DE19701899C2

DE19701899C2 - Circuit arrangement and method for detecting the capacitance or a change in capacitance of a capacitive circuit or component

Info

Publication number: DE19701899C2
Application number: DE19701899A
Authority: DE
Inventors: Joerg Schulz
Original assignee: IFM Electronic GmbH
Current assignee: IFM Electronic GmbH
Priority date: 1996-01-21
Filing date: 1997-01-21
Publication date: 2001-01-25
Anticipated expiration: 2017-01-22
Also published as: DE19701899A1

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, mit ei nem Taktgenerator, einem von dem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontakt, ei nem Speicherkondensator, einer Spannungsquelle und einer Auswertestufe, wobei eine Elektrode des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit dem Eingang des Umschaltkontaktes verbunden ist, der erste Ausgang des Umschaltkontaktes mit ei nem Bezugspotential, der zweite Ausgang des Umschaltkontaktes mit der ersten Elektrode des Speicherkondensators, die erste Elektrode des Speicherkondensators einerseits über ein Widerstandsnetzwerk mit der Spannungsquelle und andererseits mit der Auswertestufe und die zweite Elektrode des Speicherkondensators mit einem Bezugspotential verbunden sind. Gegenstand der Erfindung ist auch ein Verfahren zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schal tungs- oder Bauelementes, wobei das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement mit Hilfe eines von einem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontaktes periodisch ab wechselnd geladen und auf in Bezugspotential entladen wird und ein Speicherkon densator mit Hilfe einer Spannungsquelle über ein Widerstandsnetzwerk nachgela den wird.The invention relates to a circuit arrangement for detecting the capacitance or a change in capacitance of a capacitive circuit or component, with egg Nem clock generator, a switch contact controlled by the clock generator, egg nem storage capacitor, a voltage source and an evaluation stage, wherein an electrode of the capacitive circuit or component with the input of Switchover contact is connected, the first output of the switchover contact with egg nem reference potential, the second output of the changeover contact with the first Electrode of the storage capacitor, the first electrode of the storage capacitor on the one hand via a resistance network with the voltage source and on the other hand with the evaluation stage and the second electrode of the storage capacitor with one Reference potential are connected. The invention also relates to a method for detecting the capacity or a change in capacity of a capacitive scarf tion or component, the capacitive circuit or component with With the help of a changeover contact controlled by a clock generator periodically alternately loaded and unloaded at reference potential and a storage con capacitor with the aid of a voltage source via a resistor network that will.

Im Rahmen der Erfindung ist mit "Kapazität" der Kapazitätswert eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes gemeint; eine "Kapazitätsänderung" meint folglich eine Änderung des Kapazitätswertes eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelemen tes. Mit "Erfassung" der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung ist im Rahmen der Erfindung sowohl eine nur qualitative Erfassung als auch eine quantitative Erfas sung, also eine echte Messung, gemeint. "Kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" meint im Rahmen der Erfindung jedes Schaltungselement und jedes Bauelement, das kapazitive Eigenschaften hat, häufig auch als Kapazität bezeichnet wird, wobei dann nicht der Kapazitätswert gemeint ist. Ein "kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" ist insbesondere ein Kondensator. Als "kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" wird im Rahmen der Erfindung aber auch die Elektrode eines kapazitiven Näherungs schalter, im Zusammenwirken mit einem Beeinflussungskörper, bezeichnet. "Kapaziti ves Schaltungs- oder Bauelement" meint im Rahmen der Erfindung z. B. aber auch die Kapazität, die miteinander kapazitiv wirkende Leitungen darstellen. Nachfolgend wird statt von einem "kapazitiven Schaltungs- oder Bauelement" immer von einem Sensorkondensator gesprochen, ohne daß damit eine Einschränkung auf einen Kon densator im engeren Sinne verbunden ist.In the context of the invention, “capacitance” is the capacitance value of a capacitive one Circuit or component meant; a "change in capacity" means a change in the capacitance value of a capacitive circuit or device tes. With "recording" of the capacity or a change in capacity is within the Invention both a qualitative as well as a quantitative acquisition solution, meaning a real measurement. "Capacitive circuit or component" means within the scope of the invention every circuit element and every component that has capacitive properties, often referred to as capacitance, then not the capacity value is meant. A "capacitive circuit or component" is in particular a capacitor. As a "capacitive circuit or component" is also the electrode of a capacitive approximation within the scope of the invention switch, in cooperation with an influencing body. "Capaciti ves circuit or component "in the context of the invention, for example the capacitance that the capacitively acting lines represent. Below is always replaced by a "capacitive circuit or component" Spoken sensor capacitor, without being restricted to a Kon is connected in the narrower sense.

Im Rahmen der Erfindung ist mit "Spannungsquelle" sowohl eine Spannungsquelle insgesamt als auch ein Anschluß einer solchen Spannungsquelle gemeint.In the context of the invention, "voltage source" is both a voltage source overall as well as a connection of such a voltage source is meant.

Schließlich sei erläuternd noch angeführt, daß im Rahmen der Erfindung mit "Um schaltkontakt" ein Schalter gemeint ist, der häufig auch als Wechsler bezeichnet wird, der also einen Eingang und zwei Ausgänge aufweist, wobei der Eingang entweder mit dem ersten Ausgang oder mit dem zweiten Ausgang verbunden ist. Finally, it should be mentioned that within the scope of the invention "Um switch contact "means a switch that is often also referred to as a changeover contact, which has one input and two outputs, the input either is connected to the first output or to the second output.

Die eingangs beschriebene Schaltungsanordnung ist aus der DE 40 39 006 C1 be kannt.The circuit arrangement described above is from DE 40 39 006 C1 knows.

Ein erster wesentlicher Vorteil dieser Schaltungsanordnung ist im Hinblick auf ihre Störunempfindlichkeit ihre niedrige Eingangsimpedanz. Diese niedrige Eingangsim pedanz stellt insbesondere bei Störfrequenzen im mittleren Frequenzbereich (ca. 10 kHz-10 MHz) eine besonders wichtige Eigenschaft dar. Dies gilt ganz besonders für die Messung von sehr kleinen Kapazitäten, beispielsweise weit unterhalb von 1 pF. Bei derart kleinen Kapazitäten wird der Störstrom, der über die Elektrode der ge suchten Kapazität wieder nach Masse abfließen muß, im wesentlichen nur von der kleinen Koppelkapazität zur Störquelle bestimmt. Es wird sozusagen ein konstanter Störstrom erzwungen. Somit ist klar, daß Vorwiderstände zur Spannungsteilung kaum eine Wirkung besitzen, wenn die Impedanz der eigentlichen Eingangsbeschaltung zu hoch ist. Bei niedrigeren Frequenzen, also etwa um 10 kHz, wird der Störstrom in der Regel ungefährlich klein, so daß über die kleine Koppelkapazität und die niedrige Eingangsimpedanz der Schaltungsanordnung ein Hochpaßverhalten zustande kommt. Bei mittleren Frequenzen, also etwa 1 MHz, kommt es zwar durch die parasi tären Kapazitäten zwischen der Elektrode der gesuchten Kapazität und Masse zu ei ner kapazitiven Spannungsteilung, die jedoch bei weitem nicht ausreicht, zumal diese parasitären Kapazitäten auch nicht beliebig gezielt vergrößerbar sind, ohne die not wendige Änderung der Meßkapazität gleichzeitig mit herunterzuteilen. Im mittleren Frequenzbereich ist also somit nur eine niedrige Eingangsimpedanz sinnvoll, damit der bereits erzwungene Störstrom einen möglichst kleinen Spannungsabfall an der Eingangsbeschaltung verursacht. Niedrige Eingangsimpedanzen für den mittleren Frequenzbereich werden im Stand der Technik entweder über Kapazitäten oder Wi derstände realisiert, die normalerweise eine gleichzeitige Messung von sehr kleinen Kapazitäten im fF-Bereich unmöglich machen. Dies ließe sich zwar durch eine Schal tungsordnung mit einer Arbeitsfrequenz oberhalb von ca. 100 MHz realisieren, die in der Regel niederohmig genug wäre, die aber gleichzeitig kaum beherrschbar ist und außerdem kostspielig in der Realisierung, stromintensiv und abstrahlungsintensiv wäre.A first major advantage of this circuit arrangement is in terms of its Immunity to interference due to their low input impedance. This low input im pedanz especially provides interference frequencies in the medium frequency range (approx. 10 kHz-10 MHz) is a particularly important property. This is particularly true for measuring very small capacities, for example far below 1 pF. With such small capacities, the interference current that is generated via the electrode of the ge searched for capacity must flow again, essentially only from the small coupling capacity to the source of interference determined. It becomes a constant, so to speak Interference current forced. It is therefore clear that series resistors for voltage division are hardly have an effect if the impedance of the actual input circuit too is high. At lower frequencies, i.e. around 10 kHz, the interference current in the Usually harmlessly small, so that the small coupling capacity and the low Input impedance of the circuit arrangement a high-pass behavior is coming. At medium frequencies, i.e. about 1 MHz, it comes through the parasi tär capacities between the electrode of the desired capacity and mass to egg capacitive voltage division, which is far from sufficient, especially since this parasitic capacitances cannot be increased in a targeted manner without the need maneuverable change in measuring capacity at the same time. In the middle Frequency range therefore only a low input impedance makes sense the already forced interference current has the smallest possible voltage drop across the Input circuit caused. Low input impedances for the middle one Frequency range in the prior art either over capacities or Wi resistances realized, which are usually a simultaneous measurement of very small Make capacities in the fF area impossible. This could be done with a scarf order with an operating frequency above approx. 100 MHz, which in would normally be low - resistance, but at the same time it is hardly controllable and also expensive to implement, electricity-intensive and radiation-intensive would.

Ein weiterer Vorteil der bekannten Schaltungsanordnung besteht darin, daß in der Eingangsbeschaltung keine nichtlinearen Bauteile angeordnet sind. Bei herkömmlichen Eingangsbeschal tungen von Schaltungsanordnungen zur Messung kleiner Kapazitäten, die bei spielsweise in kapazitiven Näherungsschaltern verwendet werden, gibt es meist einen Verstärker, der das Zeitverhalten der gesuchten Kapazität verstärkt und in eine leich ter nutzbare elektrische Größe, z. B. eine Oszillatoramplitude, eine Frequenz oder eine Phasenlage, umsetzt. Ein solcher Verstärker ist aber auch den unvermeidlichen Stör spannungen verschiedener Frequenzen relativ direkt ausgesetzt. Da diese Verstärker zumindest in Teilbereichen der Aussteuerung oder in bestimmten Frequenzbereichen nichtlineare Strom-Spannungs-Kennlinien oder nichtlineare Eingangs-Ausgangs- Kennlinien besitzen, können durch dem Nutzsignal überlagerte Störgrößen sehr leicht Effekte entstehen, die den eigentlichen Meßwert zum Teil erheblich verfälschen kön nen, z. B. durch unsymmetrische Aussteuerbarkeit, Demodulationseffekte oder Ar beitspunktverschiebungen. Weiter besteht die Gefahr, daß das Störsignal unter Um ständen genauso wie das Meßsignal verstärkt werden könnte, ohne daß eine elek tronische Unterscheidung zwischen Störsignal und Meßsignal besteht. Bei der vor liegenden Schaltungsanordnung werden in der Eingangsbeschaltung nur Glieder mit linearer Strom-Spannungs-Kennlinie und linearer Eingangs-Ausgangs-Kennlinie verwendet, nämlich Widerstände und Kapazitäten. Der elektronische Umschalter ist zwar konstruktiv gesehen aktiv und ein nichtlineares Bauelement, besitzt jedoch für den Zweck der Umschaltung eine ausreichend gute Linearität und keinen Verstär kungsfaktor, so daß selbst die den Umschalter realisierenden elektronischen Schalter, die natürlich auch nicht ideale Eigenschaften aufweisen, für die vorliegende Schal tungsanordnung als "lineare" Bauteile angesehen werden können.Another advantage of the known circuit arrangement is that in the input circuit no non-linear components are arranged. With conventional entrance scarf lines of circuit arrangements for measuring small capacitances, the at For example, in capacitive proximity switches, there is usually one Amplifier that amplifies the time behavior of the searched capacity and in a light ter usable electrical quantity, e.g. B. an oscillator amplitude, a frequency or a Phase position, implemented. Such an amplifier is also the inevitable interference voltages of different frequencies exposed relatively directly. Because this amplifier at least in some areas of the modulation or in certain frequency ranges non-linear current-voltage characteristics or non-linear input-output Having characteristic curves can be very easily caused by interference signals superimposed on the useful signal Effects arise which can partially falsify the actual measured value considerably NEN, e.g. B. by asymmetrical modulation, demodulation effects or Ar working point shifts. There is also a risk that the interference signal under Um stand just like the measurement signal could be amplified without an elec there is a tronic distinction between the interference signal and the measurement signal. At the front lying circuit arrangement are only elements in the input circuit linear current-voltage characteristic and linear input-output characteristic used, namely resistors and capacitors. The electronic switch is Although structurally active and a non-linear component, it has for the purpose of switching a sufficiently good linearity and no amplification factor, so that even the electronic switches that implement the changeover switch, which of course also do not have ideal properties for the present scarf device arrangement can be regarded as "linear" components.

