenzkomponenten (mit der Schaltfrequenz oder ih ren Harmonischen) des Stroms am Knoten 3 durch den L31 und C_r umfassen den Zweig, wodurch AC-Frequenzkomponenten des Stroms (und der Spannung) am Knoten 1 während des Betriebs reduziert werden. Im Ergebnis ist die Spannung V_g am Knoten 1 zumindest im wesentlichen eine Gleichspannung (wobei angenommen wird, daß Vdc im wesentlichen eine Gleichspannung ist.

Auf der Ausgangsseite des Schaltkreises aus Fig. 6 verwirkli chen die Elemente L33, C31 und L_ext2 Welligkeitssteuerung durch effekti ves Steuern des gepulsten Stroms mit Frequenzkomponenten (mit der Schaltfrequenz oder ihren Harmonischen) des Stroms am Knoten 4 durch den L33 und C31 umfassenden Zweig, und Reduzieren hierdurch von AC-Frequenz komponenten der Ausgangsspannung Vo am Knoten 2 während des Betriebes. Im Ergebnis ist die Ausgangsspannung Vo zumindest im wesentlichen eine Gleichspannung (wobei angenommen wird, daß Vdc im wesentlichen eine Gleichspannung ist). Wenn ein SEPIC-Wandler mit Welligkeitssteuerung realisiert werden soll, ist es (zumindest für die meisten Anwendungen) erforderlich, einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis sowohl auf der Ein gangs- als auch auf der Ausgangsseite des Wandlers einzubeziehen. Vor der in Fig. 6 (und in Fig. 7) gezeigten Ausführungsform sind SEPIC-Wand ler nicht mit Welligkeitssteuerungsschaltkreisen auf Eingangs- und Aus gangsseiten realisiert worden. Sie sind auch nicht mit Welligkeitssteue rungsschaltkreisen des in Fig. 6 gezeigten Typs auf Eingangs- und Aus gangsseiten realisiert worden. Beispielsweise hat ein bekannter SEPIC- Wandler die in Fig. 6 gezeigte Struktur ohne den Welligkeitssteuerungs schaltkreis (d. h. die Induktivitäten L_ext1 und L_ext2 sind durch Kurz schlüsse ersetzt, und die Elemente L31, C_r, L33 und C31 sind durch ande re Schaltkreise ersetzt).

Der in Fig. 7 gezeigte Schaltkreis unterscheidet sich vom Schaltkreis aus Fig. 6 dadurch, daß er einen Rückkopplungsschaltkreis 12 mit Opto-Koppler und einen isolierten Transformator T2 enthält.

Der Transformator T2 aus Fig. 7 umfaßt eine Primärwicklung L42, die magnetisch an eine Wicklung L32 gekoppelt (und von ihr elek trisch isoliert ist). Die Primärwicklung L42 (die Np Windungen hat) ist mit entgegengesetzter Polarität zur Wicklung L32 gewickelt (die Ns Win dungen hat). Wie in Fig. 6 ist die Wicklung L32 an die Wicklung L33 ma gnetisch gekoppelt (wobei L32 und L33 auf einen gemeinsamen Kern gewic kelt sind). Die Wicklung L33, der Kondensator C31 und die Induktivität L_ext2 verwirklichen Welligkeitssteuerung genauso wie in Fig. 6.

Der Pulsbreitenmodulator PWM aus Fig. 7 ist vom Knoten 2 (durch den Rückkopplungsschaltkreis 12) elektrisch isoliert, anders als der Pulsbreitenmodulator PWM aus Fig. 6, dessen Anschluß "F.B." mit dem Knoten 2 elektrisch verbunden ist. Das vom Schaltkreis 12 an den Puls breitenmodulator PWM in Fig. 7 gelieferte Rückkopplungssignal gibt die momentane Ausgangsspannung von 0 an und wird durch den Steuerungssignal erzeugungsschaltkreis innerhalb des Pulsbreitenmodulators PWM verwendet, um eine Steuerungsspannung zur Steuerung des Arbeitszyklus Q7 zu erzeu gen (genauso wie in Fig. 6).

