DE19701899C2 - Schaltungsanordnung und Verfahren zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, mit ei­ nem Taktgenerator, einem von dem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontakt, ei­ nem Speicherkondensator, einer Spannungsquelle und einer Auswertestufe, wobei eine Elektrode des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit dem Eingang des Umschaltkontaktes verbunden ist, der erste Ausgang des Umschaltkontaktes mit ei­ nem Bezugspotential, der zweite Ausgang des Umschaltkontaktes mit der ersten Elektrode des Speicherkondensators, die erste Elektrode des Speicherkondensators einerseits über ein Widerstandsnetzwerk mit der Spannungsquelle und andererseits mit der Auswertestufe und die zweite Elektrode des Speicherkondensators mit einem Bezugspotential verbunden sind. Gegenstand der Erfindung ist auch ein Verfahren zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schal­ tungs- oder Bauelementes, wobei das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement mit Hilfe eines von einem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontaktes periodisch ab­ wechselnd geladen und auf in Bezugspotential entladen wird und ein Speicherkon­ densator mit Hilfe einer Spannungsquelle über ein Widerstandsnetzwerk nachgela­ den wird.

Im Rahmen der Erfindung ist mit "Kapazität" der Kapazitätswert eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes gemeint; eine "Kapazitätsänderung" meint folglich eine Änderung des Kapazitätswertes eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelemen­ tes. Mit "Erfassung" der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung ist im Rahmen der Erfindung sowohl eine nur qualitative Erfassung als auch eine quantitative Erfas­ sung, also eine echte Messung, gemeint. "Kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" meint im Rahmen der Erfindung jedes Schaltungselement und jedes Bauelement, das kapazitive Eigenschaften hat, häufig auch als Kapazität bezeichnet wird, wobei dann nicht der Kapazitätswert gemeint ist. Ein "kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" ist insbesondere ein Kondensator. Als "kapazitives Schaltungs- oder Bauelement" wird im Rahmen der Erfindung aber auch die Elektrode eines kapazitiven Näherungs­ schalter, im Zusammenwirken mit einem Beeinflussungskörper, bezeichnet. "Kapaziti­ ves Schaltungs- oder Bauelement" meint im Rahmen der Erfindung z. B. aber auch die Kapazität, die miteinander kapazitiv wirkende Leitungen darstellen. Nachfolgend wird statt von einem "kapazitiven Schaltungs- oder Bauelement" immer von einem Sensorkondensator gesprochen, ohne daß damit eine Einschränkung auf einen Kon­ densator im engeren Sinne verbunden ist.

Im Rahmen der Erfindung ist mit "Spannungsquelle" sowohl eine Spannungsquelle insgesamt als auch ein Anschluß einer solchen Spannungsquelle gemeint.

Schließlich sei erläuternd noch angeführt, daß im Rahmen der Erfindung mit "Um­ schaltkontakt" ein Schalter gemeint ist, der häufig auch als Wechsler bezeichnet wird, der also einen Eingang und zwei Ausgänge aufweist, wobei der Eingang entweder mit dem ersten Ausgang oder mit dem zweiten Ausgang verbunden ist.

Die eingangs beschriebene Schaltungsanordnung ist aus der DE 40 39 006 C1 be­ kannt.

Ein erster wesentlicher Vorteil dieser Schaltungsanordnung ist im Hinblick auf ihre Störunempfindlichkeit ihre niedrige Eingangsimpedanz. Diese niedrige Eingangsim­ pedanz stellt insbesondere bei Störfrequenzen im mittleren Frequenzbereich (ca. 10 kHz-10 MHz) eine besonders wichtige Eigenschaft dar. Dies gilt ganz besonders für die Messung von sehr kleinen Kapazitäten, beispielsweise weit unterhalb von 1 ­ pF. Bei derart kleinen Kapazitäten wird der Störstrom, der über die Elektrode der ge­ suchten Kapazität wieder nach Masse abfließen muß, im wesentlichen nur von der kleinen Koppelkapazität zur Störquelle bestimmt. Es wird sozusagen ein konstanter Störstrom erzwungen. Somit ist klar, daß Vorwiderstände zur Spannungsteilung kaum eine Wirkung besitzen, wenn die Impedanz der eigentlichen Eingangsbeschaltung zu hoch ist. Bei niedrigeren Frequenzen, also etwa um 10 kHz, wird der Störstrom in der Regel ungefährlich klein, so daß über die kleine Koppelkapazität und die niedrige Eingangsimpedanz der Schaltungsanordnung ein Hochpaßverhalten zustande kommt. Bei mittleren Frequenzen, also etwa 1 MHz, kommt es zwar durch die parasi­ tären Kapazitäten zwischen der Elektrode der gesuchten Kapazität und Masse zu ei­ ner kapazitiven Spannungsteilung, die jedoch bei weitem nicht ausreicht, zumal diese parasitären Kapazitäten auch nicht beliebig gezielt vergrößerbar sind, ohne die not­ wendige Änderung der Meßkapazität gleichzeitig mit herunterzuteilen. Im mittleren Frequenzbereich ist also somit nur eine niedrige Eingangsimpedanz sinnvoll, damit der bereits erzwungene Störstrom einen möglichst kleinen Spannungsabfall an der Eingangsbeschaltung verursacht. Niedrige Eingangsimpedanzen für den mittleren Frequenzbereich werden im Stand der Technik entweder über Kapazitäten oder Wi­ derstände realisiert, die normalerweise eine gleichzeitige Messung von sehr kleinen Kapazitäten im fF-Bereich unmöglich machen. Dies ließe sich zwar durch eine Schal­ tungsordnung mit einer Arbeitsfrequenz oberhalb von ca. 100 MHz realisieren, die in der Regel niederohmig genug wäre, die aber gleichzeitig kaum beherrschbar ist und außerdem kostspielig in der Realisierung, stromintensiv und abstrahlungsintensiv wäre.

Ein weiterer Vorteil der bekannten Schaltungsanordnung besteht darin, daß in der Eingangsbeschaltung keine nichtlinearen Bauteile angeordnet sind. Bei herkömmlichen Eingangsbeschal­ tungen von Schaltungsanordnungen zur Messung kleiner Kapazitäten, die bei­ spielsweise in kapazitiven Näherungsschaltern verwendet werden, gibt es meist einen Verstärker, der das Zeitverhalten der gesuchten Kapazität verstärkt und in eine leich­ ter nutzbare elektrische Größe, z. B. eine Oszillatoramplitude, eine Frequenz oder eine Phasenlage, umsetzt. Ein solcher Verstärker ist aber auch den unvermeidlichen Stör­ spannungen verschiedener Frequenzen relativ direkt ausgesetzt. Da diese Verstärker zumindest in Teilbereichen der Aussteuerung oder in bestimmten Frequenzbereichen nichtlineare Strom-Spannungs-Kennlinien oder nichtlineare Eingangs-Ausgangs- Kennlinien besitzen, können durch dem Nutzsignal überlagerte Störgrößen sehr leicht Effekte entstehen, die den eigentlichen Meßwert zum Teil erheblich verfälschen kön­ nen, z. B. durch unsymmetrische Aussteuerbarkeit, Demodulationseffekte oder Ar­ beitspunktverschiebungen. Weiter besteht die Gefahr, daß das Störsignal unter Um­ ständen genauso wie das Meßsignal verstärkt werden könnte, ohne daß eine elek­ tronische Unterscheidung zwischen Störsignal und Meßsignal besteht. Bei der vor­ liegenden Schaltungsanordnung werden in der Eingangsbeschaltung nur Glieder mit linearer Strom-Spannungs-Kennlinie und linearer Eingangs-Ausgangs-Kennlinie verwendet, nämlich Widerstände und Kapazitäten. Der elektronische Umschalter ist zwar konstruktiv gesehen aktiv und ein nichtlineares Bauelement, besitzt jedoch für den Zweck der Umschaltung eine ausreichend gute Linearität und keinen Verstär­ kungsfaktor, so daß selbst die den Umschalter realisierenden elektronischen Schalter, die natürlich auch nicht ideale Eigenschaften aufweisen, für die vorliegende Schal­ tungsanordnung als "lineare" Bauteile angesehen werden können.