Im übrigen besteht ein zusätzlicher Vorteil der bekannten Schaltungsanordnung in ihrer Flexibilität. Die Schaltungsanordnung ist hinsichtlich der Taktfrequenz des Taktgenerators, der Betriebsspannung, der Abtastgeschwindigkeit und der gesuchten Kapazität relativ leicht an die für eine jeweilige, Applikation günstigste Konfiguration anpaßbar. Dies beruht auf der Tatsache, daß die einzelnen Betriebsparameter relativ wenig voneinander abhängig sind. Bei ebenfalls aus dem Stand der Technik bekann ten herkömmlichen Oszillatorschaltungen zur Messung einer Kapazität gibt es häufig nur einen sehr engen Bereich von Oszillatorfrequenz, Kopplungsfaktor, Betriebs spannung usw., in welchem ein akzeptabler Kompromiß zwischen allen Eigenschaf ten der Schaltungsanordnung erzielt wird, wobei häufig schon geringfügige Ände rungen eine komplette Neuoptimierung erfordern. Bei der vorliegenden Schaltung sind deshalb notwendige, applikationsbedingte Optimierungsarbeiten auch wesent lich weniger kompliziert und damit weniger zeitaufwendig als bei dem aus dem Stand der Technik bekannten Prinzipien.For the rest, there is an additional advantage of the known circuit arrangement in their flexibility. The circuit arrangement is in terms of the clock frequency Clock generator, the operating voltage, the scanning speed and the sought Capacity relatively easily to the configuration most favorable for a particular application customizable. This is due to the fact that the individual operating parameters are relative are little dependent on each other. Also known from the prior art There are often conventional oscillator circuits for measuring capacitance only a very narrow range of oscillator frequency, coupling factor, operation tension, etc., in which an acceptable compromise between all properties ten of the circuit arrangement is achieved, often minor changes a complete re-optimization. In the present circuit necessary, application-related optimization work is therefore also essential Lich less complicated and therefore less time-consuming than the one from the stand principles known in technology.

Schließlich besteht ein weiterer Vorteil der bekannten Schaltungsanordnung, der hier noch erwähnt werden soll, darin, daß die Entladung der gesuchten Kapazität gegen Masse und die Ladung der gesuchten Kapazität auf ein passives Widerstandsnetz werk erfolgt, welches die Speicherkapazität lädt, so daß vorteilhafterweise als Be triebsspannung nur eine Polarität zur Verfügung gestellt werden muß. Auch ist das Aufladen der gesuchten Kapazität über das passive Widerstandsnetzwerk und den Speicherkondensator vorteilhaft, da bei dem Aufladen der gesuchten Kapazität über ein virtuelles Massepotential, wie aus dem Stand der Technik bekannt, die Gefahr be steht, daß durch Störspannungen leicht die Schutzdioden leitend werden könnten und so eine zusätzliche Ladung transportieren würden.Finally, there is another advantage of the known circuit arrangement, which is here should also be mentioned in that the discharge of the capacity sought against Mass and the load of the searched capacity on a passive resistance network work takes place, which loads the storage capacity, so that advantageously as Be drive voltage only one polarity must be provided. It is also Charging the searched capacity over the passive resistance network and Storage capacitor advantageous because when charging the searched capacity over a virtual ground potential, as known from the prior art, be the danger stands that the protective diodes could easily become conductive due to interference voltages and would carry an additional load.

Die bekannte Schaltungsanordnung, von der die Erfindung ausgeht, ist für viele Verwendungsfälle, insbesondere zur Verwendung bei einem kapazitiven Näherungs schalter, nicht hinreichend Zeit- und temperaturbeständig. Folglich liegt der Erfin dung die Aufgabe zugrunde, die bekannte Schaltungsanordnung, von der die Erfin dung ausgeht, in bezug auf die Zeit- und Temperaturabhängigkeit zu verbessern.The known circuit arrangement from which the invention is based is for many Use cases, especially for use with a capacitive approximation switch, not sufficiently time and temperature resistant. Hence the inven- tion dung the task based on the known circuit arrangement, of which the inven is expected to improve in terms of time and temperature dependence.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, bei der die zuvor aufgezeigte Aufgabe gelöst ist und die besonders gut bei einem kapazitiven Näherungsschalter verwendet werden kann, aber auch bei anderen Verwendungen erhebliche Vorteile hat, ist zunächst und im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzkondensa tor, ein zweiter Umschaltkontakt, ein zweiter Speicherkondensator und ein zweites Widerstandsnetzwerk vorgesehen sind, der Referenzkondensator, der zweite Um schaltkontakt, der zweite Speicherkondensator und das zweite Widerstandsnetzwerk in gleicher Weise miteinander verbunden sind, wie der Sensorkondensator, der erste Umschaltkontakt, der erste Speicherkondensator und das erste Widerstandsnetzwerk miteinander verbunden sind, und daß die erste Elektrode des zweiten Speicherkon densators mit der Auswertestufe verbunden ist. Es ist also ein mit der Auswertestufe verbundener Referenzzweig zur Messung einer Referenzkapazität mit einem zweiten Umschaltkontakt, einer zweiten Speicherkapazität und einem zweiten Widerstands netzwerk vorgesehen. Durch die Anordnung eines parallelen Referenzzweiges, der mit dem gleichen Taktgenerator und der gleichen Spannungsquelle verbunden ist, ist gewährleistet, daß Zeit- oder/temperaturabhängige Driften der Schaltungskompo nenten durch eine Differenzbildung in der Auswertestufe eliminiert werden können.The circuit arrangement according to the invention, in which the task shown above is solved and used particularly well with a capacitive proximity switch can, but also has significant advantages in other uses initially and essentially characterized in that a reference condenser gate, a second changeover contact, a second storage capacitor and a second Resistor network are provided, the reference capacitor, the second order switch contact, the second storage capacitor and the second resistor network are connected to each other in the same way as the sensor capacitor, the first Switch contact, the first storage capacitor and the first resistor network are interconnected, and that the first electrode of the second storage con is connected to the evaluation stage. So it's one with the evaluation level connected reference branch for measuring a reference capacitance with a second one Switch contact, a second storage capacity and a second resistor network provided. By arranging a parallel reference branch, the is connected to the same clock generator and the same voltage source ensures that time or / temperature-dependent drifts of the circuit compo can be eliminated by forming a difference in the evaluation level.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung liegt die Taktfrequenz des Takt generators vorzugsweise zwischen 1 und 4 MHz. Ein Taktgenerator mit dieser Fre quenz kann beispielsweise als Keramikresonator ausgeführt sein. Bei höheren Anfor derungen an die Meßgenauigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist der Rückgriff auf Taktgeneratoren mit höherer Frequenzstabilität notwendig. In die sem Fall ist eine Abwägung zwischen Frequenzstabilität und Kosten des Taktgenera tors vorzunehmen.In the circuit arrangement according to the invention, the clock frequency of the clock is generator preferably between 1 and 4 MHz. A clock generator with this fre quenz can for example be designed as a ceramic resonator. With higher requirements changes to the measuring accuracy of the circuit arrangement according to the invention the use of clock generators with higher frequency stability is necessary. In the This case is a trade-off between frequency stability and the cost of the clock generator tors.

Die Auswahl des Frequenzbandes zwischen 1 MHz und 4 MHz für den Taktgenera tor ist besonders auf die Messung sehr kleiner Kapazitäten zugeschnitten. Bei sehr tiefen Frequenzen für den Taktgenerator ist die beim Lade- bzw. Entladevorgang übertragene Energie schon fast zu klein, um eine sinnvolle Auswertung zu ermögli chen. Für eine solche Frequenz müßte dann auch die Impedanz der Eingangsbeschal tung relativ hoch sein, meist größer 100 kΩ, um noch eine aus der gesuchten Kapazi tät resultierende kapazitive Impedanz als Parallelimpedanz in gleicher Größenord nung auswerten zu können. Bei einer derartigen Auslegung der Eingangsschaltung treten demzufolge hohe Spannungsabfälle, zum Teil im Bereich von einigen Volt, durch den Störstrom auf. Derartige Spannungsabfälle sind in der Regel kaum ohne Verfälschung des Meßsignales verkraftbar. Wie bereits erwähnt, wäre die Schaltungs anordnung bei einer Taktfrequenz oberhalb von 100 MHz zwar niederohmig genug, aber schwer beherrschbar. The selection of the frequency band between 1 MHz and 4 MHz for the clock generator tor is especially tailored to the measurement of very small capacities. At very low frequencies for the clock generator is that during the charging or discharging process Transferred energy is almost too small to allow a meaningful evaluation chen. For such a frequency, the impedance of the input circuit should also be tion should be relatively high, usually greater than 100 kΩ, in order to get one from the required capaci resulting capacitive impedance as parallel impedance of the same order of magnitude evaluation. With such a design of the input circuit consequently there are high voltage drops, sometimes in the range of a few volts, due to the interference current. Such voltage drops are usually hardly without Falsification of the measurement signal is manageable. As mentioned earlier, the circuit would be arrangement with a clock frequency above 100 MHz is low enough, but difficult to control.

Ein weiterer Vorteil einer Taktfrequenz im Bereich zwischen 1 MHz und 4 MHz liegt in der sehr guten Mittelwertbildung für den Meßwert der gesuchten Kapazität. Bei einer derartigen Taktfrequenz wird im Eingangsteil der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung die gesuchte Kapazität über das Verfahren der La dungsverschiebung direkt und ohne Verstärkung in eine leicht nutzbare und gut fil terbare Gleichspannung umgewandelt, wobei gleichzeitig eine Mittelwertbildung über viele tausend Taktzyklen stattfindet. Voraussetzung für eine richtige Mittelwert bildung ist wiederum die Verwendung von Bauteilen, die ein lineares Verhalten auf weisen. Ein anliegendes Störsignal muß denselben Weg durch die Eingangsbeschal tung nehmen und erfährt somit folglich ebenfalls eine Mittelwertbildung. Da der Mit telwert eines Störsignals, unter der Voraussetzung, daß auf dem gesamten Störpfad von der Quelle bis zur Gleichspannung keine nichtlineare Beeinflussung stattfindet, Null ist, ergibt die Überlagerung von Meßsignal und Störsignal nur das Meßsignal. D. h. der Mittelwert des gestörten Meßsignales muß für eine vollständige Stör unterdrückung gleich dem Mittelwert des nicht gestörten Meßsignales sein.Another advantage of a clock frequency is in the range between 1 MHz and 4 MHz in the very good averaging for the measured value of the searched capacity. At Such a clock frequency is in the input part of the circuit arrangement the first teaching of the invention, the capacity sought by the method of La shift directly and without reinforcement into an easily usable and well fil terbare DC voltage converted, while at the same time averaging takes place over many thousands of clock cycles. Prerequisite for a correct mean Education, in turn, is the use of components that exhibit linear behavior point. An existing interference signal must go the same way through the input sound system thus takes a mean value. Since the Mit telwert of an interference signal, provided that on the entire interference path there is no non-linear influence from the source to the DC voltage, Is zero, the superimposition of measurement signal and interference signal only results in the measurement signal. That is, the mean value of the disturbed measurement signal must be complete for a disturbance suppression be equal to the mean value of the undisturbed measurement signal.

Weiter fallen bei Taktfrequenzen oberhalb von 4 MHz die schlecht definierbaren Um schaltzeiten des Umschaltkontaktes und die Flankenanstiegsgeschwindigkeiten stö rend ins Gewicht. Bei Anwendungen mit größeren zu messenden Kapazitäten sind jedoch auch Taktfrequenzen unterhalb 1 MHz denkbar, abhängig von der erwarteten Größe der gesuchten Kapazität.Furthermore, the poorly definable Um fall at clock frequencies above 4 MHz switching times of the changeover contact and the edge rise speeds disrupt weight. For applications with larger capacities to be measured however, clock frequencies below 1 MHz are also conceivable, depending on the expected Size of the searched capacity.

Im Hinblick auf die Empfindlichkeit gegenüber hochfrequenten Störeinstrahlungen ist allerdings generell anzustreben, die Taktfrequenz über 1 MHz zu legen, da bei spielsweise die Oberwellen von Frequenzumrichterstörungen unterhalb 1 MHz noch relativ große Amplituden aufweisen können und die beschriebene Unterdrückung von Störungen gegen frequenzkonstante Störungen genau auf der Taktfrequenz auf wendig ist.With regard to the sensitivity to high-frequency interference However, the general aim should be to set the clock frequency above 1 MHz, since at for example, the harmonics of frequency converter interference below 1 MHz can have relatively large amplitudes and the described suppression of interference against frequency-constant interference exactly on the clock frequency is agile.