Der Arbeitszyklus des Schalters Q7 aus Fig. 7 bestimmt das Verhältnis zwischen der durch den Schaltkreis aus Fig. 7 gelieferten Ausgangsspannung Vo und der Eingangsspannung Vdc:

Vo = D(1 - D) (Ns/Np) V_g,

wobei D der Arbeitszyklus (To/T) des Schalters Q7, T die oben erwähnte Schaltperiode, To der Teil jeder Periode T, während der der Schalter Q7 "an" ist, und V_g die Spannung am Knoten 1 bezeichnet.

Die Ausführungsform aus Fig. 7 verwendet eingangsseitig einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis (Elemente L_ext2, L31 und C_r) und aus gangsseitig einen Welligkeitssteuerungsschaltkreis (Elemente L_ext2, L33 und C31) vom selben Aufbau wie die entsprechende Schaltung in Fig. 6. Im Gegensatz dazu hat ein bekannter isolierter SEPIC-Wandler die in Fig. 7 gezeigte Struktur ohne den Welligkeitssteuerungsschaltkreis (d. h. die Induktivitäten L_ext1 und L_ext2 werden durch Kurzschlüsse ersetzt, und die Elemente L31, C_r, L33 und C31 werden durch offene Schaltungen er setzt).

Claims

1. Wandler mit mindestens einem Schalter (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7), dessen Arbeitszyklus eine Ausgangsspannung (Vo) oder einen Aus gangsstrom bestimmt, und einem an den mindestens einen Schalter (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7) gekoppelten Steuerungsschaltkreis (16), der zur Steuerung des Arbeitszyklus und damit der Ausgangsspannung (Vo) oder des Ausgangsstroms ausgelegt ist, dadurch gekennzeichnet, daß an den minde stens einen Schalter (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7) ein Welligkeitssteue rungsschaltkreis gekoppelt ist.

2. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf der Eingangs- und/oder Ausgangssei te realisiert ist.

3. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Transformator (T2) vorgesehen sind.

4. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekenn zeichnet, daß mindestens zwei Schalter (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6, Q7) zu einem verbundenen Schalterpaar gekoppelt sind.

5. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekenn zeichnet, daß der oder die Schalter (07) Transistoren sind.

6. Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das mindestens eine verbundene Schalterpaar (Q1, Q2) ein Paar von Transisto ren ist, die auf der Eingangsseite so verbunden sind, daß Strom durch einen der Transistoren zur Primärseite des Transformators (T2) und dann durch den anderen der Transistoren fließt, wenn beide Transistoren "an" sind, und wobei der Welligkeitssteuerungsschaltkreis einen Weg für einen Stromfluß durch die Eingangsseite schafft, wenn beide Transistoren "aus" sind.

7. Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekenn zeichnet, daß der Wandler ein Durchlaßspannungswandler ist.

8. Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekenn zeichnet, daß der Wandler ein Vollbrücken-Durchlaßwandler ist.

9. Wandler nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes verbundenes Schalterpaar (Q3, Q6) mit einem ersten Transistor und einem zweiten Transistor und ein zweites verbundenes Schalterpaar (Q4, Q5) mit einem dritten Transistor und einem vierten Transistor vorgesehen sind, wobei das erste verbundene Schalterpaar (Q3, Q6) auf der Eingangs seite so angeschlossen ist, daß Strom durch den ersten Transistor zur Primärseite des Transformators (T2) und dann durch den zweiten Transi stor fließt, wenn der Steuerungsschaltkreis (16) sowohl den ersten Tran sistor als auch den zweiten Transistor auf "an" setzt, und wobei das zweite Schalterpaar (Q4, Q5) auf der Eingangsseite so angeschlossen ist, daß Strom durch den dritten Transistor zur Primärseite des Transforma tors (T2) und dann durch den vierten Transistor fließt, wenn der Steue rungsschaltkreis (16) sowohl den dritten Transistor als auch den vierten Transistor auf "an" setzt, und der Welligkeitssteuerungsschaltkreis ei nen Weg für einen Stromfluß durch die Eingangsseite schafft, wenn der Steuerungsschaltkreis (16) den ersten, zweiten, dritten und vierten Transistor auf "aus" setzt.

