DE19712261A1 - Elektronische Sicherung - Google Patents

Description

Sicherungen haben die Aufgabe, daß eine weitere Energiezufuhr in ein fehlerhaftes Schaltungsteil verhindert werden soll. In Schaltungsanordnungen wie beispielsweise DC-DC-Umrichtern, bei denen eine Eingangsspannung in weitere geregelte Spannun­ gen umgewandelt wird, ist besonders darauf zu achten, daß bei fehlerhaften Schaltungsteilen diese von der Eingangsspannung zu trennen sind, um Folgefehler wie z. B. eine Überhitzung oder einen Brand zu vermeiden. In einem System, in welchem mehrere solche Umrichter an einer Versorgungsleitung ange­ schaltet sind, muß auf eventuell vorkommende Kurzschlüsse im Eingangskreis dieser Umrichter geachtet werden. Da bei Kurz­ schlüssen sehr große Ströme fließen (bis zu mehreren hundert Ampere), kann eine Systemspannung für die Zeitspanne, bis ei­ ne Sicherung anspricht, stark beeinflußt werden. Dies kann auch zu Spannungseinbrüchen auf den Ausgängen der anderen Um­ richter führen, die von der gleichen Systemspannung versorgt werden. Ein Datenverlust und Neustarts wären die Folge. Um dies zu verhindern, wird jeder Umrichter mit eigenen, von der Systemspannung beispielsweise mit einer Diode entkoppelten Kondensatoren ausgestattet. Bei Ausfall kann, aufgrund der gespeicherten Energie in den Kondensatoren, eine Versorgung eines Verbrauchers noch einige Zeit aufrecht erhalten werden. Um einen Betrieb ohne Spannungseinbrüche zu ermöglichen, muß die Kapazität der Kondensatoren groß genug sein, um vorkom­ mende Spannungseinbrüche bei der Versorgungsspannung zu über­ brücken. Die Dauer der kurzschlußbedingten Einbrüche hängt unmittelbar vom Typ der verwendeten Sicherung ab. Je länger die Auslösezeit ist, desto größere Kapazitäten müssen paral­ lel zu den Eingängen der Verbraucher vorgesehen werden.

In der Vergangenheit wurden bevorzugt Schmelzsicherungen ver­ wendet, da diese schneller als Automatensicherungen auslösen.

Automatensicherungen werden heute jedoch aus servicetechni­ scher Sicht bevorzugt in Schaltungsanordnungen verwendet. Die Automatensicherungen bringen jedoch den Nachteil mit sich, daß sie eine längere Auslösezeit aufweisen und dadurch mit größeren Kondensatoren ausgestattet werden müßten. Dies kann jedoch aus Platz- und Kostengründen nicht umgesetzt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine weitere Schal­ tungsanordnung einer elektronischen Sicherung anzugeben.

Die Lösung der Aufgabe ergibt sich aus den Merkmalen der Pa­ tentansprüche 1 und 4.

Die Erfindung bringt den Vorteil mit sich, daß diese stör­ unempfindlich ist und zu keinen Fehlabschaltungen bei kurz­ zeitigen Spannungsschwankungen in der Versorgungsspannung kommt. Darüber hinaus bringt die Erfindung den Vorteil mit sich, daß auf größere Kondensatoren verzichtet werden kann. Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß die Sicherung mit wenigen Komponenten gebildet und sehr kosten­ günstig ist.

Die Erfindung bringt den weiteren Vorteil mit sich, daß der Schalttransistor nicht überlastet wird.

Weitere Besonderheiten sind in den Unteransprüchen angegeben.

Weitere Besonderheiten der Erfindung werden aus der nachfol­ genden näheren Erläuterung zu einem Ausführungsbeispiel an­ hand von Zeichnungen ersichtlich.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Prinzipschaltbild einer elektronischen Siche­ rung,

Fig. 2 eine schaltungstechnische Ausgestaltung und

Fig. 3 Spannungs- bzw. Stromkennlinien.