Ist bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ein die Taktfrequenz des Takt generators modulierender Frequenzmodulator vorgesehen, so ist auch die Unter drückung von frequenzkonstanten Störgrößen auf der Taktfrequenz oder in der Nähe der Taktfrequenz möglich. Is the clock frequency of the clock in the circuit arrangement according to the invention generator modulating frequency modulator provided, so is the sub pressure of constant frequency disturbances on the clock frequency or in the Possible near clock frequency.

Wenn eine Störfrequenz sehr dicht neben oder genau auf der Taktfrequenz liegen sollte und diese auch noch zusätzlich frequenzkonstant ist, entsteht eine niederfre quente Schwebung und damit eine niederfrequente Wechselspannungskomponente auf dem Meßsignal, die fälschlicherweise als Meßsignal interpretiert wird. Durch die Maßnahme, die Taktfrequenz des Taktgenerators mittels eines Frequenzmodulators zu modulieren, ist es nahezu unmöglich, durch die Überlagerung mit einer Störfre quenz noch zu einer oben erwähnten niederfrequenten Schwebung zu gelangen. Bei einer derartigen, vorgeschlagenen Frequenzmodulation sollte der Frequenzhub mög lichst groß sein. Zweckmäßig ist dabei auch, wenn erreicht werden kann, daß der Fre quenzverlauf durch die Modulation etwa dreieckförmig mit leicht veränderlicher Flankensteilheit verläuft. Entscheidend ist die Entstehung eines breiten Frequenz spektrums im Bereich der Taktfrequenz, das aus sehr vielen, etwa gleich großen, dicht nebeneinanderliegenden Spektrallinien besteht, wobei die Taktfrequenz selbst über haupt nicht mehr unter den anderen Spektrallinien herausragt. Eine diskrete Störfre quenz kann jetzt nur noch zu sehr wenigen Spektrallinien eine niederfrequente Schwebung bilden, wobei die gesamte Information auf ein breiteres Frequenzband verteilt ist. Es ist ebenfalls möglich einen bandbegrenzter Rauschgenerator als Modu lationsquelle oder gar als Taktgenerator einzusetzen.When an interference frequency is very close to or exactly on the clock frequency should and this is also frequency constant, there is a low frequency quent beat and thus a low-frequency AC component on the measurement signal, which is incorrectly interpreted as a measurement signal. Through the Measure, the clock frequency of the clock generator using a frequency modulator to modulate, it is almost impossible to overlap with a Störfre quenz still to get to a low-frequency beat mentioned above. At Such a proposed frequency modulation should make the frequency swing possible be as big as possible. It is also useful if it can be achieved that the Fre The course of the sequence due to the modulation is approximately triangular with slightly variable Edge steepness runs. The decisive factor is the emergence of a broad frequency spectrum in the range of the clock frequency, which consists of very many, about the same size, dense there are adjacent spectral lines, the clock frequency itself over no longer protrudes from the other spectral lines at all. A discrete disturbance quenz can now only use a low frequency for very few spectral lines Form beat, with all the information on a wider frequency band is distributed. It is also possible to use a band-limited noise generator as a mod tion source or even as a clock generator.

Eine vorteilhaft einfache Arbeitspunkteinstellung der erfindungsgemäßen Schal tungsanordnung ist dann gewährleistet, wenn das Widerstandsnetzwerk einstellbar ist. Der optimale Arbeitspunkt der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist dann erreicht, wenn die Spannung an der ersten Elektrode der Speicherkapazität der Hälfte der am Eingang des Widerstandsnetzwerkes anliegenden Ausgangsspannung der Spannungsquelle entspricht. In diesem Fall ergibt sich der größte Gleichspannungs hub an der ersten Elektrode der Speicherkapazität in Abhängigkeit von einer Kapazi tätsänderung.An advantageously simple working point setting of the scarf according to the invention The arrangement is guaranteed when the resistance network is adjustable is. The optimum operating point of the circuit arrangement according to the invention is then reached when the voltage at the first electrode of the storage capacity is half the output voltage at the input of the resistor network Voltage source corresponds. In this case the largest DC voltage results stroke at the first electrode of the storage capacity as a function of a capaci change of state.

Die Einstellung des Arbeitspunktes der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung über das Widerstandsnetzwerk ist zunächst deshalb vorteilhaft, weil diese, beispiels weise über ein Potentiometer, sehr einfach zu realisieren ist. Das für die Abstimmbar keit des Widerstandsnetzwerkes notwendige Stellglied wird darüber hinaus nur mit einem geringen Gleichstrom belastet, die Anforderungen an dieses Stellglied sind also gering. Es kann beispielsweise auch galvanisch an Masse oder die Versorgungsspan nung angeschlossen sein. Dies beinhaltet wesentliche Vorteile störtechnischer Art, da layout- oder applikationsbedingt lange Leitungen zum Stellglied kaum Störeinkopp lungen verursachen können. Falls erforderlich, kann die Leitung sogar hochkapazitiv in Sensornähe abgeblockt werden. Das Stellglied muß deshalb auch nicht potential frei sein und kann prinzipiell auch aus einer komplexeren Schaltungsanordnung, z. B. einer Transistormatrix oder ähnlichem, bestehen. Weiter minimiert die Tatsache, daß durch das Stellglied lediglich ein geringer Gleichstrom fließt, die Anforderungen an das Frequenzverhalten des Stellgliedes, denn parasitäre Kapazitäten und Ähnliches spielen überhaupt keine Rolle. Damit ist zukunftsweisend auch der Weg für digitali sierte Methoden der Arbeitspunkteinstellung offen. Bei herkömmlichen, aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnungen zur Messung einer Kapazität ist das Stellglied häufig Bestandteil einer Oszillatorschaltung und somit in der Regel sehr empfindlich gegen parasitäre Kapazitäten und Störeinkopplungen.The setting of the operating point of the circuit arrangement according to the invention About the resistor network is advantageous because this, for example wise via a potentiometer, is very easy to implement. That for the tunable speed of the resistor network necessary actuator is also only with a low direct current, so the requirements for this actuator are low. For example, it can also be galvanically connected to ground or the supply chip connected. This includes significant advantages of a disturbance technology type, since Long lines to actuator due to layout or application, hardly any interference can cause lungs. If necessary, the line can even be highly capacitive blocked near the sensor. The actuator therefore does not have to be potential be free and can in principle also from a more complex circuit arrangement, for. B. a transistor matrix or the like exist. Further minimizes the fact that only a small direct current flows through the actuator the frequency response of the actuator, because parasitic capacitances and the like don't matter at all. This is also the way forward for digitali methods of setting the operating point are open. With conventional, from the Circuit arrangements known in the prior art for measuring a capacitance the actuator is often part of an oscillator circuit and therefore usually very sensitive to parasitic capacitances and interference coupling.

Eine in bezug auf die Störunempfindlichkeit bevorzugte Ausführungsform der erfin dungsgemäßen Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Elektrode der gesuchten Kapazität und dem Eingang des Umschaltkontaktes ein mindestens einen Ankoppelwiderstand umfassendes Elektrodenankoppelnetzwerk vorgesehen ist.A preferred embodiment of the invention in terms of immunity to interference Circuit arrangement according to the invention is characterized in that between the Electrode of the searched capacity and the input of the changeover contact electrode coupling network comprising at least one coupling resistor is provided.

Ein Ankoppelwiderstand ist insbesondere für hohe Störfrequenzen unerläßlich, weil in diesem Fall die Störquelle niederohmig an die Elektrode der gesuchten Kapazität angekoppelt ist. Der Ankoppelwiderstand bildet dann mit dem niederohmigen Ka nalwiderstand des Umschaltkontaktes eine ohmsche Spannungsteilung. Der Spei cherkondensator wirkt für Störfrequenzen oberhalb 1 MHz nahezu als Kurzschluß. Bei noch höheren Störfrequenzen bildet der Ankoppelwiderstand dann mit der para sitären Eingangskapazität des Umschaltkontaktes einen Tiefpaß.A coupling resistor is essential, particularly for high interference frequencies, because in this case the interference source has a low resistance to the electrode of the capacitance sought is coupled. The coupling resistance then forms with the low-resistance Ka resistance of the changeover contact an ohmic voltage division. The Spei The cherk capacitor acts almost as a short circuit for interference frequencies above 1 MHz. At even higher interference frequencies, the coupling resistance then forms with the para the input capacitance of the changeover contact has a low pass.

Hinzu kommt die vorteilhafte Tatsache, daß im Moment des Umschaltens vom Entla dezustand in den Ladezustand die Spannung direkt am Eingang des Umschaltkon taktes dann auch sehr schnell - bei optimaler Arbeitspunkteinstellung - auf etwa die Hälfte der Versorgungsspannung der Spannungsquelle ansteigt, während über den Ankoppelwiderstand im Elektrodenankoppelnetzwerk die gesuchte Kapazität erst langsam aufgeladen wird. Dies bedeutet für eine Störspannung allerdings, daß es selbst im Ladezustand nahezu unmöglich ist, am Umschaltkontakt eine Spannung zu verursachen, die außerhalb der Betriebsspannungsgrenzen liegt, bei deren Über schreitung Schutzdioden aktiv würden und damit eine zusätzliche Ladung transpor tiert würde.Added to this is the advantageous fact that at the moment of switching from discharge deState in the state of charge the voltage directly at the input of the switchover con then clocks very quickly - with optimal working point setting - to about Half of the supply voltage of the voltage source rises while above that Coupling resistance in the electrode coupling network is the required capacity charging slowly. For an interference voltage, however, this means that it even in the state of charge it is almost impossible to apply voltage to the changeover contact cause that lies outside the operating voltage limits, at their over protective diodes would be active and thus transport an additional charge would be.

Der Ankoppelwiderstand soll die Eingangsbeschaltung trotz der relativ niederohmi gen Dimensionierung vor zu großen Spannungsabfällen schützen. Dies ist haupt sächlich im Störfrequenzbereich oberhalb von 5 MHz wirksam. Die Ankoppelwider stände sollten deshalb so hochohmig wie möglich dimensioniert werden. Dabei muß jedoch beachtet werden, daß die gesuchte Kapazität bei allen denkbaren Situationen möglichst noch vollständig umladbar ist.The coupling resistance is said to be the input circuit despite the relatively low ohmic protect against excessive voltage drops. This is at all effective in the interference frequency range above 5 MHz. The coupling resistance stands should therefore be dimensioned as high as possible. It must however, it should be noted that the capacity sought in all conceivable situations is still fully reloadable if possible.

Eine insgesamt niedrige Eingangsimpedanz bei über alle Frequenzbereiche gewähr leisteter Störunempfindlichkeit ist dann besonders gewährleistet, wenn zwischen dem zweiten Ausgang des Umschaltkontaktes und der ersten Elektrode der Speicherka pazität ein Schutzwiderstand angeordnet ist.Providing an overall low input impedance across all frequency ranges Immunity is particularly guaranteed if between second output of the changeover contact and the first electrode of the storage device a protective resistor is arranged.

Zwar ist für Störfrequenzen etwa oberhalb 5 MHz die Koppelkapazität eine noch niedrigere Impedanz und damit die Ankopplung von Störstrahlung noch härter, je doch können hier Schutzbeschaltungen, die sich für die Arbeitsfrequenz der Schal tungsanordnung kaum auswirken, zusammen mit parasitären Kapazitäten bereits einen Tiefpaß mit ausreichender Dämpfung bilden. Die vorliegende Schaltungsanord nung weist in ihrer Eingangsbeschaltung sowohl im Lade- als auch im Entladezu stand eine ungewöhnlich niedrige Impedanz auf, die für den relevanten Frequenzbe reich vorzugsweise unterhalb 1 kΩ liegen. Hierdurch ist gewährleistet, daß die vor handenen Störströme in der Eingangsbeschaltung, insbesondere am Umschaltkontakt nur ungefährlich kleine Spannungsabfälle zulassen. Im Entladezustand ist die Elek trode der gesuchten Kapazität nur über den Ankoppelwiderstand auf ein Referenz potential geschaltet, während im Ladezustand dieselbe Elektrode der gesuchten Ka pazität über einen vorzugsweise niederohmigen Schutzwiderstand auf die große Speicherkapazität geschaltet ist, die für den ausgewählten Frequenzbereich ebenfalls eine niedrige Impedanz darstellt. The coupling capacity is still a factor for interference frequencies above 5 MHz lower impedance and thus the coupling of interference radiation even harder, ever however, protective circuits can be found here that are suitable for the working frequency of the scarf arrangement hardly affect, together with parasitic capacities already form a low pass with sufficient damping. The present circuit arrangement voltage assigns in its input circuit both in the charging and in the discharging there was an unusually low impedance for the relevant frequency range range is preferably below 1 kΩ. This ensures that the front interference currents in the input circuit, especially at the changeover contact allow only harmless small voltage drops. The Elek trode of the required capacity only via the coupling resistor to a reference potential switched, while the same electrode of the sought Ka capacitance via a preferably low-impedance protective resistor to the large one Storage capacity is switched, also for the selected frequency range represents a low impedance.