Im übrigen besteht ein zusätzlicher Vorteil der bekannten Schaltungsanordnung in ihrer Flexibilität. Die Schaltungsanordnung ist hinsichtlich der Taktfrequenz des Taktgenerators, der Betriebsspannung, der Abtastgeschwindigkeit und der gesuchten Kapazität relativ leicht an die für eine jeweilige, Applikation günstigste Konfiguration anpaßbar. Dies beruht auf der Tatsache, daß die einzelnen Betriebsparameter relativ wenig voneinander abhängig sind. Bei ebenfalls aus dem Stand der Technik bekann­ ten herkömmlichen Oszillatorschaltungen zur Messung einer Kapazität gibt es häufig nur einen sehr engen Bereich von Oszillatorfrequenz, Kopplungsfaktor, Betriebs­ spannung usw., in welchem ein akzeptabler Kompromiß zwischen allen Eigenschaf­ ten der Schaltungsanordnung erzielt wird, wobei häufig schon geringfügige Ände­ rungen eine komplette Neuoptimierung erfordern. Bei der vorliegenden Schaltung sind deshalb notwendige, applikationsbedingte Optimierungsarbeiten auch wesent­ lich weniger kompliziert und damit weniger zeitaufwendig als bei dem aus dem Stand der Technik bekannten Prinzipien.

Schließlich besteht ein weiterer Vorteil der bekannten Schaltungsanordnung, der hier noch erwähnt werden soll, darin, daß die Entladung der gesuchten Kapazität gegen Masse und die Ladung der gesuchten Kapazität auf ein passives Widerstandsnetz­ werk erfolgt, welches die Speicherkapazität lädt, so daß vorteilhafterweise als Be­ triebsspannung nur eine Polarität zur Verfügung gestellt werden muß. Auch ist das Aufladen der gesuchten Kapazität über das passive Widerstandsnetzwerk und den Speicherkondensator vorteilhaft, da bei dem Aufladen der gesuchten Kapazität über ein virtuelles Massepotential, wie aus dem Stand der Technik bekannt, die Gefahr be­ steht, daß durch Störspannungen leicht die Schutzdioden leitend werden könnten und so eine zusätzliche Ladung transportieren würden.

Die bekannte Schaltungsanordnung, von der die Erfindung ausgeht, ist für viele Verwendungsfälle, insbesondere zur Verwendung bei einem kapazitiven Näherungs­ schalter, nicht hinreichend Zeit- und temperaturbeständig. Folglich liegt der Erfin­ dung die Aufgabe zugrunde, die bekannte Schaltungsanordnung, von der die Erfin­ dung ausgeht, in bezug auf die Zeit- und Temperaturabhängigkeit zu verbessern.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung, bei der die zuvor aufgezeigte Aufgabe gelöst ist und die besonders gut bei einem kapazitiven Näherungsschalter verwendet werden kann, aber auch bei anderen Verwendungen erhebliche Vorteile hat, ist zunächst und im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzkondensa­ tor, ein zweiter Umschaltkontakt, ein zweiter Speicherkondensator und ein zweites Widerstandsnetzwerk vorgesehen sind, der Referenzkondensator, der zweite Um­ schaltkontakt, der zweite Speicherkondensator und das zweite Widerstandsnetzwerk in gleicher Weise miteinander verbunden sind, wie der Sensorkondensator, der erste Umschaltkontakt, der erste Speicherkondensator und das erste Widerstandsnetzwerk miteinander verbunden sind, und daß die erste Elektrode des zweiten Speicherkon­ densators mit der Auswertestufe verbunden ist. Es ist also ein mit der Auswertestufe verbundener Referenzzweig zur Messung einer Referenzkapazität mit einem zweiten Umschaltkontakt, einer zweiten Speicherkapazität und einem zweiten Widerstands­ netzwerk vorgesehen. Durch die Anordnung eines parallelen Referenzzweiges, der mit dem gleichen Taktgenerator und der gleichen Spannungsquelle verbunden ist, ist gewährleistet, daß Zeit- oder/temperaturabhängige Driften der Schaltungskompo­ nenten durch eine Differenzbildung in der Auswertestufe eliminiert werden können.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung liegt die Taktfrequenz des Takt­ generators vorzugsweise zwischen 1 und 4 MHz. Ein Taktgenerator mit dieser Fre­ quenz kann beispielsweise als Keramikresonator ausgeführt sein. Bei höheren Anfor­ derungen an die Meßgenauigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist der Rückgriff auf Taktgeneratoren mit höherer Frequenzstabilität notwendig. In die­ sem Fall ist eine Abwägung zwischen Frequenzstabilität und Kosten des Taktgenera­ tors vorzunehmen.

Die Auswahl des Frequenzbandes zwischen 1 MHz und 4 MHz für den Taktgenera­ tor ist besonders auf die Messung sehr kleiner Kapazitäten zugeschnitten. Bei sehr tiefen Frequenzen für den Taktgenerator ist die beim Lade- bzw. Entladevorgang übertragene Energie schon fast zu klein, um eine sinnvolle Auswertung zu ermögli­ chen. Für eine solche Frequenz müßte dann auch die Impedanz der Eingangsbeschal­ tung relativ hoch sein, meist größer 100 kΩ, um noch eine aus der gesuchten Kapazi­ tät resultierende kapazitive Impedanz als Parallelimpedanz in gleicher Größenord­ nung auswerten zu können. Bei einer derartigen Auslegung der Eingangsschaltung treten demzufolge hohe Spannungsabfälle, zum Teil im Bereich von einigen Volt, durch den Störstrom auf. Derartige Spannungsabfälle sind in der Regel kaum ohne Verfälschung des Meßsignales verkraftbar. Wie bereits erwähnt, wäre die Schaltungs­ anordnung bei einer Taktfrequenz oberhalb von 100 MHz zwar niederohmig genug, aber schwer beherrschbar.

Ein weiterer Vorteil einer Taktfrequenz im Bereich zwischen 1 MHz und 4 MHz liegt in der sehr guten Mittelwertbildung für den Meßwert der gesuchten Kapazität. Bei einer derartigen Taktfrequenz wird im Eingangsteil der Schaltungsanordnung gemäß der ersten Lehre der Erfindung die gesuchte Kapazität über das Verfahren der La­ dungsverschiebung direkt und ohne Verstärkung in eine leicht nutzbare und gut fil­ terbare Gleichspannung umgewandelt, wobei gleichzeitig eine Mittelwertbildung über viele tausend Taktzyklen stattfindet. Voraussetzung für eine richtige Mittelwert­ bildung ist wiederum die Verwendung von Bauteilen, die ein lineares Verhalten auf­ weisen. Ein anliegendes Störsignal muß denselben Weg durch die Eingangsbeschal­ tung nehmen und erfährt somit folglich ebenfalls eine Mittelwertbildung. Da der Mit­ telwert eines Störsignals, unter der Voraussetzung, daß auf dem gesamten Störpfad von der Quelle bis zur Gleichspannung keine nichtlineare Beeinflussung stattfindet, Null ist, ergibt die Überlagerung von Meßsignal und Störsignal nur das Meßsignal. D. h. der Mittelwert des gestörten Meßsignales muß für eine vollständige Stör­ unterdrückung gleich dem Mittelwert des nicht gestörten Meßsignales sein.

Weiter fallen bei Taktfrequenzen oberhalb von 4 MHz die schlecht definierbaren Um­ schaltzeiten des Umschaltkontaktes und die Flankenanstiegsgeschwindigkeiten stö­ rend ins Gewicht. Bei Anwendungen mit größeren zu messenden Kapazitäten sind jedoch auch Taktfrequenzen unterhalb 1 MHz denkbar, abhängig von der erwarteten Größe der gesuchten Kapazität.

Im Hinblick auf die Empfindlichkeit gegenüber hochfrequenten Störeinstrahlungen ist allerdings generell anzustreben, die Taktfrequenz über 1 MHz zu legen, da bei­ spielsweise die Oberwellen von Frequenzumrichterstörungen unterhalb 1 MHz noch relativ große Amplituden aufweisen können und die beschriebene Unterdrückung von Störungen gegen frequenzkonstante Störungen genau auf der Taktfrequenz auf­ wendig ist.

Ist bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ein die Taktfrequenz des Takt­ generators modulierender Frequenzmodulator vorgesehen, so ist auch die Unter­ drückung von frequenzkonstanten Störgrößen auf der Taktfrequenz oder in der Nähe der Taktfrequenz möglich.