Am Schaltelement M1 z. B. einem MOSFET Schalttransistor kann die Spannung zwischen Drain und Source, bei Strombegrenzung abgegriffen werden. Da in dieser Zeit der Strom durch den Schalttransistor M1 konstant ist, ist die Drain-Source-Span­ nung ein direktes Abbild der momentanen Verlustleistung am Schalttransistor M1. Durch Integration der Transistorspannung ab einem wählbaren Schwellwert, erhält man ein Signal, das der Verlustenergie entspricht. Aus den bekannten Safe Opera­ tion Area SOAR-Diagrammen (z. B. Siemens Datenbuch SIPMOS- Leistungstransistoren, 93/94, Seite 641) ist für jeden Schalttransistor die maximal zulässige Energie zu entnehmen bis dieser zerstört wird (Leistung × maximal zulässige Zeit).

In Fig. 1 ist das Prinzipschaltbild der elektronischen Siche­ rung wiedergegeben. Die wesentlichen im Prinzipschaltbild dargestellten Einheiten sind eine Einheit zur Hilfsspannungs­ erzeugung HV, ein Stromregler SR (erste Auswerteeinheit), ein Integrierer INT (zweite Auswerteeinheit), ein Komparator K (zweite Auswerteeinheit) und ein Fehler-FlipFlop FF. Eine Einrichtung zur Hilfsspannungsversorgung HV versorgt al­ le zur Realisierung der Schaltungsanordnung nötigen Bauele­ mente mit einer geregelten Spannung V_hilf. Die erste Auswerteeinheit SR versucht durch Messen des IST- Stromes (meßbar über die Spannung am Widerstand Shunt) einen voreingestellten Sollstrom einzustellen. Dieser Stromregler SR steuert im Normalbetrieb, in welchem der Strom deutlich niedriger wie der voreingestellte Sollstrom ist, den Schalt­ transistor M1 z. B. einen MOSFET, voll leitend. In Fällen, in denen der Strom durch den Widerstand SHUNT den Sollwert zu überschreiten versucht, wird dieser auf den Sollwert be­ grenzt. Der Schalttransistor M1 wird von einem Pullup- Widerstand R5 (Fig. 2) leitend gesteuert und vom Stromregler SR bei Bedarf weniger leitend gesteuert. Im Kurzschlußfall wird der Schalttransistor M1 so angesteuert, daß der Ein­ gangsstrom des Umrichters auf den Sollstrom begrenzt wird. Ein Fehler-FlipFlop FF, das bei der Inbetriebnahme des Um­ richters (anlegen der Systemspannung) definiert in einem HIGH-Zustand (High-Potential am Ausgang) gebracht wird, ist über Entkoppeldioden D2, D3 mit dem Pullup-Widerstand R5 des MOSFET M1 verbunden. Im Fehlerfall, d. h. bei einem Kurz­ schluß, wird das Fehler-FlipFlop FF getriggert und die Span­ nung V_gate wird bleibend zu null. Der Stromfluß durch den MOSFET M1 wird damit unterbrochen. Das Fehler-FlipFlop FF kann durch kurzzeitiges Wegnehmen der Systemspannung wieder gesetzt werden. Liegt bei einer Inbetriebnahme bereits der Kurzschluß vor, wird das Fehler-FLipFlop FF nach kurzer Zeit getriggert und der MOSFET M1 abgeschaltet.

Im wesentlichen gibt es zwei unterschiedliche Fälle, bei de­ nen erhöhte Eingangsströme auftreten bzw. in denen die Strom­ begrenzung aktiv wird. Zum einen ist dies der Kurzschluß (in Fig. 1 und 2 durch einen Schalter S symbolisiert) und zum anderen ist dies das Laden der Kondensatoren C_SP1 und C_SP2. Ei­ ne Abschaltung soll nur bei Kurzschluß erfolgen.

Die Schaltungsanordnung muß so dimensioniert sein, daß bei einem Ladevorgang (worst case ist dabei die höchste Eingangs­ spannung) die Abschaltgrenze nicht erreicht wird. Das heißt, daß beim Laden der Safe Operating Area SOAR des MOSFET Tran­ sistors M1 nicht verlassen wird.

Im Kurzschlußfall erfolgt eine Abschaltung sobald der einge­ stellte Potentialwert am Komparator K erreicht ist.