Insgesamt ist somit bei der wie vorliegend ausgestalteten Schaltungsanordnung für alle relevanten Störgrößen eine effektive Spannungsteilung auf ungefährliche Werte gewährleistet.Overall, in the circuit arrangement designed as in the present case, all relevant disturbances an effective voltage division to harmless values guaranteed.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanord nung ist eine optimale Schmalbandigkeit dadurch gewährleistet, daß zwischen dem zweiten Ausgang des Umschaltkontaktes und der Auswertestufe ein Filternetzwerk angeordnet ist.In a preferred embodiment of the circuit arrangement according to the invention optimal narrowband is ensured by the fact that between the second output of the changeover contact and the evaluation stage a filter network is arranged.

Da, wie oben erläutert, das Prinzip der Meßsignalgewinnung auf einer Mittelwertbil dung beruht, ergibt sich für eine vollständige Störunterdrückung die Forderung, daß sich dieser Mittelwert unter Störeinfluß nicht so langsam ändern darf, daß die sich er gebende Gleichspannungsschwankung ein Filternetzwerk passieren kann und damit von der Auswertestufe erfaßbar wird. Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß die Schwebung zwischen Taktfrequenz und Störfrequenz immer hochfrequent genug bleibt, damit das Filternetzwerk nicht passiert werden kann. Positiv ausgedrückt heißt das aber auch, daß nur durch Tiefpaßdimensioniening des Filternetzwerkes auf große Zeitkonstanten von einigen Millisekunden eine gute Schmalbandigkeit erreicht wer den kann; d. h. eine Störfrequenz bleibt auch dann ohne Auswirkung, wenn sie sehr dicht neben der Taktfrequenz liegt, und zwar ohne aufwendige schmalbandige Filter technik des Eingangssignales. Dies reduziert die Wahrscheinlichkeit einer Störbeein flussung, insbesondere in Verbindung mit dem Einsatz eines Frequenzmodulators, auf ein Mindestmaß. Die Modulationsfrequenz des Frequenzmodulators sollte demzu folge auf jeden Fall so hoch sein, daß sie das Filternetzwerk nicht passieren kann. Um die Meßgenauigkeit nicht zu stark zu beeinträchtigen, sollte die Modulationsfre quenz gerade so hoch sein, daß sie das Filternetzwerk gerade nicht mehr passieren kann, aber auch nicht unnötig höher.Since, as explained above, the principle of measuring signal acquisition is based on an average value is based, there is a requirement for complete interference suppression that This mean value may not change so slowly under interference that it changes giving DC voltage fluctuation can pass through a filter network and thus becomes detectable by the evaluation level. In other words, it means that the Beating between clock frequency and interference frequency always high enough remains so that the filter network cannot be passed. Expressed positively means but also that only through low-pass dimensioning of the filter network to large Time constants of a few milliseconds achieve a good narrow band that can; d. H. an interference frequency has no effect even if it is very is close to the clock frequency, and without complex narrow-band filters technology of the input signal. This reduces the likelihood of a sturgeon flow, especially in connection with the use of a frequency modulator a minimum. The modulation frequency of the frequency modulator should therefore be sure to be so high that it cannot pass through the filter network. Around The modulation frequency should not impair the measurement accuracy too much be just high enough that they no longer pass the filter network can, but not unnecessarily higher.

Wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in kapazitiven Näherungssensoren eingesetzt, so bestimmt die geforderte Objekterfassungsfrequenz, also die maximale Frequenz, mit der bewegte Objekte noch erfaßt werden sollen, die Auslegung des Fil ternetzwerkes. The circuit arrangement according to the invention is used in capacitive proximity sensors used, determines the required object detection frequency, i.e. the maximum Frequency with which moving objects are still to be detected, the interpretation of the fil network.

Wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bei einem kapazitiven Näherungs schalter verwendet, so bildet die Elektrode des kapazitiven Näherungsschalters, im Zusammenwirken mit einem Beeinflussungskörper, das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement. Dabei empfiehlt es sich, eine Abschirmelektrode des kapazitiven Nähe rungsschalters, in Verbindung mit der Elektrode und einem Beeinflussungskörper, als Referenzkondensator zu verwenden.If the circuit arrangement according to the invention with a capacitive approximation used switch, so forms the electrode of the capacitive proximity switch, in Interact with an influencing body, the capacitive circuit or Component. It is recommended to use a shielding electrode of the capacitive proximity tion switch, in connection with the electrode and an influencing body, as Reference capacitor to use.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist in vielerlei Hinsicht für den Einsatz in einem Näherungsschalter geradezu prädestiniert.The circuit arrangement according to the invention is suitable for use in many respects almost predestined in a proximity switch.

Da kapazitive Näherungsschalter einem starken Preisdruck unterliegen, sind die hier für bislang bekannten Grundschaltungen relativ einfach. Im wesentlichen bestehen sie aus einem RC-Oszillator, dessen Schwingungsamplitude bzw. Schwingungsein satz von der Kapazität zwischen Meßelektrode und zu beobachtender Umgebung abhängt und über eine Demodulatorschaltung in ein Schalt- oder Analogsignal umge setzt wird. In der Füllstandstechnik, Beschleunigungsmeßtechnik, Druckmeßtechnik usw. findet man auch viele andere Verfahren, wie z. B. die Admittanzmessung, die Störung eines monostabilen Multivibrators durch eine Sensorkapazität als zeitbe stimmendes Glied, Methoden, bei denen die Resonanzfrequenzänderung eines Schwingkreises gemessen wird, Methoden zur Phasenmessung mit kleinen Kapazitä ten, verschiedene AC-Brückenschaltungen oder Schaltungen, die Lade-Entlade- Funktionen von RC-Gliedern benutzen. Es gibt auch Verfahren, die auf Ladungs transport beruhen.Since capacitive proximity switches are subject to strong price pressure, they are here relatively simple for previously known basic circuits. Essentially exist it from an RC oscillator, its oscillation amplitude or oscillation set of the capacitance between the measuring electrode and the environment to be observed depends and vice versa via a demodulator circuit in a switching or analog signal is set. In level technology, acceleration measurement technology, pressure measurement technology etc. there are also many other methods, such as. B. the admittance measurement, the Malfunction of a monostable multivibrator due to a sensor capacity as time tuning link, methods in which the resonance frequency change of a Resonant circuit is measured, methods for phase measurement with small capacitance various AC bridge circuits or circuits that charge-discharge Use functions of RC elements. There are also procedures based on cargo transport based.

Die meisten der bekannten Schaltungsanordnungen werden allerdings nicht in ka pazitiven Näherungsschaltern verwendet, sondern in anderen, störtechnisch weniger kritischen Applikationen. In der Füllstandstechnik hat man z. B. in der Regel den Vorteil, daß die auswertbare Kapazitätsänderung um Größenordnungen höher liegt als bei Näherungsschaltern und daß darüber hinaus das Platzangebot meist wesent lich günstiger ist. Weiter hat man hier oft die Möglichkeit, wie auch in der Druckmeß technik, die Sensorelektroden ganz oder teilweise gegen elektromagnetische Stör größen abzuschirmen. Most of the known circuit arrangements are not in ka capacitive proximity switches used, but in others, less technically critical applications. In level technology, one has e.g. B. usually the Advantage that the evaluable capacity change is orders of magnitude higher than with proximity switches and that, moreover, the space available is mostly essential is cheaper. Furthermore, one often has the option here, as in the pressure measurement technology, the sensor electrodes completely or partially against electromagnetic interference shield sizes.

Bei kapazitiven Näherungsschaltern sind die "Antennen zur Außenwelt", die natür lich auch die Störgrößen empfangen, für die Funktion unerläßlich. Zudem kann die Störeinkopplung auf die Sensorschaltung auf verschiedenen Wegen zustandekom men, z. B. leitungsgeführt oder gestrahlt; sie ist darüber hinaus noch sehr stark von der Einbausituation, dem Objektabstand, der Richtung, aus der das Störsignal einge koppelt wird, und anderen Randbedingungen abhängig. Außerdem sind die Anforde rungen hinsichtlich des Stromverbrauchs höher, insbesondere im Hinblick auf den Zweileiterbetrieb. Weiter muß die automatische Ausblendung von Feuchtigkeit und Verschmutzungen auf der Oberfläche des kapazitiven Näherungsschalters leicht zu realisieren sein. Aus all diesen Anforderungen ergibt sich für die kostengünstig, in hohen Stückzahlen zu produzierenden kapazitiven Näherungsschalter, die unab hängig von der direkten Nähe starker elektromagnetischer Störquellen in rauher in dustrieller Umgebung präzise, reproduzierbare Ergebnisse liefern sollen, ein an spruchsvolles Anforderungsprofil.With capacitive proximity switches, the "antennas to the outside world" are natural Lich also receive the disturbance variables, essential for the function. In addition, the Interference coupling to the sensor circuit in various ways men, e.g. B. conducted or blasted; it is also very strong the installation situation, the object distance, the direction from which the interference signal is turned on is coupled, and other boundary conditions. Besides, the requirements are higher in terms of electricity consumption, especially with regard to the Two-wire operation. Furthermore, the automatic suppression of moisture and Contamination on the surface of the capacitive proximity switch is easy to be realized. All of these requirements result in being cost-effective in large numbers of capacitive proximity switches to be produced, which are independent depending on the direct proximity of strong electromagnetic interference sources in rough in industrial environment should deliver precise, reproducible results sophisticated requirements profile.

Besonders dann, wenn die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in einem kapa zitiven Näherungsschalter vewendet wird, ist es besonders vorteilhaft, die Auswerte stufe als Komparator auszubilden. Dabei ist vorteilhaft, daß eine hinsichtlich der Stör unterdrückung erwünschte Frequenzmodulation der Taktfrequenz des Taktgenera tors wohl den Betrag einer gemessenen Spannungs- bzw. Stromdifferenz beeinflus sen kann, nicht jedoch deren Polarität. Da beim Einsatz einer als Komparator ausge bildeten Auswertestufe jedoch nur die Polarität, nicht aber der Betrag einer gemesse nen Differenz beurteilt wird, stellt sich hier die Frequenzstabilität nur in geringem Maße als genauigkeitsrelevante Größe dar. Bei einer derartigen Ausbildung der Aus wertestufe bietet sich also ein bandbegrenzter Rauschgenerator als Taktgenerator an.Especially when the circuit arrangement according to the invention in a kapa cited proximity switch is used, it is particularly advantageous to the evaluations training as a comparator. It is advantageous that one with respect to the sturgeon suppression of desired frequency modulation of the clock frequency of the clock generator tors probably influences the amount of a measured voltage or current difference can, but not their polarity. Because when using one as a comparator However, evaluation level only formed the polarity, but not the amount of one measured If a difference is assessed, the frequency stability is only slight here Dimensions represent as an accuracy-relevant size. With such a training the Aus value level, a band-limited noise generator offers itself as a clock generator.

Ist, wie bei einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungs anordnung vorgesehen, das Elektrodenankoppelnetzwerk mit der Abschirmelektrode und über ein Abstimmungsnetzwerk mit dem Taktgenerator verbunden, so hat man eine Möglichkeit zur Abstimmung des spezifischen Verhaltens eines kapazitiven Nä herungsschalters, etwa hinsichtlich Feuchtekompensation und Seitenempfindlichkeit. Wenn das Abstimmungsnetzwerk ein Zeitverzögerungselement aufweist, ist gewähr leistet, daß das Verhalten des kapazitiven Näherungsschalters, insbesondere in bezug auf das Verhalten während der Umschaltphasen der Umschaltkontakte, optimiert ist. Is, as in a preferred embodiment of the circuit according to the invention Arrangement provided, the electrode coupling network with the shielding electrode and connected to the clock generator via a voting network, one has a way to coordinate the specific behavior of a capacitive sewing machine switch, for example with regard to moisture compensation and side sensitivity. If the voting network has a time delay element, it is guaranteed performs the behavior of the capacitive proximity switch, particularly in relation on the behavior during the changeover phases of the changeover contacts.