Wenn eine Störfrequenz sehr dicht neben oder genau auf der Taktfrequenz liegen sollte und diese auch noch zusätzlich frequenzkonstant ist, entsteht eine niederfre­ quente Schwebung und damit eine niederfrequente Wechselspannungskomponente auf dem Meßsignal, die fälschlicherweise als Meßsignal interpretiert wird. Durch die Maßnahme, die Taktfrequenz des Taktgenerators mittels eines Frequenzmodulators zu modulieren, ist es nahezu unmöglich, durch die Überlagerung mit einer Störfre­ quenz noch zu einer oben erwähnten niederfrequenten Schwebung zu gelangen. Bei einer derartigen, vorgeschlagenen Frequenzmodulation sollte der Frequenzhub mög­ lichst groß sein. Zweckmäßig ist dabei auch, wenn erreicht werden kann, daß der Fre­ quenzverlauf durch die Modulation etwa dreieckförmig mit leicht veränderlicher Flankensteilheit verläuft. Entscheidend ist die Entstehung eines breiten Frequenz­ spektrums im Bereich der Taktfrequenz, das aus sehr vielen, etwa gleich großen, dicht nebeneinanderliegenden Spektrallinien besteht, wobei die Taktfrequenz selbst über­ haupt nicht mehr unter den anderen Spektrallinien herausragt. Eine diskrete Störfre­ quenz kann jetzt nur noch zu sehr wenigen Spektrallinien eine niederfrequente Schwebung bilden, wobei die gesamte Information auf ein breiteres Frequenzband verteilt ist. Es ist ebenfalls möglich einen bandbegrenzter Rauschgenerator als Modu­ lationsquelle oder gar als Taktgenerator einzusetzen.

Eine vorteilhaft einfache Arbeitspunkteinstellung der erfindungsgemäßen Schal­ tungsanordnung ist dann gewährleistet, wenn das Widerstandsnetzwerk einstellbar ist. Der optimale Arbeitspunkt der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist dann erreicht, wenn die Spannung an der ersten Elektrode der Speicherkapazität der Hälfte der am Eingang des Widerstandsnetzwerkes anliegenden Ausgangsspannung der Spannungsquelle entspricht. In diesem Fall ergibt sich der größte Gleichspannungs­ hub an der ersten Elektrode der Speicherkapazität in Abhängigkeit von einer Kapazi­ tätsänderung.

Die Einstellung des Arbeitspunktes der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung über das Widerstandsnetzwerk ist zunächst deshalb vorteilhaft, weil diese, beispiels­ weise über ein Potentiometer, sehr einfach zu realisieren ist. Das für die Abstimmbar­ keit des Widerstandsnetzwerkes notwendige Stellglied wird darüber hinaus nur mit einem geringen Gleichstrom belastet, die Anforderungen an dieses Stellglied sind also gering. Es kann beispielsweise auch galvanisch an Masse oder die Versorgungsspan­ nung angeschlossen sein. Dies beinhaltet wesentliche Vorteile störtechnischer Art, da layout- oder applikationsbedingt lange Leitungen zum Stellglied kaum Störeinkopp­ lungen verursachen können. Falls erforderlich, kann die Leitung sogar hochkapazitiv in Sensornähe abgeblockt werden. Das Stellglied muß deshalb auch nicht potential­ frei sein und kann prinzipiell auch aus einer komplexeren Schaltungsanordnung, z. B. einer Transistormatrix oder ähnlichem, bestehen. Weiter minimiert die Tatsache, daß durch das Stellglied lediglich ein geringer Gleichstrom fließt, die Anforderungen an das Frequenzverhalten des Stellgliedes, denn parasitäre Kapazitäten und Ähnliches spielen überhaupt keine Rolle. Damit ist zukunftsweisend auch der Weg für digitali­ sierte Methoden der Arbeitspunkteinstellung offen. Bei herkömmlichen, aus dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnungen zur Messung einer Kapazität ist das Stellglied häufig Bestandteil einer Oszillatorschaltung und somit in der Regel sehr empfindlich gegen parasitäre Kapazitäten und Störeinkopplungen.

Eine in bezug auf die Störunempfindlichkeit bevorzugte Ausführungsform der erfin­ dungsgemäßen Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Elektrode der gesuchten Kapazität und dem Eingang des Umschaltkontaktes ein mindestens einen Ankoppelwiderstand umfassendes Elektrodenankoppelnetzwerk vorgesehen ist.

Ein Ankoppelwiderstand ist insbesondere für hohe Störfrequenzen unerläßlich, weil in diesem Fall die Störquelle niederohmig an die Elektrode der gesuchten Kapazität angekoppelt ist. Der Ankoppelwiderstand bildet dann mit dem niederohmigen Ka­ nalwiderstand des Umschaltkontaktes eine ohmsche Spannungsteilung. Der Spei­ cherkondensator wirkt für Störfrequenzen oberhalb 1 MHz nahezu als Kurzschluß. Bei noch höheren Störfrequenzen bildet der Ankoppelwiderstand dann mit der para­ sitären Eingangskapazität des Umschaltkontaktes einen Tiefpaß.

Hinzu kommt die vorteilhafte Tatsache, daß im Moment des Umschaltens vom Entla­ dezustand in den Ladezustand die Spannung direkt am Eingang des Umschaltkon­ taktes dann auch sehr schnell - bei optimaler Arbeitspunkteinstellung - auf etwa die Hälfte der Versorgungsspannung der Spannungsquelle ansteigt, während über den Ankoppelwiderstand im Elektrodenankoppelnetzwerk die gesuchte Kapazität erst langsam aufgeladen wird. Dies bedeutet für eine Störspannung allerdings, daß es selbst im Ladezustand nahezu unmöglich ist, am Umschaltkontakt eine Spannung zu verursachen, die außerhalb der Betriebsspannungsgrenzen liegt, bei deren Über­ schreitung Schutzdioden aktiv würden und damit eine zusätzliche Ladung transpor­ tiert würde.

Der Ankoppelwiderstand soll die Eingangsbeschaltung trotz der relativ niederohmi­ gen Dimensionierung vor zu großen Spannungsabfällen schützen. Dies ist haupt­ sächlich im Störfrequenzbereich oberhalb von 5 MHz wirksam. Die Ankoppelwider­ stände sollten deshalb so hochohmig wie möglich dimensioniert werden. Dabei muß jedoch beachtet werden, daß die gesuchte Kapazität bei allen denkbaren Situationen möglichst noch vollständig umladbar ist.

Eine insgesamt niedrige Eingangsimpedanz bei über alle Frequenzbereiche gewähr­ leisteter Störunempfindlichkeit ist dann besonders gewährleistet, wenn zwischen dem zweiten Ausgang des Umschaltkontaktes und der ersten Elektrode der Speicherka­ pazität ein Schutzwiderstand angeordnet ist.

Zwar ist für Störfrequenzen etwa oberhalb 5 MHz die Koppelkapazität eine noch niedrigere Impedanz und damit die Ankopplung von Störstrahlung noch härter, je­ doch können hier Schutzbeschaltungen, die sich für die Arbeitsfrequenz der Schal­ tungsanordnung kaum auswirken, zusammen mit parasitären Kapazitäten bereits einen Tiefpaß mit ausreichender Dämpfung bilden. Die vorliegende Schaltungsanord­ nung weist in ihrer Eingangsbeschaltung sowohl im Lade- als auch im Entladezu­ stand eine ungewöhnlich niedrige Impedanz auf, die für den relevanten Frequenzbe­ reich vorzugsweise unterhalb 1 kΩ liegen. Hierdurch ist gewährleistet, daß die vor­ handenen Störströme in der Eingangsbeschaltung, insbesondere am Umschaltkontakt nur ungefährlich kleine Spannungsabfälle zulassen. Im Entladezustand ist die Elek­ trode der gesuchten Kapazität nur über den Ankoppelwiderstand auf ein Referenz­ potential geschaltet, während im Ladezustand dieselbe Elektrode der gesuchten Ka­ pazität über einen vorzugsweise niederohmigen Schutzwiderstand auf die große Speicherkapazität geschaltet ist, die für den ausgewählten Frequenzbereich ebenfalls eine niedrige Impedanz darstellt.

Insgesamt ist somit bei der wie vorliegend ausgestalteten Schaltungsanordnung für alle relevanten Störgrößen eine effektive Spannungsteilung auf ungefährliche Werte gewährleistet.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanord­ nung ist eine optimale Schmalbandigkeit dadurch gewährleistet, daß zwischen dem zweiten Ausgang des Umschaltkontaktes und der Auswertestufe ein Filternetzwerk angeordnet ist.