In Fig. 2 ist eine schaltungstechnische Realisierung wieder­ gegeben. Das Hilfsspannungsmodul HV versorgt die in der Schaltungsanordnung vorgesehenen Schaltungskomponenten z. B. OP1, . . . , OP4 mit einer Betriebsspannung. Diese Betriebsspan­ nung wird beispielsweise durch eine Z-Diode Z1 vorgegeben. Im störungsfreien Betrieb wird der Steuereingang des Schalt­ transistors M1, der in dieser Schaltung als MOSFET ausgebil­ det ist vom Pluspotential der Versorgungs-Spannungsquelle (UBAT) über den Widerstand R1 und R5 (Pull-up Widerstand ange­ steuert. Der Schalttransistor M1 wird durchgesteuert. Die Wi­ derstände R2 und R3 bilden einen Referenzspannungsteiler für den Operationsverstärker OP1. Am Minuseingang des Operations­ verstärkers liegt die Potentialspannung die an dem Widerstand SHUNT und dem Widerstand R4 abfällt an. Fließt im Fehlerfall ein erhöhter Strom über den Widerstand SHUNT so wird durch den Operationsverstärker OP1 und über die Diode D1 die Span­ nung V_Gate am Steuereingang des Schalttransistor M1 verrin­ gert. Der Strom durch den Schalttransistor M1 wird dadurch reduziert. Der Kondensator C3 der den Steuereingang mit dem Sourceanschluß des Schalttransistors M1 verbindet, soll bei einem Steckvorgang ein Durchschalten von M1 aufgrund der Millerkapazität im Schalttransistors M1 verhindern. Der Kon­ densator C2 ist ein Regelelement für den Stromregler SR. Das Fehler-FlipFlop FF nimmt am Ausgang FF-OK nach der Ein­ schaltphase einen Highzustand an. Ein Rücksetzen des Fehler- FlipFlops FF findet nur dann statt wenn am Ausgang des Opera­ tionsverstärkers OP3 Low-Potenial anliegt(Kurzschluß ist er­ kannt worden). Gleichzeitig wird über die Diode D3 an den Steuereingang des Schaltransistors M1 ein Low-Potential ange­ legt. Der Operationsverstärker OP2 hält sich über den Wider­ stand R9 selbst auf Low-Potential.

Die Schaltungseinheit INT integriert die am Schalttransistor M1 abfallende Spannung (der Spannungsabfall am Widerstand SHUNT ist vernachlässigbar klein). Ein Spannungsabfall am Schalttransistor M1 tritt nur dann auf, wenn dieser über den Operationsverstärker OP1 im Strombegrenzungsfall angesteuert wird. Damit das Schaltungsmodul INT erst ab einen vorgebbaren Spannungswert zum Aufintegieren beginnt wird dieser am Minus­ eingang des Operationsverstärkers OP4 über den Widerstand R13, R12 eingestellt. Aufgrund dieser Referenzspannung inte­ griert der Integrierer (ein nicht invertierender Integrierer) erst, wenn die Stromregelung der ersten Auswerteeinheit an­ spricht. Dieser Zeitpunkt liegt dann vor, wenn die über den Widerstand R15 (Spannungsteiler R16, R15) abfallende Spannung größer ist als die Referenzspannung an R13. Durch den Kompa­ rator K kann die maximale zulässige Energie die im Strombe­ grenzungsfall am Schalttransistor M1 umgesetzt werden darf begrenzt werden. Durch einen am Pluseingang des Komparators K angeordneten Spannungsteiler R10, R11 wird hierzu ein Span­ nungswert eingestellt. Am Minuseingang des Komparators K wird die Istspannung des Integrators INT angelegt. Sobald der Spannungswert am Ausgang des Integrierens INT den am Plusein­ gang anliegenden Spannungswert überschreitet, liegt am Aus­ gang des Komparators ein Low-Potential. Dieses Low-Potential triggert einerseits das Fehler-FlipFlop FF und legt das Low- Potential über die Diode D4, D2 an den Steuereingang des Schalttransistors M1.