Schließlich ist eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungs anordnung noch dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Widerstandsnetzwerk über das Ausgangssignal der Auswertestufe eine Mitkopplung erfährt. Über diese Maßnahme wird für den Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in ei nem kapazitiven Näherungsschalter in besonders einfacher Art und Weise eine Hy sterese des Ausgangssignals der Auswertestufe erzeugt.Finally, a preferred embodiment of the circuit according to the invention Arrangement still characterized in that the second resistor network Receives positive feedback via the output signal of the evaluation stage. About these Measure is taken for the operation of the circuit arrangement according to the invention in egg a capacitive proximity switch in a particularly simple manner steresis of the output signal of the evaluation stage generated.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitäts änderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, das insbesondere mit Hilfe der zuvor beschriebenen erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung realisiert werden kann, ist dadurch gekennzeichnet, daß das kapazitive Schaltungs- oder Bau element auf das Potential eines Speicherkondensators geladen wird und daß aus dem Potential des Speicherkondensators die Kapazität bzw. eine Kapazitätsänderung des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit Hilfe einer Auswertestufe bestimmt wird. Vorzugsweise wird ein Referenzkondensator mit Hilfe eines von einem Taktge nerator gesteuerten Umschaltkontaktes periodisch abwechselnd geladen und entla den, wird der Referenzkondensator auf das Potential eines zweiten Speicherkonden sators geladen, wird der Referenzkondensator auf ein Bezugspotential entladen, wird der zweite Speicherkondensator mit Hilfe einer Spannungsquelle über ein Wider standsnetzwerk nachgeladen und wird das Potential des ersten Speicherkondensa tors und das Potential des zweiten Speicherkondensators einer vorzugsweise als Komparator ausgebildeten Auswertestufe zugeführt.The method according to the invention for detecting the capacity or a capacity Modification of a capacitive circuit or component, in particular with Realized with the aid of the circuit arrangement according to the invention described above can be characterized in that the capacitive circuit or construction element is charged to the potential of a storage capacitor and that from the Potential of the storage capacitor, the capacity or a change in capacity of the capacitive circuit or component determined using an evaluation stage becomes. A reference capacitor is preferably operated with the aid of a clock generator nerator controlled changeover contact periodically alternately charged and discharged the reference capacitor is set to the potential of a second storage capacitor sator charged, the reference capacitor is discharged to a reference potential the second storage capacitor using a voltage source via a counter stand network and the potential of the first storage capacitor tors and the potential of the second storage capacitor preferably as Comparator trained trained evaluation stage.

Das erfindungsgemäße Verfahren verwirklicht die hinsichtlich der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung beschriebenen Vorteile in bezug auf die Störfestigkeit, also die niedrige Eingangsimpedanz, die nicht vorhandenen nichtlinearen Bauteile in der Eingangsbeschaltung, die Mittelwertbildung, die Schmalbandigkeit sowie die Störun terdrückung auf der Taktfrequenz und die sonstigen Vorteile, wie das flexible Funk tionsprinzip und die einfache Arbeitspunkteinstellung.The method according to the invention realizes those with regard to the invention Circuit described advantages in terms of immunity, that is low input impedance, the non-existent nonlinear components in the Input circuitry, averaging, narrowband and interference suppression on the clock frequency and the other advantages, such as the flexible radio principle and the simple operating point setting.

Weitere gemeinsame Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und des erfindungsgemäßen Verfahrens sind die, daß die Verstärkung erst nach mehrfacher Fil terung erfolgt und daß die layouttechnische Realisierung besonders vorteilhaft mög lich ist.Further common advantages of the circuit arrangement according to the invention and the The inventive method are that the gain only after multiple Fil It takes place and that the layout implementation is particularly advantageous is.

Dadurch, daß bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bzw. dem erfin dungsgemäßen Verfahren der notwendige, aber auch störempfindliche Verstärkerteil schaltungstechnisch erst nach mehrfacher Filterung des Meßsignals angeordnet ist, ist vorteilhaft gewährleistet, daß zu diesem Zeitpunkt das Störsignal bereits nahezu voll ständig durch mehrere Filterstufen von dem Meßsignal getrennt ist und somit nicht mit verstärkt wird. Hierdurch bleibt für die Auswertesstufe, ob mit oder ohne Stör größe in der Eingangsbeschaltung, nur noch das Meßsignal übrig. Außerdem ver bleibt hierdurch der layouttechnischen Realisierung der Schaltungsanordnung relativ viel Spielraum, so daß zusätzlich erforderliche Abschirmmaßnahmen leicht und effek tiv umsetzbar sind.Characterized in that in the circuit arrangement according to the invention or the inventions method according to the necessary, but also sensitive to amplifier part is arranged in terms of circuitry only after multiple filtering of the measurement signal advantageously ensures that at this point the interference signal is already almost full is constantly separated from the measurement signal by several filter stages and therefore not is reinforced with. This leaves the evaluation stage, with or without interference Size in the input circuit, only the measurement signal left. In addition ver remains relative to the layout implementation of the circuit arrangement a lot of scope, so that additional shielding measures required easily and effec are feasible.

Dadurch, daß der kapazitiv empfindliche Teil der Schaltungsanordnung auf einen re lativ engen Schaltungsbereich mit wenigen Leiterbahnen im Elektrodenankoppel netzwerk und in der Eingangsbeschaltung begrenzt ist und in den folgenden Be standteilen der Schaltungsanordnung nur Gleichspannung oder niederfrequente Sig nale bis zu einigen 100 Hz zu verarbeiten sind, ist der layouttechnischen Realisierung zusätzlich viel Spielraum eingeräumt und eventuell erforderliche Abschirmmaßnah men können, wie bereits erwähnt, einfach durchgeführt werden. Die vom Layout bedingten parasitären Kapazitäten spielen aus den gleichen Gründen im größten Teil der Schaltungsanordnung keine Rolle. Weiter muß der empfindliche Verstärkerteil der Auswertestufe nicht unbedingt in unmittelbarer Nähe der gesuchten Kapazität ange ordnet sein, so daß dieser leicht gegen hochfrequente Störstrahlung abblockbar ist.The fact that the capacitively sensitive part of the circuit arrangement on a re relatively narrow circuit area with few conductor tracks in the electrode coupling network and in the input circuit is limited and in the following Be components of the circuit arrangement only DC voltage or low-frequency Sig up to a few 100 Hz can be processed is the layout implementation in addition, plenty of scope and any necessary shielding measures As already mentioned, they can be carried out easily. The layout Conditional parasitic capacities largely play for the same reasons the circuit arrangement does not matter. Furthermore, the sensitive amplifier part of the Evaluation level is not necessarily in the immediate vicinity of the required capacity be arranged so that it can be easily blocked against high-frequency interference.

Im einzelnen gibt es nun eine Vielzahl von Möglichkeiten, die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung und das erfindungsgemäße Verfahren auszugestalten und wei terzubilden. Dazu wird verwiesen einerseits auf die den Patentansprüchen 1 und 14 nachgeordneten Patentansprüche, andererseits auf die Beschreibung eines bevorzug ten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigtIn particular, there are a multitude of possibilities for the invention Design circuit arrangement and the inventive method and knows to train. For this purpose, reference is made, on the one hand, to claims 1 and 14 subordinate claims, on the other hand to the description of a preferred th embodiment in connection with the drawing. In the drawing shows

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität nach der ersten Lehre der Erfindung und Fig. 1 shows a first embodiment of a circuit arrangement for measuring a capacitance according to the first teaching of the invention and

Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Mes sung einer Kapazität nach der ersten Lehre der Erfindung. Fig. 2 shows a second embodiment of a circuit arrangement for measuring a capacitance solution according to the first teaching of the invention.

In Fig. 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsan ordnung zur Messung einer Kapazität dargestellt. Diese Schaltungsanordnung weist auf: einen Taktgenerator 1, einen von dem Taktgenerator 1 gesteuerten Umschaltkon takt 2, eine Speicherkapazität 3, eine Spannungsquelle 4 und eine Auswertestufe 5. Eine Elektrode 6 der gesuchten Kapazität ist mit dem Eingang 7 des Umschaltkon taktes 2 verbunden. Verbunden sind die Spannungsquelle 4 mit der Speicherkapazi tät 3 über ein Widerstandsnetzwerk 8, der erste Ausgang 9 des Umschaltkontaktes 2 mit einem Referenzpotential 10, der zweite Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 mit der ersten Elektrode der Speicherkapazität 3, dem Ausgang des Widerstandsnetz werkes 8 und der Auswertestufe 5 sowie die zweite Elektrode der Speicherkapazität 3 mit dem Referenzpotential 10. In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel entspricht das Referenzpotential 10 Masse. Weiter weist das in Fig. 1 dargestellte er ste Ausführungsbeispiel einen die Taktfrequenz des Taktgenerators 1 modulierenden Frequenzmodulator 12 auf. Zur Einstellung des Arbeitspunktes besteht das Wider standsnetzwerk 8 aus einem konstanten Widerstand 13 und einem Potentiometer 14. Zwischen der Elektrode 6 der gesuchten Kapazität und dem Eingang 7 des Um schaltkontaktes 2 ist außerdem ein zumindest einen Ankoppelwiderstand 15 umfas sendes Elektrodenankoppelnetzwerk 16 vorgesehen. Weiter ist zwischen dem zwei ten Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 und der ersten Elektrode der Speicherka pazität ein Schutzwiderstand 17 angeordnet. Zwischen dem zweiten Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 und der Auswertestufe 5 ist nach dem Schutzwiderstand 17 ein Filternetzwerk 18 angeordnet. Die bislang beschriebenen Bestandteile des in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsan ordnung werden im weiteren, mit Ausnahme des Taktgenerators 1 und des Frequenz modulators 12, als Meßzweig bezeichnet.In Fig. 1, a first embodiment of a circuit arrangement according to the invention for measuring a capacitance is shown. This circuit comprises: a clock generator 1, a switch controlled by the clock generator 1 Umschaltkon clock 2, a memory 3, a power source 4 and an evaluation stage. 5 An electrode 6 of the searched capacity is connected to the input 7 of the Umschaltkon clock 2 . The voltage source 4 is connected to the storage capacitance 3 via a resistance network 8 , the first output 9 of the changeover contact 2 with a reference potential 10 , the second output 11 of the changeover contact 2 with the first electrode of the storage capacity 3 , the output of the resistance network 8 and the Evaluation stage 5 and the second electrode of the storage capacitance 3 with the reference potential 10 . In the exemplary embodiment shown in FIG. 1, the reference potential corresponds to 10 ground. Furthermore, the first exemplary embodiment shown in FIG. 1 has a frequency modulator 12 that modulates the clock frequency of the clock generator 1 . To set the operating point, the resistance network 8 consists of a constant resistor 13 and a potentiometer 14 . Between the electrode 6 of the desired capacity and the input 7 of the switching contact 2 , an at least one coupling resistor 15 comprising an electrode coupling network 16 is also provided. Furthermore, a protective resistor 17 is arranged between the two th output 11 of the changeover contact 2 and the first electrode of the storage capacitance. A filter network 18 is arranged between the second output 11 of the changeover contact 2 and the evaluation stage 5 after the protective resistor 17 . The previously described components of the first exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention shown in FIG. 1 are referred to below, with the exception of the clock generator 1 and the frequency modulator 12 , as a measuring branch.

Neben dem bereits beschriebenen Meßzweig weist die erfindungsgemäße Schal tungsanordnung einen Referenzzweig zur Messung einer Referenzkapazität mit ei nem zweiten Umschaltkontakt 19, einer zweiten Speicherkapazität 20 und einem zweiten Widerstandsnetzwerk 21 auf. Dem Referenzzweig zuzurechnen ist auch noch ein Teil des bereits erwähnten Filternetzwerkes 18.In addition to the measuring branch already described, the circuit arrangement according to the invention has a reference branch for measuring a reference capacitance with a second changeover contact 19 , a second storage capacitance 20 and a second resistance network 21 . Part of the filter network 18 already mentioned is also to be included in the reference branch.

Da das in Fig. 1 dargestellte erste Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung Bestandteil eines kapazitiven Näherungsschalters ist, ist die Elektrode 6 der gesuchten Kapazität die Meßelektrode des kapazitiven Näherungs schalters, während die Referenzkapazität von der Abschirmelektrode 22 der Meß elektrode in Verbindung mit ihrer Umgebung gebildet wird. Entsprechend einer übli chen Ausgestaltung ist bei dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung neben der Meßelektrode und der Abschirmelektrode 22 noch eine zweite, auf Masse gelegte Abschirmelektrode 23 dargestellt.Since the first exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention shown in FIG. 1 is part of a capacitive proximity switch, the electrode 6 of the capacitance sought is the measuring electrode of the capacitive proximity switch, while the reference capacitance is formed by the shielding electrode 22 of the measuring electrode in connection with its surroundings. According to a usual embodiment, in the first exemplary embodiment of the circuit arrangement shown in FIG. 1, in addition to the measuring electrode and the shielding electrode 22 , a second shielding electrode 23 which is connected to ground is also shown.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist die Auswertestufe 5 als Komparator, bestehend aus einem entsprechend geschalteten Operationsverstärker 24, ausgebildet.In the first exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention shown in FIG. 1, the evaluation stage 5 is designed as a comparator consisting of an appropriately switched operational amplifier 24 .

Das in Fig. 1 dargestellte Elektrodenankoppelnetzwerk 16 ist in seinem mit der Ab schirmelektrode 22 verbundenen Teil über ein Abstimmungsnetzwerk 25 mit dem Taktgenerator 1 verbunden. Dieses Abstimmungsnetzwerk 25 weist unter anderem ein Zeitverzögerungselement 26 auf.The electrode coupling network 16 shown in FIG. 1 is connected in its part connected to the shield electrode 22 via a voting network 25 with the clock generator 1 . This voting network 25 has, among other things, a time delay element 26 .