Da, wie oben erläutert, das Prinzip der Meßsignalgewinnung auf einer Mittelwertbil­ dung beruht, ergibt sich für eine vollständige Störunterdrückung die Forderung, daß sich dieser Mittelwert unter Störeinfluß nicht so langsam ändern darf, daß die sich er­ gebende Gleichspannungsschwankung ein Filternetzwerk passieren kann und damit von der Auswertestufe erfaßbar wird. Anders ausgedrückt bedeutet dies, daß die Schwebung zwischen Taktfrequenz und Störfrequenz immer hochfrequent genug bleibt, damit das Filternetzwerk nicht passiert werden kann. Positiv ausgedrückt heißt das aber auch, daß nur durch Tiefpaßdimensioniening des Filternetzwerkes auf große Zeitkonstanten von einigen Millisekunden eine gute Schmalbandigkeit erreicht wer­ den kann; d. h. eine Störfrequenz bleibt auch dann ohne Auswirkung, wenn sie sehr dicht neben der Taktfrequenz liegt, und zwar ohne aufwendige schmalbandige Filter­ technik des Eingangssignales. Dies reduziert die Wahrscheinlichkeit einer Störbeein­ flussung, insbesondere in Verbindung mit dem Einsatz eines Frequenzmodulators, auf ein Mindestmaß. Die Modulationsfrequenz des Frequenzmodulators sollte demzu­ folge auf jeden Fall so hoch sein, daß sie das Filternetzwerk nicht passieren kann. Um die Meßgenauigkeit nicht zu stark zu beeinträchtigen, sollte die Modulationsfre­ quenz gerade so hoch sein, daß sie das Filternetzwerk gerade nicht mehr passieren kann, aber auch nicht unnötig höher.

Wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in kapazitiven Näherungssensoren eingesetzt, so bestimmt die geforderte Objekterfassungsfrequenz, also die maximale Frequenz, mit der bewegte Objekte noch erfaßt werden sollen, die Auslegung des Fil­ ternetzwerkes.

Wird die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bei einem kapazitiven Näherungs­ schalter verwendet, so bildet die Elektrode des kapazitiven Näherungsschalters, im Zusammenwirken mit einem Beeinflussungskörper, das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement. Dabei empfiehlt es sich, eine Abschirmelektrode des kapazitiven Nähe­ rungsschalters, in Verbindung mit der Elektrode und einem Beeinflussungskörper, als Referenzkondensator zu verwenden.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist in vielerlei Hinsicht für den Einsatz in einem Näherungsschalter geradezu prädestiniert.

Da kapazitive Näherungsschalter einem starken Preisdruck unterliegen, sind die hier­ für bislang bekannten Grundschaltungen relativ einfach. Im wesentlichen bestehen sie aus einem RC-Oszillator, dessen Schwingungsamplitude bzw. Schwingungsein­ satz von der Kapazität zwischen Meßelektrode und zu beobachtender Umgebung abhängt und über eine Demodulatorschaltung in ein Schalt- oder Analogsignal umge­ setzt wird. In der Füllstandstechnik, Beschleunigungsmeßtechnik, Druckmeßtechnik usw. findet man auch viele andere Verfahren, wie z. B. die Admittanzmessung, die Störung eines monostabilen Multivibrators durch eine Sensorkapazität als zeitbe­ stimmendes Glied, Methoden, bei denen die Resonanzfrequenzänderung eines Schwingkreises gemessen wird, Methoden zur Phasenmessung mit kleinen Kapazitä­ ten, verschiedene AC-Brückenschaltungen oder Schaltungen, die Lade-Entlade- Funktionen von RC-Gliedern benutzen. Es gibt auch Verfahren, die auf Ladungs­ transport beruhen.

Die meisten der bekannten Schaltungsanordnungen werden allerdings nicht in ka­ pazitiven Näherungsschaltern verwendet, sondern in anderen, störtechnisch weniger kritischen Applikationen. In der Füllstandstechnik hat man z. B. in der Regel den Vorteil, daß die auswertbare Kapazitätsänderung um Größenordnungen höher liegt als bei Näherungsschaltern und daß darüber hinaus das Platzangebot meist wesent­ lich günstiger ist. Weiter hat man hier oft die Möglichkeit, wie auch in der Druckmeß­ technik, die Sensorelektroden ganz oder teilweise gegen elektromagnetische Stör­ größen abzuschirmen.

Bei kapazitiven Näherungsschaltern sind die "Antennen zur Außenwelt", die natür­ lich auch die Störgrößen empfangen, für die Funktion unerläßlich. Zudem kann die Störeinkopplung auf die Sensorschaltung auf verschiedenen Wegen zustandekom­ men, z. B. leitungsgeführt oder gestrahlt; sie ist darüber hinaus noch sehr stark von der Einbausituation, dem Objektabstand, der Richtung, aus der das Störsignal einge­ koppelt wird, und anderen Randbedingungen abhängig. Außerdem sind die Anforde­ rungen hinsichtlich des Stromverbrauchs höher, insbesondere im Hinblick auf den Zweileiterbetrieb. Weiter muß die automatische Ausblendung von Feuchtigkeit und Verschmutzungen auf der Oberfläche des kapazitiven Näherungsschalters leicht zu realisieren sein. Aus all diesen Anforderungen ergibt sich für die kostengünstig, in hohen Stückzahlen zu produzierenden kapazitiven Näherungsschalter, die unab­ hängig von der direkten Nähe starker elektromagnetischer Störquellen in rauher in­ dustrieller Umgebung präzise, reproduzierbare Ergebnisse liefern sollen, ein an­ spruchsvolles Anforderungsprofil.

Besonders dann, wenn die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung in einem kapa­ zitiven Näherungsschalter vewendet wird, ist es besonders vorteilhaft, die Auswerte­ stufe als Komparator auszubilden. Dabei ist vorteilhaft, daß eine hinsichtlich der Stör­ unterdrückung erwünschte Frequenzmodulation der Taktfrequenz des Taktgenera­ tors wohl den Betrag einer gemessenen Spannungs- bzw. Stromdifferenz beeinflus­ sen kann, nicht jedoch deren Polarität. Da beim Einsatz einer als Komparator ausge­ bildeten Auswertestufe jedoch nur die Polarität, nicht aber der Betrag einer gemesse­ nen Differenz beurteilt wird, stellt sich hier die Frequenzstabilität nur in geringem Maße als genauigkeitsrelevante Größe dar. Bei einer derartigen Ausbildung der Aus­ wertestufe bietet sich also ein bandbegrenzter Rauschgenerator als Taktgenerator an.

Ist, wie bei einer bevorzugten Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungs­ anordnung vorgesehen, das Elektrodenankoppelnetzwerk mit der Abschirmelektrode und über ein Abstimmungsnetzwerk mit dem Taktgenerator verbunden, so hat man eine Möglichkeit zur Abstimmung des spezifischen Verhaltens eines kapazitiven Nä­ herungsschalters, etwa hinsichtlich Feuchtekompensation und Seitenempfindlichkeit. Wenn das Abstimmungsnetzwerk ein Zeitverzögerungselement aufweist, ist gewähr­ leistet, daß das Verhalten des kapazitiven Näherungsschalters, insbesondere in bezug auf das Verhalten während der Umschaltphasen der Umschaltkontakte, optimiert ist.

Schließlich ist eine bevorzugte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungs­ anordnung noch dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Widerstandsnetzwerk über das Ausgangssignal der Auswertestufe eine Mitkopplung erfährt. Über diese Maßnahme wird für den Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in ei­ nem kapazitiven Näherungsschalter in besonders einfacher Art und Weise eine Hy­ sterese des Ausgangssignals der Auswertestufe erzeugt.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitäts­ änderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, das insbesondere mit Hilfe der zuvor beschriebenen erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung realisiert werden kann, ist dadurch gekennzeichnet, daß das kapazitive Schaltungs- oder Bau­ element auf das Potential eines Speicherkondensators geladen wird und daß aus dem Potential des Speicherkondensators die Kapazität bzw. eine Kapazitätsänderung des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit Hilfe einer Auswertestufe bestimmt wird. Vorzugsweise wird ein Referenzkondensator mit Hilfe eines von einem Taktge­ nerator gesteuerten Umschaltkontaktes periodisch abwechselnd geladen und entla­ den, wird der Referenzkondensator auf das Potential eines zweiten Speicherkonden­ sators geladen, wird der Referenzkondensator auf ein Bezugspotential entladen, wird der zweite Speicherkondensator mit Hilfe einer Spannungsquelle über ein Wider­ standsnetzwerk nachgeladen und wird das Potential des ersten Speicherkondensa­ tors und das Potential des zweiten Speicherkondensators einer vorzugsweise als Komparator ausgebildeten Auswertestufe zugeführt.