Das in der Hauptzuführung des DC-DC Umrichters angeordnete Filter, bestehend aus einer verkoppelten Drossel L1, L2 und einem vor- und nachgeschalteten Kondensator CSP1, CSP2, hat im wesentlichen die Aufgabe, Impulsströme aufzufangen. Die zwischen dem Schalttransistor M1 und der Induktivität L2 angeordneten Entkoppeldiode ED soll eine Entladung der Kon­ densatoren CSP1, CSP2 bei einem Spannungseinbruch der Sy­ stemspannung (UBAT) verhindern. Das Laden der Kondensatoren CSP1, CSP2 führt nicht zur Abschaltung. Die Drossel zwischen C_SP1 und C_SP2, welche mit diesen einen Schwingkreis bildet, be­ einträchtigt nicht die Funktion der elektronischen Sicherung.

In den Signalverläufen 3a bis 3l sind Spannungsverläufe bzw. Stromverläufe der in Fig. 1, 2 dargestellten Schaltungsanord­ nung wiedergegeben. Anhand der dargestellten Verläufe soll die Funktion der elektronischen Sicherung veranschaulicht werden.

In den Diagrammen 3a, 3d, 3g, 3j ist die Systemspannung (UBAT) und die Spannung Vdrain am Drainanschluß des Schalt­ transistors M1 wiedergegeben.

In den Diagrammen 3b, 3e, 3h, 3k ist der Strom durch den Wi­ derstand SHUNT und durch den Widerstand RMESS aufgezeichnet. In den Diagrammen 3c, 3f, 3i, 3l sind die Spannungsverläufe am Ausgang des Integrierers Vint,lgnd, die Vergleichsspannung am Komparator Vkomp,lgnd und die Ausgangsspannung am Fehler- Flipflop wiedergegeben.

In den Signalverläufen 3a, 3b und 3c ist der Ladenvorgang der Kondensatoren CSP1, CSP2 beim Einschalten der Systemspannung wiedergegeben.

Kurz nach dem Einschalten der Systemspannung VEIN beginnt die Strombegrenzungsregelung die Kondensatoren C_SP1 und C_SP2 defi­ niert mit I(SHUNT) zu laden. Dies führt-zu einem Abfall der Drain-Spannung am MOSFET. Der Umrichter ist in dieser Zeit als inaktiv angenommen (I(RMESS)=0). Die durch den Integrator INT integrierte Spannung überschreitet nicht den am Kompara­ tor vorgegebenen Vergleichswert. Das Ausgangssignal des Feh­ ler-FlipFlops(V(FF-OK, LGND)) wird während des Hochlaufs nicht rückgesetzt. Es erfolgt keine Abschaltung.

In den Signalverläufen 3d bis 3f ist ein Einbruch der Versor­ gungsspannung und ein erneuter Ladevorgang dargestellt. Der Umrichter sei aktiv und benötige eine konstante Ausgangs­ leistung. Wenn die Systemspannung einbricht, kann der Ver­ braucher (Umrichter) weiter betrieben werden. Die Spannung an den Kondensatoren C_SP1 und C_SP2 (z. B. Elkos) beginnt zu sinken (3d), dabei nimmt der Eingangsstrom des Umrichters zu, je kleiner die Spannung wird (konstante Leistung). Wenn eine un­ tere Spannungsgrenze erreicht ist, schaltet der Umrichter ab (I(RMESS)=0) (3e). Wenn die Systemspannung wiederkehrt beginnt im wesentlichen der gleiche Vorgang wie er in den Signalläu­ fen 3a, 3b, 3c dargestellt ist. Der einzige Unterschied ist jedoch, daß die Kondensatoren nun mit einem um den Umrichter­ strom reduzierten Strom geladen werden und damit die Spannung an den Kondensatoren weniger steil ansteigt. Auch in diesem Fall bleibt die Belastung des Schalttransistors M1 unter ei­ nem vorgegebenen Grenzwert. Der Schalttransistor M1 wird nicht gesperrt.

In den Signalverläufen 3g bis 3i sind die Strom und Span­ nungsverläufe während eines Kurzschlusses wiedergegeben. Mit Hilfe des dargestellten Schalters S wird ein 100 m Ohm Kurzschluß erzeugt. Der Kurzschlußstrom ist am Strom I(RMESS) direkt meßbar. Durch die schnelle Strombegrenzungsregelung fließt über den MOSFET, bis auf eine kurze Stromspitze, nur ein Begrenzungsstrom. Nachdem die Drain-Spannung am MOSFET gar nicht oder nur geringfügig abnimmt, läuft die Spannung am Integrierer rasch auf einen Ansprechwert hoch. Das Fehler- FlipFlop wird getriggert (V(FF-OK, LGND). Am Ausgang des Kippgliedes liegt LOW-Potential. Es kommt zur Abschaltung des Schalttransistors.