10. Wandler nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekenn zeichnet, daß der Wandler ein Sperrwandler ist.

11. Wandler nach Anspruch 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler ein Halbbrücken-Durchlaßwandler ist, wobei ein erster Schaltungszweig auf der Eingangsseite mit einem ersten Schalter (Q3), mindestens einem ersten Kondensator (C20) und einer Primärwicklung des Transformators (T2), wobei der erste Schalter (Q3) einen ersten Arbeits zyklus hat, ein zweiter Schaltungszweig auf der Eingangsseite mit einem zweiten Schalter (Q4), mindestens einem zweiten Kondensator (C21) und der Primärwicklung des Transformators (T2), wobei der zweite Schalter (Q4) einen zweiten Arbeitszyklus hat, und wobei der erste und der zweite Arbeitszyklus die Ausgangsspannung (Vo) oder den Ausgangsstrom bestim men, und ein Steuerungsschaltkreis, der an den ersten (Q3) und den zwei ten Schalter (Q4) gekoppelt und so ausgelegt ist, daß er den ersten und den zweiten Arbeitszyklus und damit die Ausgangsspannung (Vo) oder den Ausgangsstrom steuert, vorgesehen sind, und daß der Welligkeitssteue rungsschaltkreis auf der Eingangsseite realisiert und an den ersten (Q3) und den zweiten Schalter (Q4) gekoppelt ist.

12. Wandler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerungsschaltkreis so ausgelegt ist, daß er den ersten (Q3) und den zweiten Schalter (Q4) so steuert, daß dieser zyklisch eine vierphasige Sequenz durchläuft mit einer ersten Phase, in der der erste Schalter (Q3) geschlossen und der zweite Schalter offenen ist, einer zweiten Pha se, in der der erste und der zweite Schalter (Q4) offen sind, einer dritten Phase, in der der erste Schalter (Q3) offen und der zweite Schalter (Q4) geschlossen ist, und einer vierten Phase, in der der erste (Q3) und der zweite Schalter (Q4) offen sind, und daß während der ersten Phase ein Strom durch den ersten, aber nicht durch den zweiten Zweig fließt, während der dritten Phase ein Strom durch den zweiten, aber nicht durch den ersten Zweig fließt, und während der zweiten und vierten Phase die Welligkeitssteuerungsschaltung einen Weg für den Stromfluß schafft.

13. Wandler nach Anspruch 2, 3 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Wandler ein SEPIC-Wandler ist, daß ein Schalter (Q7) auf der Eingangsseite, dessen Arbeitszyklus die Ausgangsspannung (Vo) oder den Ausgangsstrom steuert, und ein an den Schalter (Q7) gekoppelter Steue rungsschaltkreis, der zur Steuerung des Arbeitszyklus und damit der Aus gangsspannung (Vo) oder des Ausgangsstroms ausgelegt ist, vorgesehen sind, und das der Welligkeitssteuerungsschaltkreis auf Eingangs- und Ausgangsseite realisiert ist.

14. Wandler nach einem der Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekenn zeichnet, daß die Eingangsseite von der Ausgangsseite durch einen Opto- Koppler elektrisch isoliert ist.

15. Wandler nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannung (Vo) an einem Knoten auf der Ausgangsseite anliegt, wo bei ein Steuerungsschaltkreis zur Steuerung des Arbeitszyklus und damit der Ausgangsspannung oder des -stromes an den Knoten gekoppelt und so ausgelegt ist, daß er eine Steuerspannung in Antwort auf ein Rückkopp lungssignal erzeugt, welches die momentane Amplitude der Ausgangsspan nung (Vo) anzeigt und den Arbeitszyklus in Antwort auf die Steuerspan nung steuert.

16. Wandler nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Opto-Koppler den Steuerungsschaltkreis an den Knoten koppelt.