Das erfindungsgemäße Verfahren verwirklicht die hinsichtlich der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung beschriebenen Vorteile in bezug auf die Störfestigkeit, also die niedrige Eingangsimpedanz, die nicht vorhandenen nichtlinearen Bauteile in der Eingangsbeschaltung, die Mittelwertbildung, die Schmalbandigkeit sowie die Störun­ terdrückung auf der Taktfrequenz und die sonstigen Vorteile, wie das flexible Funk­ tionsprinzip und die einfache Arbeitspunkteinstellung.

Weitere gemeinsame Vorteile der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und des erfindungsgemäßen Verfahrens sind die, daß die Verstärkung erst nach mehrfacher Fil­ terung erfolgt und daß die layouttechnische Realisierung besonders vorteilhaft mög­ lich ist.

Dadurch, daß bei der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bzw. dem erfin­ dungsgemäßen Verfahren der notwendige, aber auch störempfindliche Verstärkerteil schaltungstechnisch erst nach mehrfacher Filterung des Meßsignals angeordnet ist, ist vorteilhaft gewährleistet, daß zu diesem Zeitpunkt das Störsignal bereits nahezu voll­ ständig durch mehrere Filterstufen von dem Meßsignal getrennt ist und somit nicht mit verstärkt wird. Hierdurch bleibt für die Auswertesstufe, ob mit oder ohne Stör­ größe in der Eingangsbeschaltung, nur noch das Meßsignal übrig. Außerdem ver­ bleibt hierdurch der layouttechnischen Realisierung der Schaltungsanordnung relativ viel Spielraum, so daß zusätzlich erforderliche Abschirmmaßnahmen leicht und effek­ tiv umsetzbar sind.

Dadurch, daß der kapazitiv empfindliche Teil der Schaltungsanordnung auf einen re­ lativ engen Schaltungsbereich mit wenigen Leiterbahnen im Elektrodenankoppel­ netzwerk und in der Eingangsbeschaltung begrenzt ist und in den folgenden Be­ standteilen der Schaltungsanordnung nur Gleichspannung oder niederfrequente Sig­ nale bis zu einigen 100 Hz zu verarbeiten sind, ist der layouttechnischen Realisierung zusätzlich viel Spielraum eingeräumt und eventuell erforderliche Abschirmmaßnah­ men können, wie bereits erwähnt, einfach durchgeführt werden. Die vom Layout bedingten parasitären Kapazitäten spielen aus den gleichen Gründen im größten Teil der Schaltungsanordnung keine Rolle. Weiter muß der empfindliche Verstärkerteil der Auswertestufe nicht unbedingt in unmittelbarer Nähe der gesuchten Kapazität ange­ ordnet sein, so daß dieser leicht gegen hochfrequente Störstrahlung abblockbar ist.

Im einzelnen gibt es nun eine Vielzahl von Möglichkeiten, die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung und das erfindungsgemäße Verfahren auszugestalten und wei­ terzubilden. Dazu wird verwiesen einerseits auf die den Patentansprüchen 1 und 14 nachgeordneten Patentansprüche, andererseits auf die Beschreibung eines bevorzug­ ten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität nach der ersten Lehre der Erfindung und

Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Mes­ sung einer Kapazität nach der ersten Lehre der Erfindung.

In Fig. 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsan­ ordnung zur Messung einer Kapazität dargestellt. Diese Schaltungsanordnung weist auf: einen Taktgenerator 1, einen von dem Taktgenerator 1 gesteuerten Umschaltkon­ takt 2, eine Speicherkapazität 3, eine Spannungsquelle 4 und eine Auswertestufe 5. Eine Elektrode 6 der gesuchten Kapazität ist mit dem Eingang 7 des Umschaltkon­ taktes 2 verbunden. Verbunden sind die Spannungsquelle 4 mit der Speicherkapazi­ tät 3 über ein Widerstandsnetzwerk 8, der erste Ausgang 9 des Umschaltkontaktes 2 mit einem Referenzpotential 10, der zweite Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 mit der ersten Elektrode der Speicherkapazität 3, dem Ausgang des Widerstandsnetz­ werkes 8 und der Auswertestufe 5 sowie die zweite Elektrode der Speicherkapazität 3 mit dem Referenzpotential 10. In dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel entspricht das Referenzpotential 10 Masse. Weiter weist das in Fig. 1 dargestellte er­ ste Ausführungsbeispiel einen die Taktfrequenz des Taktgenerators 1 modulierenden Frequenzmodulator 12 auf. Zur Einstellung des Arbeitspunktes besteht das Wider­ standsnetzwerk 8 aus einem konstanten Widerstand 13 und einem Potentiometer 14. Zwischen der Elektrode 6 der gesuchten Kapazität und dem Eingang 7 des Um­ schaltkontaktes 2 ist außerdem ein zumindest einen Ankoppelwiderstand 15 umfas­ sendes Elektrodenankoppelnetzwerk 16 vorgesehen. Weiter ist zwischen dem zwei­ ten Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 und der ersten Elektrode der Speicherka­ pazität ein Schutzwiderstand 17 angeordnet. Zwischen dem zweiten Ausgang 11 des Umschaltkontaktes 2 und der Auswertestufe 5 ist nach dem Schutzwiderstand 17 ein Filternetzwerk 18 angeordnet. Die bislang beschriebenen Bestandteile des in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsan­ ordnung werden im weiteren, mit Ausnahme des Taktgenerators 1 und des Frequenz­ modulators 12, als Meßzweig bezeichnet.

Neben dem bereits beschriebenen Meßzweig weist die erfindungsgemäße Schal­ tungsanordnung einen Referenzzweig zur Messung einer Referenzkapazität mit ei­ nem zweiten Umschaltkontakt 19, einer zweiten Speicherkapazität 20 und einem zweiten Widerstandsnetzwerk 21 auf. Dem Referenzzweig zuzurechnen ist auch noch ein Teil des bereits erwähnten Filternetzwerkes 18.

Da das in Fig. 1 dargestellte erste Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung Bestandteil eines kapazitiven Näherungsschalters ist, ist die Elektrode 6 der gesuchten Kapazität die Meßelektrode des kapazitiven Näherungs­ schalters, während die Referenzkapazität von der Abschirmelektrode 22 der Meß­ elektrode in Verbindung mit ihrer Umgebung gebildet wird. Entsprechend einer übli­ chen Ausgestaltung ist bei dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung neben der Meßelektrode und der Abschirmelektrode 22 noch eine zweite, auf Masse gelegte Abschirmelektrode 23 dargestellt.

Bei dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist die Auswertestufe 5 als Komparator, bestehend aus einem entsprechend geschalteten Operationsverstärker 24, ausgebildet.

Das in Fig. 1 dargestellte Elektrodenankoppelnetzwerk 16 ist in seinem mit der Ab­ schirmelektrode 22 verbundenen Teil über ein Abstimmungsnetzwerk 25 mit dem Taktgenerator 1 verbunden. Dieses Abstimmungsnetzwerk 25 weist unter anderem ein Zeitverzögerungselement 26 auf.

Schließlich erfährt das zweite Widerstandsnetzwerk 21 über ein von einer Signalver­ arbeitungseinheit 27 aus dem Ausgangssignal der Auswertestufe S abgeleitetes Mit­ kopplungssignal über einen Mitkopplungszweig 28 eine Mitkopplung zur Erzeu­ gung einer Hysterese.

Um die weitere Diskussion der Bestandteile des ersten Ausführungsbeispiels der er­ findungsgemäßen Schaltungsanordnung zu vereinfachen, werden diese Bestandteile noch wie folgt zusammengefaßt. Die als Meßelektrode ausgebildete Elektrode 6, die Abschirmelektrode 22 und die zweite Abschirmelektrode 23 werden als Sensorelek­ troden 29 bezeichnet, der Umschaltkontakt 2, die Speicherkapazität 3, das Wider­ standsnetzwerk 8 und der Schutzwiderstand 17 werden, wie erwähnt, als Meßzweig 30 bezeichnet und der zweite Umschaltkontakt 19, die zweite Speicherkapazität 20, das zweite Widerstandsnetzwerk 21 und der zweite Schutzwiderstand 31 werden als Referenzzweig 32 bezeichnet.