In den Signalverläufen 3j bis 3l ist ein Kurzschluß bei einem Steckvorgang wiedergegeben. Der Spannungsabfall zwischen Source und Drain hält unvermindert an, die Spannung wird rasch aufintegriert. Der Komparator schaltet bei Erreichen des Vergleichswertes auf Low-Potential und triggert das Feh­ ler-FlipFlop FF. Der Transistor M1 wird abgeschaltet.

Systeme, in denen alle Umrichter mit einer wie oben beschrie­ benen Sicherung ausgestattet sind, benötigen keine zusätzli­ che Überbrückungszeit. Dies wirkt sich positiv auf Kosten und Volumenbedarf der Umrichter aus.

Claims (10)

1. Verfahren zum Abtrennen eines Verbrauchers von einer Span­ nungsquelle (UBAT) bei Kurzschluß, wobei bei Überschreiten eines von einer ersten Auswerteeinheit (SR) ermittelten Kurz­ schlußstromes dieser begrenzt oder der Verbraucher durch eine Ansteuerung eines Schaltelementes (M1) von der Spannungs­ quelle getrennt wird, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem überhöhten Ausgangsstrom das Schaltelement (M1) hochohmig gesteuert wird, daß der Spannungsabfall am Schaltelement (M1) durch eine zweite Auswerteeinheit (A) ausgewertet wird und daß bei Überschreiten eines Vergleichswertes das Schaltele­ ment (M1) gesperrt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsabfall am Schaltelement (M1) in der Aus­ werteeinheit (A) integriert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei Kurzschluß das Schaltelement (M1) gesperrt bleibt, bis der Verbraucher (V) wieder an die Spannungsquelle (VBAT) angeschlossen wird oder die Spannungsquelle erneut aktiviert wird.

4. Schaltungsanordnung zum Abtrennen eines Verbrauchers (U) von einer Spannungsquelle (VBAT) bei Kurzschluß mit einer er­ sten Auswerteeinheit (SR) zur Ermittlung und Begrenzung eines, Kurzschlußstromes oder Trennung des Verbrauchers (V) von der Spannungsquelle (UBAT) durch Ansteuerung eines Schaltelemen­ tes (M1), das zwischen der Spannungsquelle und dem Verbrau­ cher eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Auswerteeinheit (A) mit einem Integrator (INT) und einem Komparator (K) zur Überwachung der am Schalt­ element abfallenden Spannung vorgesehen ist, daß ein erster Eingang des Integrators (INT) mit dem Ausgang des Schaltelementes (M1) verbunden ist, daß ein zweiter Eingang des Integrators mit einem Bezugspo­ tential verbunden ist und daß der Ausgang des Komparators mit einem Steuereingang des Schaltelementes (M1) verbunden ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Auswerteeinheit (SR) einen Differenzverstärker (OP1) mit Referenzeingang zur Ansteuerung des Schaltelementes (M1) aufweist, daß der Integrator (INT) der zweiten Auswerteeinheit (A) durch einen zweiten Differenzverstärker (OP4) gebildet ist, wobei ein erster Eingang des zweiten Differenzverstärkers (OP4) mit dem Referenzeingang verbunden ist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Eingang des Differenzverstärkers (OP4) über einen Spannungsteiler (R15, R16) mit einem Ausgang (VDRAIN) des Schaltelementes (M1) verbunden ist.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrator (INT) ein nichtinvertierender Integrator ist.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (K) mit dem Steuereingang des Schaltelementes (M1) verbunden ist.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang eines Kippgliedes (FF) mit dem Steuereingang des Schaltelementes (M1) verbunden ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (K) über einen Spannungstei­ ler mit einem ersten Eingang eines Differenzverstärkers (OP2) des Kippgliedes (FF) verbunden ist.