Schließlich erfährt das zweite Widerstandsnetzwerk 21 über ein von einer Signalver arbeitungseinheit 27 aus dem Ausgangssignal der Auswertestufe S abgeleitetes Mit kopplungssignal über einen Mitkopplungszweig 28 eine Mitkopplung zur Erzeu gung einer Hysterese.Finally, the second resistance network 21 experiences via a signal processing unit 27 derived from the output signal of the evaluation stage S with coupling signal via a positive feedback branch 28, a positive feedback for generating a hysteresis.

Um die weitere Diskussion der Bestandteile des ersten Ausführungsbeispiels der er findungsgemäßen Schaltungsanordnung zu vereinfachen, werden diese Bestandteile noch wie folgt zusammengefaßt. Die als Meßelektrode ausgebildete Elektrode 6, die Abschirmelektrode 22 und die zweite Abschirmelektrode 23 werden als Sensorelek troden 29 bezeichnet, der Umschaltkontakt 2, die Speicherkapazität 3, das Wider standsnetzwerk 8 und der Schutzwiderstand 17 werden, wie erwähnt, als Meßzweig 30 bezeichnet und der zweite Umschaltkontakt 19, die zweite Speicherkapazität 20, das zweite Widerstandsnetzwerk 21 und der zweite Schutzwiderstand 31 werden als Referenzzweig 32 bezeichnet.In order to simplify the further discussion of the components of the first embodiment of the inventive circuit arrangement, these components are summarized as follows. The electrode 6 formed as a measuring electrode, the shielding electrode 22 and the second shielding electrode 23 are referred to as sensor electrodes 29 , the changeover contact 2 , the storage capacity 3 , the resistance network 8 and the protective resistor 17 are, as mentioned, referred to as the measuring branch 30 and the second Switchover contact 19 , the second storage capacitance 20 , the second resistance network 21 and the second protective resistor 31 are referred to as reference branch 32 .

Die Sensorelektroden 29 bilden die Antennen zur mechanischen und elektromagneti schen Umgebung des in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels einer erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung. Sie sind notwendig zum detektieren eines Objektes und wandeln die mechanische Größe des Objektabstandes, des Füllstandes od. dgl. in die elektrische Größe der Kapazität um. Sie sind aus gut leitendem Material. Ihre Größe und konstruktiven Merkmale bestimmen weitgehend den realisierbaren Erfas sungsabstand und andere Betriebsparameter des Gerätes. Die Sensorelektroden 29 stellen schaltungstechnisch ein Netzwerk von Kapazitäten und Widerständen dar, wobei in der vorliegenden Schaltung nur die Kapazitäten von praktischer Bedeutung sind. Die hauptsächlich auszuwertende Meßkapazität liegt bei den meisten Applika tionen zwischen der als Meßelektrode ausgebildeten Elektrode 6 und der durch ein externes Objekt 33 gebildeten Masse.The sensor electrodes 29 form the antennas to the mechanical and electromagnetic environment's of the embodiment shown in FIG. 1 of a circuit arrangement according to the Invention. They are necessary to detect an object and convert the mechanical size of the object distance, the fill level or the like into the electrical size of the capacitance. They are made of a highly conductive material. Their size and design features largely determine the realizable detection distance and other operating parameters of the device. In terms of circuitry, the sensor electrodes 29 represent a network of capacitances and resistances, only the capacitances being of practical importance in the present circuit. The measuring capacity to be mainly evaluated is in most applications between the electrode 6 designed as a measuring electrode and the mass formed by an external object 33 .

Das Elektrodenankoppelnetzwerk 16 besteht im dargestellten Ausführungsbeispiel aus einigen RC-Gliedern und hat im wesentlichen die Aufgaben, eine gewünschte Sensorcharakteristik hinsichtlich der Medienempfindlichkeit, der Feuchtekompensa tion und der Seitenempfindlichkeit zu realisieren, Störabstrahlungen zu unterdrücken und Störeinstrahlungen ebenfalls zu unterdrücken.The electrode coupling network 16 in the illustrated embodiment consists of a few RC elements and essentially has the tasks of realizing a desired sensor characteristic with regard to media sensitivity, moisture compensation and side sensitivity, suppressing interference radiation and also suppressing interference radiation.

Der in Fig. 1 dargestellte Taktgenerator 1 steuert als Rechteckgenerator die Funktio nen der Eingangskanäle für die Signale. Er sollte steile Flanken besitzen, damit die durch unterschiedliche Schaltschwellen entstehenden Störeinflüsse minimiert und die elektrisch schlecht definierbaren Umschaltphasen kurz gehalten werden. Besonders günstig läßt sich der Taktgenerator 1 in HCMOS-Technik realisieren.The clock generator 1 shown in Fig. 1 controls the square wave generator functionali NEN of the input channels for the signals. It should have steep edges so that the interference caused by different switching thresholds is minimized and the switching phases, which are difficult to define electrically, are kept short. The clock generator 1 can be implemented particularly cheaply using HCMOS technology.

Des weiteren steuert der Taktgenerator 1 direkt oder, wie hier dargestellt, über ein Zeitverzögerungselement 26 das Elektrodenankoppelnetzwerk 16 an. Dies ist für das spezifische Sensorverhalten, wie oben beschrieben, erforderlich. Der Taktgenerator 1 sollte idealerweise in seinem Frequenz- und Phasenverhalten weder vom Eingangssi gnal noch vom Ausgangssignal der Schaltung und insbesondere auch nicht von Störsignalen abhängig sein, sondern nur von dem angeschlossenen Frequenzmodula tor 12. Dies wird durch einen layouttechnisch engen oder ggf. abgeschirmten Aufbau erreicht. Schaltungstechnisch bietet ein Keramikresonator als frequenzbestimmendes Glied in dieser Hinsicht eine gute Variante. Ein Keramikoszillator ist gerade noch im erforderlichen Maße frequenzmodulierbar und besitzt gleichzeitig eine ausreichende Resistenz gegen Zieheffekte durch Störfrequenzen. Außerdem ist der Keramikresona tor magnetisch nicht so empfindlich wie etwa ein LC-Glied mit Ferritkern. Da im vor liegenden Ausführungsbeispiel die Kapazität nicht quantitativ bestimmt werden soll, ist auch die Frequenzstabilität eines Keramikoszillators unproblematisch.Furthermore, the clock generator 1 drives the electrode coupling network 16 directly or, as shown here, via a time delay element 26 . This is necessary for the specific sensor behavior as described above. The clock generator 1 should ideally be dependent in its frequency and phase behavior neither on the input signal nor on the output signal of the circuit and in particular also not on interference signals, but only on the connected frequency modulator 12 . This is achieved through a layout-technically narrow or possibly shielded structure. In terms of circuitry, a ceramic resonator as a frequency-determining element offers a good variant in this regard. A ceramic oscillator can just be frequency modulated to the extent necessary and at the same time has sufficient resistance to pulling effects due to interference frequencies. In addition, the ceramic resonator is not as magnetically sensitive as an LC element with a ferrite core. Since the capacitance should not be determined quantitatively in the exemplary embodiment lying before, the frequency stability of a ceramic oscillator is also unproblematic.

Das Zeitverzögerungselement 26 dient zusammen mit dem Elektrodenankoppelnetz werk 16 der Optimierung des Sensorverhaltens, insbesondere in bezug auf das Ver halten während der Umschaltphasen der Eingangskanäle für die Meßsignale. Es kann beispielsweise durch eine Gatterlaufzeit realisiert werden und unter Umständen auch ganz entfallen.The time delay element 26 is used together with the electrode coupling network 16 to optimize the sensor behavior, in particular with regard to the behavior during the switchover phases of the input channels for the measurement signals. For example, it can be implemented by means of a gate runtime and, under certain circumstances, can even be omitted entirely.

Der Frequenzmodulator 12 steuert den Taktgenerator 1 in seiner Frequenz und dient der Unterdrückung von Störfrequenzen, die genau auf der Taktfrequenz oder dicht daneben liegen.The frequency modulator 12 controls the clock generator 1 in its frequency and serves to suppress interference frequencies that are exactly on the clock frequency or close to it.

Der Meßzweig 30 besteht aus einem Umschaltkontakt 2, der hier in HCMOS-Technik realisiert sein soll, einem nachgeschalteten Schutzwiderstand 17, und einem Wider standsnetzwerk 8, über das die Speicherkapazität 3 ständig geladen wird. Das Wider standsnetzwerk 8 enthält eine Möglichkeit zur Einstellung des Arbeitspunktes, also der Empfindlichkeit bzw. des Schaltabstandes, und zum Abgleich von Streuungen. Zu diesem Zweck ist in dem Widerstandsnetzwerk 8 ein Potentiometer 14 angeord net. Der Meßzweig 30 wird von dem Taktgenerator 1 zwischen zwei digitalen Zu ständen hin und her geschaltet. Der Meßzweig 30 entlädt im Entladezustand die ge suchte Kapazität und die dem elektronischen Schalter anhaftende parasitäre Kapazi tät 34 nach Masse. Im Entladezustand ist der Eingang 7 des Umschaltkontaktes 2 mit dem ersten Ausgang 9 verbunden. Im Ladezustand werden die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 auf die Speicherkapazität 3 geschaltet. In diesem Zu stand ist der Eingang 7 des Umschaltkontaktes 2 mit dem zweiten Ausgang 11 ver bunden. Durch das Umschalten findet eine Ladungsverschiebung statt. Ein kleiner Teil der in der gegenüber der gesuchten Kapazität und der parasitären Kapazität 34 großen bis sehr großen (10 nF-1 µF) Speicherkapazität 3 wird an die gesuchte Ka pazität und die parasitäre Kapazität 34 abgegeben. Der Betrag dieser Ladungsmenge ist abhängig von der Größe der gesuchten Kapazität und der parasitären Kapazität 34. Werden diese Kapazitäten während eines Zustandes vollständig ent- bzw. gela den, so ist es unerheblich, ob die Ladung schnell oder langsam auf die gesuchte Ka pazität übertragen wird; zur parasitären Kapazität wird die Ladung schneller trans portiert als zur gesuchten Kapazität, da im Elektrodenankoppelnetzwerk 16 der zu sätzliche Ankoppelwiderstand 15 angeordnet ist. Erfolgt keine vollständige Umla dung, so wird unerwünschterweise der Einfluß der gesuchten Kapazität reduziert. Da Q = C . U, ist die transportierte Ladungsmenge auch abhängig von der Spannung, auf die die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 aufgeladen wird. Weil diese Spannung auch gleich der Spannung an der Speicherkapazität 3 ist, welche wiederum eine Funktion des Ladestroms und der Ladezeit ist, stellt sich nach einer Einschwingzeit ein Ladungsgleichgewicht ein. Die Ladungsmenge, die während der gesamten Periodendauer über das Widerstandsnetzwerk 8 die Speicherkapazität 3 lädt, ist dann gleich der Ladungsmenge, die nur während des Ladezustandes an die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 abgeben wird. Da beide La dungsmengen - die zufließende Ladungsmenge Q₁ als auch die abfließende La dungsmenge Q₂ - von der Spannung abhängig sind, ist das Ladungsgleichgewicht als Spannung an der Speicherkapazität 3 meßbar.The measuring branch 30 consists of a changeover contact 2 , which is to be implemented here in HCMOS technology, a downstream protective resistor 17 , and a resistance network 8 , via which the storage capacity 3 is constantly charged. The resistance network 8 contains a possibility for setting the operating point, that is the sensitivity or the switching distance, and for comparing scatter. For this purpose, a potentiometer 14 is arranged in the resistor network 8 . The measuring branch 30 is switched back and forth by the clock generator 1 between two digital states. The measuring branch 30 discharges in the discharge state the ge searched capacitance and the adhering to the electronic switch parasitic capacitance 34 to ground. In the discharged state, the input 7 of the changeover contact 2 is connected to the first output 9 . In the charge state, the searched capacitance and the parasitic capacitance 34 are switched to the storage capacitance 3 . In this state, the input 7 of the changeover contact 2 is connected to the second output 11 . The charge is shifted by switching. A small part of the storage capacitance 3 , which is large to very large (10 nF-1 μF) compared to the capacitance and parasitic capacitance 34 sought, is given to the capacitance sought and the parasitic capacitance 34 . The amount of this amount of charge depends on the size of the capacitance sought and the parasitic capacitance 34 . If these capacities are fully discharged or charged during a state, it is irrelevant whether the charge is transferred quickly or slowly to the desired capacity; the charge is transported to the parasitic capacitance more quickly than to the desired capacitance, since the additional coupling resistor 15 is arranged in the electrode coupling network 16 . If there is no complete reloading, the influence of the capacity sought is undesirably reduced. Since Q = C. U, the amount of charge transported is also dependent on the voltage to which the sought capacitance and the parasitic capacitance 34 are charged. Because this voltage is also equal to the voltage at the storage capacity 3 , which in turn is a function of the charging current and the charging time, a charge equilibrium is established after a settling time. The amount of charge that charges the storage capacitance 3 via the resistor network 8 during the entire period is then equal to the amount of charge that is only released to the sought-after capacitance and the parasitic capacitance 34 during the charging state. Since both charge quantities - the inflowing charge quantity Q ₁ and the outflowing charge quantity Q ₂ - are dependent on the voltage, the charge balance can be measured as a voltage across the storage capacity 3 .