Die Sensorelektroden 29 bilden die Antennen zur mechanischen und elektromagneti­ schen Umgebung des in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiels einer erfindungs­ gemäßen Schaltungsanordnung. Sie sind notwendig zum detektieren eines Objektes und wandeln die mechanische Größe des Objektabstandes, des Füllstandes od. dgl. in die elektrische Größe der Kapazität um. Sie sind aus gut leitendem Material. Ihre Größe und konstruktiven Merkmale bestimmen weitgehend den realisierbaren Erfas­ sungsabstand und andere Betriebsparameter des Gerätes. Die Sensorelektroden 29 stellen schaltungstechnisch ein Netzwerk von Kapazitäten und Widerständen dar, wobei in der vorliegenden Schaltung nur die Kapazitäten von praktischer Bedeutung sind. Die hauptsächlich auszuwertende Meßkapazität liegt bei den meisten Applika­ tionen zwischen der als Meßelektrode ausgebildeten Elektrode 6 und der durch ein externes Objekt 33 gebildeten Masse.

Das Elektrodenankoppelnetzwerk 16 besteht im dargestellten Ausführungsbeispiel aus einigen RC-Gliedern und hat im wesentlichen die Aufgaben, eine gewünschte Sensorcharakteristik hinsichtlich der Medienempfindlichkeit, der Feuchtekompensa­ tion und der Seitenempfindlichkeit zu realisieren, Störabstrahlungen zu unterdrücken und Störeinstrahlungen ebenfalls zu unterdrücken.

Der in Fig. 1 dargestellte Taktgenerator 1 steuert als Rechteckgenerator die Funktio­ nen der Eingangskanäle für die Signale. Er sollte steile Flanken besitzen, damit die durch unterschiedliche Schaltschwellen entstehenden Störeinflüsse minimiert und die elektrisch schlecht definierbaren Umschaltphasen kurz gehalten werden. Besonders günstig läßt sich der Taktgenerator 1 in HCMOS-Technik realisieren.

Des weiteren steuert der Taktgenerator 1 direkt oder, wie hier dargestellt, über ein Zeitverzögerungselement 26 das Elektrodenankoppelnetzwerk 16 an. Dies ist für das spezifische Sensorverhalten, wie oben beschrieben, erforderlich. Der Taktgenerator 1 sollte idealerweise in seinem Frequenz- und Phasenverhalten weder vom Eingangssi­ gnal noch vom Ausgangssignal der Schaltung und insbesondere auch nicht von Störsignalen abhängig sein, sondern nur von dem angeschlossenen Frequenzmodula­ tor 12. Dies wird durch einen layouttechnisch engen oder ggf. abgeschirmten Aufbau erreicht. Schaltungstechnisch bietet ein Keramikresonator als frequenzbestimmendes Glied in dieser Hinsicht eine gute Variante. Ein Keramikoszillator ist gerade noch im erforderlichen Maße frequenzmodulierbar und besitzt gleichzeitig eine ausreichende Resistenz gegen Zieheffekte durch Störfrequenzen. Außerdem ist der Keramikresona­ tor magnetisch nicht so empfindlich wie etwa ein LC-Glied mit Ferritkern. Da im vor­ liegenden Ausführungsbeispiel die Kapazität nicht quantitativ bestimmt werden soll, ist auch die Frequenzstabilität eines Keramikoszillators unproblematisch.

Das Zeitverzögerungselement 26 dient zusammen mit dem Elektrodenankoppelnetz­ werk 16 der Optimierung des Sensorverhaltens, insbesondere in bezug auf das Ver­ halten während der Umschaltphasen der Eingangskanäle für die Meßsignale. Es kann beispielsweise durch eine Gatterlaufzeit realisiert werden und unter Umständen auch ganz entfallen.

Der Frequenzmodulator 12 steuert den Taktgenerator 1 in seiner Frequenz und dient der Unterdrückung von Störfrequenzen, die genau auf der Taktfrequenz oder dicht daneben liegen.

Der Meßzweig 30 besteht aus einem Umschaltkontakt 2, der hier in HCMOS-Technik realisiert sein soll, einem nachgeschalteten Schutzwiderstand 17, und einem Wider­ standsnetzwerk 8, über das die Speicherkapazität 3 ständig geladen wird. Das Wider­ standsnetzwerk 8 enthält eine Möglichkeit zur Einstellung des Arbeitspunktes, also der Empfindlichkeit bzw. des Schaltabstandes, und zum Abgleich von Streuungen. Zu diesem Zweck ist in dem Widerstandsnetzwerk 8 ein Potentiometer 14 angeord­ net. Der Meßzweig 30 wird von dem Taktgenerator 1 zwischen zwei digitalen Zu­ ständen hin und her geschaltet. Der Meßzweig 30 entlädt im Entladezustand die ge­ suchte Kapazität und die dem elektronischen Schalter anhaftende parasitäre Kapazi­ tät 34 nach Masse. Im Entladezustand ist der Eingang 7 des Umschaltkontaktes 2 mit dem ersten Ausgang 9 verbunden. Im Ladezustand werden die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 auf die Speicherkapazität 3 geschaltet. In diesem Zu­ stand ist der Eingang 7 des Umschaltkontaktes 2 mit dem zweiten Ausgang 11 ver­ bunden. Durch das Umschalten findet eine Ladungsverschiebung statt. Ein kleiner Teil der in der gegenüber der gesuchten Kapazität und der parasitären Kapazität 34 großen bis sehr großen (10 nF-1 µF) Speicherkapazität 3 wird an die gesuchte Ka­ pazität und die parasitäre Kapazität 34 abgegeben. Der Betrag dieser Ladungsmenge ist abhängig von der Größe der gesuchten Kapazität und der parasitären Kapazität 34. Werden diese Kapazitäten während eines Zustandes vollständig ent- bzw. gela­ den, so ist es unerheblich, ob die Ladung schnell oder langsam auf die gesuchte Ka­ pazität übertragen wird; zur parasitären Kapazität wird die Ladung schneller trans­ portiert als zur gesuchten Kapazität, da im Elektrodenankoppelnetzwerk 16 der zu­ sätzliche Ankoppelwiderstand 15 angeordnet ist. Erfolgt keine vollständige Umla­ dung, so wird unerwünschterweise der Einfluß der gesuchten Kapazität reduziert. Da Q = C . U, ist die transportierte Ladungsmenge auch abhängig von der Spannung, auf die die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 aufgeladen wird. Weil diese Spannung auch gleich der Spannung an der Speicherkapazität 3 ist, welche wiederum eine Funktion des Ladestroms und der Ladezeit ist, stellt sich nach einer Einschwingzeit ein Ladungsgleichgewicht ein. Die Ladungsmenge, die während der gesamten Periodendauer über das Widerstandsnetzwerk 8 die Speicherkapazität 3 lädt, ist dann gleich der Ladungsmenge, die nur während des Ladezustandes an die gesuchte Kapazität und die parasitäre Kapazität 34 abgeben wird. Da beide La­ dungsmengen - die zufließende Ladungsmenge Q₁ als auch die abfließende La­ dungsmenge Q₂ - von der Spannung abhängig sind, ist das Ladungsgleichgewicht als Spannung an der Speicherkapazität 3 meßbar.

Unter der Voraussetzung, daß Q₁ = Q₂ ist, kann die Spannung an der Speicherkapazi­ tät 3 demnach durch folgende Formel beschrieben werden:

mit
U_b = Versorgungsspannung der Spannungsquelle 4,
R_WN = ohmscher Widerstand des Widerstandsnetzwerkes 8,
f = Frequenz des Taktgenerators,
C_m = gesuchte Kapazität und
C_p = parasitäre Kapazität 34.

Die Speicherkapazität 3 geht nicht in diese Formel ein, da in ihr die Ladung lediglich zwischengespeichert wird. Die Gleichspannung U_Cs ist bereits recht gut geglättet und kann nun einer Auswertestufe zugeführt werden.

Das größte Meßsignal als Gleichspannungshub in Abhängigkeit von einer kleinen Kapazitätsänderung ergibt sich, wenn U_Cs = U_b/2. D. h. der Arbeitspunkt der Schal­ tungsanordnung wird mit dem ohmschen Widerstand des Widerstandsnetzwerkes 8 bei einer bestimmten Taktfrequenz im Optimalfall in der Nähe von U_Cs = U_b/2 einge­ stellt.

Der Referenzzweig 32 ist gleich aufgebaut und verhält sich wie der Meßzweig 30. Er gibt eine gleich große Gleichspannung wie der Meßzweig 30 ab, so daß das mit Hilfe der Auswertestufe 5 weiter verarbeitete Meßsignal jetzt eine Gleichspannungsdiffe­ renz ist. Dies ist in der Regel für das spezifische Sensorverhalten der Schaltungsan­ ordnung, z. B. die Seitenempfindlichkeit, die Feuchtekompensation od. dgl., erforder­ lich, wobei die Sensorelektroden 29 natürlich so konstruiert und angekoppelt werden müssen, daß die auswertbare Kapazitätsänderung zum Objekt sich nicht oder nur wenig auf dem Referenzzweig 32 bemerkbar macht. Ansonsten würde auch das Meßsignal wegkompensiert werden, da der Referenzzweig 32 ja gegensinnig wirkt wie der Meßzweig 30. Außerdem können mit diesem Referenzzweig 32 die statistisch und thermisch bedingten Störeinflüsse, wie Taktfrequenzdrift, Tastverhältnisdrift, Drift der Versorgungsspannung, nicht ideale Eigenschaften der elektronischen Schal­ ter od. dgl., unterdrückt werden, unter der Voraussetzung, daß diese sich in Polarität und Betrag auf beiden Zweigen etwa gleich auswirken und daß die Gleichtaktunter­ drückung der Auswertestufe 5 ausreichend hoch ist. Die restlichen thermisch beding­ ten Störeinflüsse in den Widerstandsnetzwerken 8, 21 müssen mit Hilfe des Potentio­ meters 14 kompensiert oder hingenommen werden.

Die nachgeschalteten Schutzwiderstände 17, 31 dienen sowohl im Meßzweig 30 als auch im Referenzzweig 32 der Unterdrückung der Unterschiede hinsichtlich des La­ dungstransportes des digitalen Steuersignales auf den Kanal der Umschaltkontakte 2, 19 während der Umschaltphase. Außerdem werden die nichtlinearen Restanteile der Kanalwiderstände linearisiert. Die Schutzwiderstände 17, 31 bilden außerdem zusam­ men mit den parasitären Kapazitäten 34, 35 einen Tiefpaß. Dies wird bei schnellen Transienten wichtig, die in der Amplitude teilweise sehr hohe Werte besitzen können. Damit würde wiederum das Meßsignal verfälscht werden. Außerdem läßt sich das durch die Umschaltkontakte 2, 19 bedingte Temperaturverhalten durch Einfügen ei­ nes niederohmigen Widerstandes in Form der Schutzwiderstände 17, 31 vor den Speicherkapazitäten 3, 20 noch wesentlich verbessern.

Das Filternetzwerk 18 dient zur Ankopplung des Gleichspannungsdifferenzsignales aus Meßzweig 30 und Referenzzweig 32 an die Auswertestufe 5. Es besteht im dar­ gestellten Ausführungsbeispiel aus einem line-to-line-Tiefpaß 36 und einem jeweils nachgeschalteten line-to-ground-Tiefpaß 37, 38. Dies ist für gute Störfestigkeitswerte unerläßlich, weil damit eine effektive Abblockung des empfindlichen Einganges der Auswertestufe 5 gegen hochfrequente Störeinstrahlung auf das Layout möglich ist. Weiterhin können damit sehr kurzzeitige Störeinkopplungen, die trotz aller Maßnah­ men noch die Eingangskanäle passieren, ausgesiebt werden. Ferner ist das Filter­ netzwerk 18 zur Einstellung der maximalen Abtastfrequenz geeignet, mit der ein Ob­ jekt erfaßt werden soll.

Das Filternetzwerk 18 sollte für die Gleichspannung eine möglichst hohe Impedanz gegen Masse bilden, weil sonst das Meßsignal unnötig geteilt wird. Der Durch­ gangswiderstand sollte ca. 10 kΩ nicht überschreiten, da sonst layoutbedingte und verstärkerbedingte Leckströme das Meßsignal wesentlich verfälschen können, be­ sonders über den Temperaturbereich. Die Kondensatoren 39, 40 direkt an den Ein­ gängen des einen Teil der Auswertestufe 5 bildenden Operationsverstärkers 24 ge­ gen Masse sind aus den genannten störtechnischen Gründen fester Bestandteil der Schaltungsanordnung, welche räumlich sehr eng an den Eingängen des Operations­ verstärkers 24 angeordnet sein sollten.

Die Auswertestufe 5 ist im dargestellten Ausführungsbeispiel als Komparator ausge­ führt. Der hierfür verwendete Operationsverstärker 24 muß hinsichtlich Eingangs­ strom und Offsetdrift sehr gute Werte aufweisen (Eingangsstrom ca. < 2 nA, Offset­ drift ca. < 10 µV/K). Da die maximale Objekt-Abtastfrequenz nun in der Regel unter 100 Hz liegt, muß die Auswertestufe 5 hinsichtlich der Geschwindigkeit keine erhöh­ ten Anforderungen erfüllen. Eine niedrige slew-Rate oder, genauer gesagt, eine nied­ rige Lehrlaufverstärkung bei Frequenzen um 50 Hz und kleinen Eingangsdifferenz­ spannungen ist sogar sinnvoll zur Unterdrückung von niederfrequenten Störspan­ nungen mit großer Amplitude, z. B. der Netzfrequenz mit 50 Hz.

Aus den genannten Anforderungen sollte der Operationsverstärker 24 nach heutigem Stand der Technik vorzugsweise eine Eingangsbeschaltung in FET-Technik aufwei­ sen. Da die Auswertestufe 5 nur niedrige Frequenzen zu verarbeiten hat, kann diese in der Regel sogar an ihrem Ausgang abgeblockt werden, was weitere störtechnische Vorteile bietet, falls der verwendete Verstärkertyp dies zuläßt. Auf jeden Fall sollte der verwendete Operationsverstärker 24 eine Gleichtaktunterdrückung von < 50 dB be­ sitzen, was allerdings bei einer Ausführung als Komparator kein ernsthaftes Problem darstellt.

Die weitere Signalverarbeitung 27 verarbeitet nun das Ausgangssignal der Auswerte­ stufe 5 zur endgültigen Ausgangsfunktion des Gerätes und zählt genau genommen nicht mehr zur Schaltungsanordnung zur Messung einer Kapazität. Bei Näherungs­ schaltern besteht dieser Schaltungsteil z. B. häufig aus einer Schmitt-Trigger-Stufe mit Iniset-Funktion und einer Endstufenansteuerung, z. B. kurzschlußfest. Eine für die richtige Sensorfunktion meist erforderliche Schalthysterese kann von einer Stufe der weiteren Signalverarbeitung 27 her erfolgen, wobei das digitale Schaltsignal über einen Mitkopplungszweig 28 rückgekoppelt wird, so daß eine Mitkopplung entsteht. Bei Verwendung eines Analogverstärkers kann aus dem Schaltsignal auch mit Hilfe eines Schmitt-Triggers eine Hysterese erzeugt werden.

In Fig. 2 der Zeichnung ist ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung dargestellt. In Fig. 2 sind die mit Fig. 1 der Zeichnung überein­ stimmenden Bauteile mit den aus Fig. 1 bekannten Bezugszeichen versehen.

Das in Fig. 2 dargestellte zweite Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem in Fig. 1 dargestellten ersten Ausführungsbeispiel im wesentlichen dadurch, daß bei dem in Fig. 2 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel eine Referenzkapazität 41 nicht von einer Abschirmelektrode der Meßelektrode eines kapazitiven Näherungsschalters in Verbindung mit ihrer Umgebung gebildet wird, sondern die Referenzkapazität 41 als feste, interne Kapazität in Form eines gängigen Kondensators ausgebildet ist.

Außerdem wird aus der in Fig. 2 gewählten Darstellungsweise des zweiten Ausfüh­ rungsbeispiels besonders deutlich, daß es sich bei der in den Ausführungsbeispielen dargestellten Schaltungsanordnung um eine Brückenschaltung handelt.

In der bisherigen Beschreibung ist bereits teilweise auf die Dimensionierung der er­ findungsgemäßen Schaltungsanordnung hingewiesen worden. Dies soll im weiteren ergänzt werden.

Die maximale Frequenz, mit der bewegte Objekte noch erfaßt werden können, liegt normalerweise für kapazitive Näherungssensoren - da die Vorgänge relativ langsam sind - unter 100 Hz, im Extremfall können Frequenzen bis etwa 1 kHz gefordert sein. Die Objekterfassungsfrequenz wird durch mehrere Faktoren limitiert. Die wesentli­ chen sind die Taktfrequenz des Taktgenerators 1, die Größe der Speicherkapazität 3, die Zeitkonstanten im Filternetzwerk 18, die slew-Rate bzw. Bandbreite der Auswer­ testufe 5 und das Zeitverhalten der weiteren Signalverarbeitung 27.