Unter der Voraussetzung, daß Q₁ = Q₂ ist, kann die Spannung an der Speicherkapazi tät 3 demnach durch folgende Formel beschrieben werden:
Assuming that Q ₁ = Q ₂ , the voltage across the storage capacitance 3 can therefore be described by the following formula:

mit
U_b= Versorgungsspannung der Spannungsquelle 4,
R_WN = ohmscher Widerstand des Widerstandsnetzwerkes 8,
f = Frequenz des Taktgenerators,
C_m = gesuchte Kapazität und
C_p = parasitäre Kapazität 34. With
U _b = supply voltage of voltage source 4 ,
R _WN = ohmic resistance of the resistor network 8 ,
f = frequency of the clock generator,
C _m = searched capacity and
C _p = parasitic capacitance 34 .

Die Speicherkapazität 3 geht nicht in diese Formel ein, da in ihr die Ladung lediglich zwischengespeichert wird. Die Gleichspannung U_{C_s} ist bereits recht gut geglättet und kann nun einer Auswertestufe zugeführt werden.The storage capacity 3 is not included in this formula, since the charge is only temporarily stored in it. The DC voltage U _{C _s} has already been smoothed quite well and can now be fed to an evaluation stage.

Das größte Meßsignal als Gleichspannungshub in Abhängigkeit von einer kleinen Kapazitätsänderung ergibt sich, wenn U_{C_s} = U_b/2. D. h. der Arbeitspunkt der Schal tungsanordnung wird mit dem ohmschen Widerstand des Widerstandsnetzwerkes 8 bei einer bestimmten Taktfrequenz im Optimalfall in der Nähe von U_{C_s} = U_b/2 einge stellt.The largest measurement signal as a DC voltage swing as a function of a small change in capacitance results when U _{C _s} = U _b / 2. That is, the operating point of the circuit arrangement is set with the ohmic resistance of the resistor network 8 at a certain clock frequency in the optimal case in the vicinity of U _{C _s} = U _b / 2.

Der Referenzzweig 32 ist gleich aufgebaut und verhält sich wie der Meßzweig 30. Er gibt eine gleich große Gleichspannung wie der Meßzweig 30 ab, so daß das mit Hilfe der Auswertestufe 5 weiter verarbeitete Meßsignal jetzt eine Gleichspannungsdiffe renz ist. Dies ist in der Regel für das spezifische Sensorverhalten der Schaltungsan ordnung, z. B. die Seitenempfindlichkeit, die Feuchtekompensation od. dgl., erforder lich, wobei die Sensorelektroden 29 natürlich so konstruiert und angekoppelt werden müssen, daß die auswertbare Kapazitätsänderung zum Objekt sich nicht oder nur wenig auf dem Referenzzweig 32 bemerkbar macht. Ansonsten würde auch das Meßsignal wegkompensiert werden, da der Referenzzweig 32 ja gegensinnig wirkt wie der Meßzweig 30. Außerdem können mit diesem Referenzzweig 32 die statistisch und thermisch bedingten Störeinflüsse, wie Taktfrequenzdrift, Tastverhältnisdrift, Drift der Versorgungsspannung, nicht ideale Eigenschaften der elektronischen Schal ter od. dgl., unterdrückt werden, unter der Voraussetzung, daß diese sich in Polarität und Betrag auf beiden Zweigen etwa gleich auswirken und daß die Gleichtaktunter drückung der Auswertestufe 5 ausreichend hoch ist. Die restlichen thermisch beding ten Störeinflüsse in den Widerstandsnetzwerken 8, 21 müssen mit Hilfe des Potentio meters 14 kompensiert oder hingenommen werden.The reference branch 32 has the same structure and behaves like the measuring branch 30 . It outputs a DC voltage of the same size as the measuring branch 30 , so that the measurement signal processed further with the aid of the evaluation stage 5 is now a DC voltage difference. This is usually for the specific sensor behavior of the circuit arrangement, z. B. the side sensitivity, moisture compensation or the like. Required Lich, the sensor electrodes 29 of course must be constructed and coupled so that the evaluable change in capacitance to the object is not or only slightly noticeable on the reference branch 32 . Otherwise, the measurement signal would also be compensated for, since the reference branch 32 acts in opposite directions to the measurement branch 30 . In addition, with this reference branch 32, the statistically and thermally induced interferences, such as clock frequency drift, duty cycle drift, drift of the supply voltage, non-ideal properties of the electronic switch or the like, can be suppressed, provided that these differ in polarity and amount on both Branches have approximately the same effect and that the common mode suppression of the evaluation stage 5 is sufficiently high. The remaining thermally induced interference in the resistor networks 8 , 21 must be compensated for with the help of the potentiometer 14 .

Die nachgeschalteten Schutzwiderstände 17, 31 dienen sowohl im Meßzweig 30 als auch im Referenzzweig 32 der Unterdrückung der Unterschiede hinsichtlich des La dungstransportes des digitalen Steuersignales auf den Kanal der Umschaltkontakte 2, 19 während der Umschaltphase. Außerdem werden die nichtlinearen Restanteile der Kanalwiderstände linearisiert. Die Schutzwiderstände 17, 31 bilden außerdem zusam men mit den parasitären Kapazitäten 34, 35 einen Tiefpaß. Dies wird bei schnellen Transienten wichtig, die in der Amplitude teilweise sehr hohe Werte besitzen können. Damit würde wiederum das Meßsignal verfälscht werden. Außerdem läßt sich das durch die Umschaltkontakte 2, 19 bedingte Temperaturverhalten durch Einfügen ei nes niederohmigen Widerstandes in Form der Schutzwiderstände 17, 31 vor den Speicherkapazitäten 3, 20 noch wesentlich verbessern.The downstream protective resistors 17 , 31 serve both in the measuring branch 30 and in the reference branch 32 to suppress the differences with regard to the charge transport of the digital control signal on the channel of the changeover contacts 2 , 19 during the changeover phase. In addition, the non-linear residual portions of the channel resistances are linearized. The protective resistors 17 , 31 also form a low pass together with the parasitic capacitances 34 , 35 . This becomes important for fast transients, which can have very high values in the amplitude. This would in turn falsify the measurement signal. In addition, the temperature behavior caused by the changeover contacts 2 , 19 can be significantly improved by inserting a low-resistance resistor in the form of protective resistors 17 , 31 in front of the storage capacitors 3 , 20 .

Das Filternetzwerk 18 dient zur Ankopplung des Gleichspannungsdifferenzsignales aus Meßzweig 30 und Referenzzweig 32 an die Auswertestufe 5. Es besteht im dar gestellten Ausführungsbeispiel aus einem line-to-line-Tiefpaß 36 und einem jeweils nachgeschalteten line-to-ground-Tiefpaß 37, 38. Dies ist für gute Störfestigkeitswerte unerläßlich, weil damit eine effektive Abblockung des empfindlichen Einganges der Auswertestufe 5 gegen hochfrequente Störeinstrahlung auf das Layout möglich ist. Weiterhin können damit sehr kurzzeitige Störeinkopplungen, die trotz aller Maßnah men noch die Eingangskanäle passieren, ausgesiebt werden. Ferner ist das Filter netzwerk 18 zur Einstellung der maximalen Abtastfrequenz geeignet, mit der ein Ob jekt erfaßt werden soll.The filter network 18 is used to couple the DC voltage difference signal from the measuring branch 30 and the reference branch 32 to the evaluation stage 5 . It consists in the illustrated embodiment of a line-to-line low-pass 36 and a downstream line-to-ground low-pass 37 , 38 . This is indispensable for good immunity values, because it enables an effective blocking of the sensitive input of the evaluation stage 5 against high-frequency interference on the layout. It can also be used to screen out very brief interference inputs that still pass through the input channels despite all the measures. Furthermore, the filter network 18 is suitable for setting the maximum sampling frequency with which an object is to be detected.

Das Filternetzwerk 18 sollte für die Gleichspannung eine möglichst hohe Impedanz gegen Masse bilden, weil sonst das Meßsignal unnötig geteilt wird. Der Durch gangswiderstand sollte ca. 10 kΩ nicht überschreiten, da sonst layoutbedingte und verstärkerbedingte Leckströme das Meßsignal wesentlich verfälschen können, be sonders über den Temperaturbereich. Die Kondensatoren 39, 40 direkt an den Ein gängen des einen Teil der Auswertestufe 5 bildenden Operationsverstärkers 24 ge gen Masse sind aus den genannten störtechnischen Gründen fester Bestandteil der Schaltungsanordnung, welche räumlich sehr eng an den Eingängen des Operations verstärkers 24 angeordnet sein sollten.The filter network 18 should form the highest possible impedance to ground for the DC voltage, because otherwise the measurement signal is divided unnecessarily. The volume resistance should not exceed approx. 10 kΩ, otherwise leakage currents caused by the layout and amplifier can falsify the measurement signal significantly, especially over the temperature range. The capacitors 39 , 40 directly at the inputs of a part of the evaluation stage 5 forming operational amplifier 24 ge against ground are an integral part of the circuit arrangement for the aforementioned interference reasons, which should be arranged very close to the inputs of the operational amplifier 24 .

Die Auswertestufe 5 ist im dargestellten Ausführungsbeispiel als Komparator ausge führt. Der hierfür verwendete Operationsverstärker 24 muß hinsichtlich Eingangs strom und Offsetdrift sehr gute Werte aufweisen (Eingangsstrom ca. < 2 nA, Offset drift ca. < 10 µV/K). Da die maximale Objekt-Abtastfrequenz nun in der Regel unter 100 Hz liegt, muß die Auswertestufe 5 hinsichtlich der Geschwindigkeit keine erhöh ten Anforderungen erfüllen. Eine niedrige slew-Rate oder, genauer gesagt, eine nied rige Lehrlaufverstärkung bei Frequenzen um 50 Hz und kleinen Eingangsdifferenz spannungen ist sogar sinnvoll zur Unterdrückung von niederfrequenten Störspan nungen mit großer Amplitude, z. B. der Netzfrequenz mit 50 Hz.The evaluation stage 5 is out in the illustrated embodiment as a comparator. The operational amplifier 24 used for this must have very good values with regard to input current and offset drift (input current approx. <2 nA, offset drift approx. <10 μV / K). Since the maximum object scanning frequency is now generally below 100 Hz, the evaluation stage 5 does not have to meet any increased requirements with regard to the speed. A low slew rate or, more precisely, a low training gain at frequencies around 50 Hz and small input differential voltages is even useful for suppressing low-frequency interference voltages with a large amplitude, e.g. B. the mains frequency with 50 Hz.

Aus den genannten Anforderungen sollte der Operationsverstärker 24 nach heutigem Stand der Technik vorzugsweise eine Eingangsbeschaltung in FET-Technik aufwei sen. Da die Auswertestufe 5 nur niedrige Frequenzen zu verarbeiten hat, kann diese in der Regel sogar an ihrem Ausgang abgeblockt werden, was weitere störtechnische Vorteile bietet, falls der verwendete Verstärkertyp dies zuläßt. Auf jeden Fall sollte der verwendete Operationsverstärker 24 eine Gleichtaktunterdrückung von < 50 dB be sitzen, was allerdings bei einer Ausführung als Komparator kein ernsthaftes Problem darstellt.From the requirements mentioned, the operational amplifier 24 according to the current state of the art should preferably have an input circuit in FET technology. Since the evaluation stage 5 only has to process low frequencies, it can usually even be blocked at its output, which offers further advantages in terms of interference, if the type of amplifier used permits this. In any case, the operational amplifier 24 used should have a common mode rejection of <50 dB, which, however, is not a serious problem when implemented as a comparator.

Die weitere Signalverarbeitung 27 verarbeitet nun das Ausgangssignal der Auswerte stufe 5 zur endgültigen Ausgangsfunktion des Gerätes und zählt genau genommen nicht mehr zur Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität. Bei Näherungs schaltern besteht dieser Schaltungsteil z. B. häufig aus einer Schmitt-Trigger-Stufe mit Iniset-Funktion und einer Endstufenansteuerung, z. B. kurzschlußfest. Eine für die richtige Sensorfunktion meist erforderliche Schalthysterese kann von einer Stufe der weiteren Signalverarbeitung 27 her erfolgen, wobei das digitale Schaltsignal über einen Mitkopplungszweig 28 rückgekoppelt wird, so daß eine Mitkopplung entsteht. Bei Verwendung eines Analogverstärkers kann aus dem Schaltsignal auch mit Hilfe eines Schmitt-Triggers eine Hysterese erzeugt werden.The further signal processing 27 now processes the output signal of the evaluation stage 5 to the final output function of the device and, strictly speaking, no longer counts to the circuit arrangement for measuring a capacitance. In proximity switches, this circuit part z. B. often from a Schmitt trigger stage with Iniset function and a power stage control, z. B. short-circuit proof. A switching hysteresis, which is usually required for the correct sensor function, can take place from a stage of the further signal processing 27 , the digital switching signal being fed back via a positive feedback branch 28 , so that positive feedback occurs. When using an analog amplifier, a hysteresis can also be generated from the switching signal using a Schmitt trigger.