Die Streuungen der Widerstände in den Widerstandsnetzwerken 8, 21 gehen mit in das Meßsignal ein, können jedoch sehr klein gehalten werden, wenn für beide Wider­ standsnetzwerke 8, 21 als größtmöglicher Anteil am Widerstandswert der gleiche Wi­ derstand mit gleichem Wert und gleicher Bauart, Toleranz usw. vorgesehen wird, da die Streuungen innerhalb einer Charge als sehr viel geringer angenommen werden können als dies theoretisch möglich wäre. Der Gesamtwert der Widerstandsnetzwer­ ke 8, 21 selbst bietet kaum Spielraum und ergibt sich im wesentlichen aus der Takt­ frequenz des Taktgenerators 1 und den angeschlossenen Kapazitäten der gesuchten und der parasitären Kapazität. Die Beziehung zwischen diesen Größen kann in erster Näherung wie folgt beschrieben werden

Dies gilt für den Fall einer optimalen Einstellung des Arbeitspunktes einer erfin­ dungsgemäßen Schaltungsanordnung.

Die optimale Betriebsspannung ist im wesentlichen abhängig von der Funktionsfä­ higkeit aller angeschlossenen aktiven Bauteile. Günstige Werte liegen zwischen 2,5 V und 6 V. Bei kleinen Betriebsspannungen ist der Störabstand geringer. Außerdem sind bei kleinen Betriebsspannungen die elektronischen Umschaltkontakte 2, 19, die im Optimalfall als CMOS-Bilateral-Schalter auf einem Chip angeordnet sind und als Umschaltkontakte mit Unterbrechung (break-before-make) ausgebildet sind, lang­ samer in Anstiegs- und Verzögerungszeiten, so daß die schlecht definierten Um­ schaltphasen anteilig mehr Zeit benötigen. Weiterhin sind die realisierbaren Kanalwi­ derstände höher, was störtechnisch ebenfalls ungünstig ist. Hinsichtlich der Betriebs­ spannung ist zudem zu beachten, daß diese unter allen Betriebsbedingungen relativ gut stabilisiert sein sollte, insbesondere sollte das Temperaturverhalten möglichst bes­ ser als +/-2% über dem Temperaturbereich sein.

Der Stromverbrauch der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist im wesentli­ chen abhängig von der Taktfrequenz und der Größe der gesuchten Kapazität. Je ge­ ringer die Anforderungen an die Präzision der erfindungsgemäßen Schaltungsanord­ nung bei der Messung einer Kapazität sind, umso stärker läßt sich auch der Stromver­ brauch einer derartigen Schaltungsanordnung reduzieren.

Abschließend sei noch darauf hingewiesen, daß die Auswertestufe 5 vorzugsweise für kapazitive Näherungsschalter und ähnliche Geräte, wie etwa Füllstandsüberwa­ chungsgeräte oder Handtaster, mit binärer Ausgangsfunktion als, wie im ersten Aus­ führungsbeispiel dargestellt, einfacher Komparator ausgeführt werden können. Die Auswertestufe 5 kann aber auch aus mehreren Komparatoren, z. B. Fensterkompara­ toren, bestehen um komplexe Ausgangsfunktionen, z. B. unsicherer Arbeitsbereich, zu realisieren. Ferner kann die Auswertestufe 5 auch als Ladungsverstärker, Diffe­ renzverstärker oder als AD-Wandler od. dgl. ausgeführt sein, um speziell analoge Sensorfunktionen zu realisieren.

Claims (15)

1. Schaltungsanordnung zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, mit einem Taktgenerator (1), einem von dem Taktgenerator (1) gesteuerten Umschaltkontakt (2), einem Speicherkonden­ sator (3), einer Spannungsquelle (4) und einer Auswertestufe (5), wobei eine Elek­ trode (6) des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit dem Eingang (7) des Umschaltkontaktes (2) verbunden ist, der erste Ausgang (9) des Umschaltkontaktes (2) mit einem Bezugspotential (10), der zweite Ausgang (11) des Umschaltkontaktes (2) mit der ersten Elektrode des Speicherkondensators (3), die erste Elektrode des Speicherkondensators (3) einerseits über ein Widerstandsnetzwerk (8) mit der Span­ nungsquelle (4) und andererseits mit der Auswertestufe (5) und die zweite Elektrode des Speicherkondensators (3) mit einem Bezugspotential (10) verbunden sind, da­ durch gekennzeichnet, daß ein Referenzkondensator, ein zweiter Umschaltkontakt (19), ein zweiter Speicherkondensator (20) und ein zweites Widerstandsnetzwerk (21) vorgesehen sind, der Referenzkondensator, der zweite Umschaltkontakt (19), der zweite Speicherkondensator (20) und das zweite Widerstandsnetzwerk (21) in glei­ cher Weise miteinander verbunden sind, wie der Sensorkondensator, der erste Um­ schaltkontakt (2), der erste Speicherkondensator (3) und das erste Widerstandsnetz­ werk (8) miteinander verbunden sind, und daß die erste Elektrode des zweiten Spei­ cherkondensators (20) mit der Auswertestufe (5) verbunden ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Taktfre­ quenz des Taktgenerators (1) zwischen 1 und 4 MHz liegt.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein die Taktfrequenz des Taktgenerators (1) modulierender Frequenzmodulator (12) vor­ gesehen ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Widerstandsnetzwerk (8) einstellbar ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Elektrode (6) des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes und dem Eingang (7) des Umschaltkontaktes (2) ein zumindest einen Ankoppelwider­ stand (15) umfassendes Elektrodenankoppelnetzwerk (16) vorgesehen ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem zweiten Ausgang (11) des Umschaltkontaktes (2) und der ersten Elektrode des Speicherkondensators (3) ein Schutzwiderstand (17) vorgesehen ist.

7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der ersten Elektrode des Speicherkondensators (3) und der Auswerte­ stufe (5) ein Filternetzwerk (18) vorgesehen ist.

8. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Elektrode eines kapazitiven Näherungsschalters, im Zusammenwirken mit ei­ nem Beeinflussungskörper, das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement bildet.

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß eine Ab­ schirmelektrode (22) des kapazitiven Näherungsschalters, in Verbindung mit der Elektrode und einem Beeinflussungskörper, den Referenzkondensator bilden.

10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeich­ net, daß die Auswertestufe (5) als Komparator ausgebildet ist.

11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 8 und nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Elektrodenankoppelnetzwerk (16) mit der Ab­ schirmelektrode (22) und über ein Abstimmungsnetzwerk (25) mit dem Taktgenerator (1) verbunden ist.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das Ab­ stimmungsnetzwerk (25) ein Zeitverzögerungselement (26) aufweist.

13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeich­ net, daß die Auswertestufe (5) im Sinne einer Mitkopplung mit dem zweiten Wider­ standsnetzwerk (21) verbunden ist.

14. Verfahren zur Erfassung der Kapazität bzw. einer Kapazitätsänderung eines ka­ pazitiven Schaltungs- oder Bauelementes, wobei das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement mit Hilfe eines von einem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontaktes periodisch abwechselnd geladen und auf in Bezugspotential entladen wird und ein Speicherkondensator mit Hilfe einer Spannungsquelle über ein Widerstandsnetzwerk nachgeladen wird, insbesondere mit Hilfe einer Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß das kapazitive Schaltungs- oder Bauelement auf das Potential eines Speicherkondensators geladen wird und daß aus dem Potential des Speicherkondensators die Kapazität bzw. eine Kapazitätsänderung des kapazitiven Schaltungs- oder Bauelementes mit Hilfe einer Auswertestufe be­ stimmt wird.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß ein Referenzkonden­ sator mit Hilfe eines von einem Taktgenerator gesteuerten Umschaltkontaktes peri­ odisch abwechselnd geladen und entladen wird, daß der Referenzkondensator auf das Potential eines zweiten Speicherkondensators geladen wird, daß der Referenz­ kondensator auf ein Bezugspotential entladen wird, daß der zweite Speicherkonden­ sator mit Hilfe einer Spannungsquelle über ein Widerstandsnetzwerk nachgeladen wird und daß das Potential des ersten Speicherkondensators und das Potential des zweiten Speicherkondensators einer vorzugsweise als Komparator ausgebildeten Auswertestufe zugeführt wird.