In Fig. 2 der Zeichnung ist ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. In Fig. 2 sind die mit Fig. 1 der Zeichnung überein stimmenden Bauteile mit den aus Fig. 1 bekannten Bezugszeichen versehen.In Fig. 2 of the drawings, a second embodiment is shown of a circuit arrangement according to the invention. In FIG. 2, the components that match FIG. 1 of the drawing are provided with the reference symbols known from FIG. 1.

Das in Fig. 2 dargestellte zweite Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel im wesentlichen dadurch, daß bei dem in Fig. 2 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel eine Referenzkapazität 41 nicht von einer Abschirmelektrode der Meßelektrode eines kapazitiven Näherungsschalters in Verbindung mit ihrer Umgebung gebildet wird, sondern die Referenzkapazität 41 als feste, interne Kapazität in Form eines gängigen Kondensators ausgebildet ist. The second exemplary embodiment shown in FIG. 2 differs from the first exemplary embodiment shown in FIG. 1 essentially in that, in the second exemplary embodiment shown in FIG. 2, a reference capacitance 41 does not differ from a shielding electrode of the measuring electrode of a capacitive proximity switch in connection with its surroundings is formed, but the reference capacitance 41 is designed as a fixed, internal capacitance in the form of a common capacitor.

Außerdem wird aus der in Fig. 2 gewählten Darstellungsweise des zweiten Ausfüh rungsbeispiels besonders deutlich, daß es sich bei der in den Ausführungsbeispielen dargestellten Schaltungsanordnung um eine Brückenschaltung handelt.In addition, it is particularly clear from the representation of the second exemplary embodiment selected in FIG. 2 that the circuit arrangement shown in the exemplary embodiments is a bridge circuit.

In der bisherigen Beschreibung ist bereits teilweise auf die Dimensionierung der er findungsgemäßen Schaltungsanordnung hingewiesen worden. Dies soll im weiteren ergänzt werden.In the description so far it is partly due to the dimensioning of it Circuit arrangement according to the invention have been pointed out. This is said in the following be supplemented.

Die maximale Frequenz, mit der bewegte Objekte noch erfaßt werden können, liegt normalerweise für kapazitive Näherungssensoren - da die Vorgänge relativ langsam sind - unter 100 Hz, im Extremfall können Frequenzen bis etwa 1 kHz gefordert sein. Die Objekterfassungsfrequenz wird durch mehrere Faktoren limitiert. Die wesentli chen sind die Taktfrequenz des Taktgenerators 1, die Größe der Speicherkapazität 3, die Zeitkonstanten im Filternetzwerk 18, die slew-Rate bzw. Bandbreite der Auswer testufe 5 und das Zeitverhalten der weiteren Signalverarbeitung 27.The maximum frequency with which moving objects can still be detected is normally below 100 Hz for capacitive proximity sensors - since the processes are relatively slow - in extreme cases frequencies up to about 1 kHz may be required. The object detection frequency is limited by several factors. The essential factors are the clock frequency of the clock generator 1 , the size of the storage capacity 3 , the time constants in the filter network 18 , the slew rate or bandwidth of the evaluation stage 5 and the time behavior of the further signal processing 27 .

Die Streuungen der Widerstände in den Widerstandsnetzwerken 8, 21 gehen mit in das Meßsignal ein, können jedoch sehr klein gehalten werden, wenn für beide Wider standsnetzwerke 8, 21 als größtmöglicher Anteil am Widerstandswert der gleiche Wi derstand mit gleichem Wert und gleicher Bauart, Toleranz usw. vorgesehen wird, da die Streuungen innerhalb einer Charge als sehr viel geringer angenommen werden können als dies theoretisch möglich wäre. Der Gesamtwert der Widerstandsnetzwer ke 8, 21 selbst bietet kaum Spielraum und ergibt sich im wesentlichen aus der Takt frequenz des Taktgenerators 1 und den angeschlossenen Kapazitäten der gesuchten und der parasitären Kapazität. Die Beziehung zwischen diesen Größen kann in erster Näherung wie folgt beschrieben werden
The scatter of the resistors in the resistor networks 8 , 21 are included in the measurement signal, but can be kept very small if, for both resistor networks 8 , 21 as the largest possible part of the resistance value, the same resistor with the same value and the same type, tolerance, etc ... is provided since the variations within a batch can be assumed to be much smaller than would be theoretically possible. The total value of the resistor network ke 8 , 21 itself offers little scope and results essentially from the clock frequency of the clock generator 1 and the connected capacities of the sought and the parasitic capacitance. The relationship between these quantities can be described as a first approximation as follows

Dies gilt für den Fall einer optimalen Einstellung des Arbeitspunktes einer erfin dungsgemäßen Schaltungsanordnung. This applies to the case of an optimal setting of the working point of an inventor circuit arrangement according to the invention.

Die optimale Betriebsspannung ist im wesentlichen abhängig von der Funktionsfä higkeit aller angeschlossenen aktiven Bauteile. Günstige Werte liegen zwischen 2,5 V und 6 V. Bei kleinen Betriebsspannungen ist der Störabstand geringer. Außerdem sind bei kleinen Betriebsspannungen die elektronischen Umschaltkontakte 2, 19, die im Optimalfall als CMOS-Bilateral-Schalter auf einem Chip angeordnet sind und als Umschaltkontakte mit Unterbrechung (break-before-make) ausgebildet sind, lang samer in Anstiegs- und Verzögerungszeiten, so daß die schlecht definierten Um schaltphasen anteilig mehr Zeit benötigen. Weiterhin sind die realisierbaren Kanalwi derstände höher, was störtechnisch ebenfalls ungünstig ist. Hinsichtlich der Betriebs spannung ist zudem zu beachten, daß diese unter allen Betriebsbedingungen relativ gut stabilisiert sein sollte, insbesondere sollte das Temperaturverhalten möglichst bes ser als +/-2% über dem Temperaturbereich sein.The optimal operating voltage is essentially dependent on the functionality of all connected active components. Favorable values are between 2.5 V and 6 V. At low operating voltages, the signal-to-noise ratio is lower. In addition, at low operating voltages, the electronic changeover contacts 2 , 19 , which are optimally arranged as CMOS bilateral switches on a chip and are designed as changeover contacts with interruption (break-before-make), are slower in rise and delay times, so that the poorly defined switching phases proportionately take more time. Furthermore, the feasible channel resistances are higher, which is also disadvantageous in terms of interference technology. With regard to the operating voltage, it should also be noted that it should be relatively well stabilized under all operating conditions, in particular the temperature behavior should be better than +/- 2% above the temperature range.

Der Stromverbrauch der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist im wesentli chen abhängig von der Taktfrequenz und der Größe der gesuchten Kapazität. Je ge ringer die Anforderungen an die Präzision der erfindungsgemäßen Schaltungsanord nung bei der Messung einer Kapazität sind, umso stärker läßt sich auch der Stromver brauch einer derartigen Schaltungsanordnung reduzieren.The power consumption of the circuit arrangement according to the invention is essentially Chen depending on the clock frequency and the size of the capacity sought. Je ge wrestler the requirements for the precision of the circuit arrangement according to the invention voltage when measuring a capacitance, the greater the power consumption need to reduce such a circuit arrangement.

Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß die Auswertestufe 5 vorzugsweise für kapazitive Näherungsschalter und ähnliche Geräte, wie etwa Füllstandsüberwa chungsgeräte oder Handtaster, mit binärer Ausgangsfunktion als, wie im ersten Aus führungsbeispiel dargestellt, einfacher Komparator ausgeführt werden können. Die Auswertestufe 5 kann aber auch aus mehreren Komparatoren, z. B. Fensterkompara toren, bestehen um komplexe Ausgangsfunktionen, z. B. unsicherer Arbeitsbereich, zu realisieren. Ferner kann die Auswertestufe 5 auch als Ladungsverstärker, Diffe renzverstärker oder als AD-Wandler od. dgl. ausgeführt sein, um speziell analoge Sensorfunktionen zu realisieren.Finally, it should also be pointed out that the evaluation stage 5 preferably for capacitive proximity switches and similar devices, such as filling level monitoring devices or hand switches, with a binary output function, as shown in the first exemplary embodiment, can be implemented as a simple comparator. The evaluation stage 5 can also consist of several comparators, for. B. Fensterkompara, exist to complex output functions such. B. unsafe work area. Furthermore, the evaluation stage 5 can also be designed as a charge amplifier, differential amplifier or as an AD converter or the like, in order to implement analog sensor functions in particular.

Claims

1. Circuit arrangement for detecting the capacitance or a change in capacitance of a capacitive circuit or component, with a clock generator ( 1 ), a changeover contact ( 2 ) controlled by the clock generator ( 1 ), a storage capacitor ( 3 ), a voltage source ( 4 ) and an evaluation stage ( 5 ), an elec trode ( 6 ) of the capacitive circuit or component being connected to the input ( 7 ) of the changeover contact ( 2 ), the first output ( 9 ) of the changeover contact ( 2 ) having a reference potential ( 10 ), the second output ( 11 ) of the changeover contact ( 2 ) with the first electrode of the storage capacitor ( 3 ), the first electrode of the storage capacitor ( 3 ) on the one hand via a resistance network ( 8 ) with the voltage source ( 4 ) and on the other hand with the evaluation stage ( 5 ) and the second electrode of the storage capacitor ( 3 ) are connected to a reference potential ( 10 ), characterized in that a reference capacitor, a second changeover contact ( 19 ), a second storage capacitor ( 20 ) and a second resistance network ( 21 ) are provided, the reference capacitor, the second changeover contact ( 19 ), the second storage capacitor ( 20 ) and the second resistance network ( 21 ) in the same manner with one another are connected, such as the sensor capacitor, the first switch contact ( 2 ), the first storage capacitor ( 3 ) and the first resistor network ( 8 ) are connected to one another, and that the first electrode of the second storage capacitor ( 20 ) with the evaluation stage ( 5th ) connected is.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the clock frequency of the clock generator ( 1 ) is between 1 and 4 MHz.

3. Circuit arrangement according to claim 1 or 2, characterized in that a clock frequency of the clock generator ( 1 ) modulating frequency modulator ( 12 ) is seen before.

4. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 3, characterized in that the resistance network ( 8 ) is adjustable.

5. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 4, characterized in that between the electrode ( 6 ) of the capacitive circuit or component and the input ( 7 ) of the changeover contact ( 2 ) an at least one coupling resistor ( 15 ) comprising electrode coupling network ( 16 ) is provided.

6. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 5, characterized in that a protective resistor ( 17 ) is provided between the second output ( 11 ) of the changeover contact ( 2 ) and the first electrode of the storage capacitor ( 3 ).

7. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 6, characterized in that between the first electrode of the storage capacitor ( 3 ) and the evaluation stage ( 5 ) a filter network ( 18 ) is provided.

8. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 7, characterized in that the electrode of a capacitive proximity switch, in cooperation with ei nem influencing body, which forms capacitive circuit or component.

9. Circuit arrangement according to claim 8, characterized in that a shield electrode ( 22 ) from the capacitive proximity switch, in connection with the electrode and an influencing body, form the reference capacitor.

10. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 9, characterized in that the evaluation stage ( 5 ) is designed as a comparator.

11. Circuit arrangement according to one of claims 5 to 8 and according to claim 9 or 10, characterized in that the electrode coupling network ( 16 ) with the shielding electrode ( 22 ) and via a voting network ( 25 ) is connected to the clock generator ( 1 ).

12. Circuit arrangement according to claim 11, characterized in that the mood network from ( 25 ) has a time delay element ( 26 ).

13. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 12, characterized in that the evaluation stage ( 5 ) in the sense of positive feedback is connected to the second resistance network ( 21 ).

14. Method for recording the capacity or a change in capacity of a ka capacitive circuit or component, the capacitive circuit or Component with the help of a changeover contact controlled by a clock generator periodically alternately charged and discharged to reference potential and on Storage capacitor using a voltage source through a resistor network is reloaded, in particular with the aid of a circuit arrangement according to one of the Claims 1 to 13, characterized in that the capacitive circuit or Component is charged to the potential of a storage capacitor and that out the capacitance or a change in capacitance to the potential of the storage capacitor of the capacitive circuit or component with the help of an evaluation stage is true.

15. The method according to claim 14, characterized in that a reference condensate sator with the help of a switching contact controlled by a clock generator peri is alternately charged and discharged that the reference capacitor on the potential of a second storage capacitor is charged that the reference capacitor is discharged to a reference potential that the second storage probe sator with the help of a voltage source via a resistor network and that the potential of the first storage capacitor and the potential of the second storage capacitor, preferably a comparator Evaluation stage is supplied.