DE19634905A1

DE19634905A1 - Gleichrichterschaltung

Info

Publication number: DE19634905A1
Application number: DE19634905A
Authority: DE
Inventors: Steffen Dr Ing Berent
Original assignee: ABB Patent GmbH
Current assignee: ABB Patent GmbH
Priority date: 1996-08-29
Filing date: 1996-08-29
Publication date: 1998-03-05
Also published as: FR2753018B1; CN1175814A; FR2753018A1; JPH10191642A; US5889667A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Gleichrichterschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Die vorgeschlagene Gleichrichterschaltung kann beispielsweise in der elektrischen Antriebstechnik (Gleichstromantriebe), bei Batterieladegeräten und bei unterbrechungsfreien Stromversorgungsanlagen eingesetzt werden.

Da Gleichstromantriebe in vier Quadranten betrieben werden können (Gleichspan nung größer, gleich oder kleiner Null, Gleichstrom größer, gleich oder kleiner Null), kommen zu ihrer Speisung bei Verwendung konventioneller Technik im allgemeinen Umkehrstromrichter, d. h. zwei antiparallele Sechspulsgruppen (Gleichrichter, Wech selrichter) mit insgesamt zwölf Thyristoren zum Einsatz. Beim Übergang vom motori schen Betrieb in den generatorischen Betrieb bzw. umgekehrt vom generatorischen Betrieb in den motorischen Betrieb sind in diesem Fall entweder nachteilige Totzei ten in Kauf zu nehmen oder zusätzliche Kreisstromdrosseln für die fließenden Kreisströme zu installieren sowie spezielle Ansteuerverfahren zu realisieren. Das Funktionsprinzip derartiger Stromrichter bedingt daß Umkehrstromrichter dem drei phasigen Netz sowohl sinusförmige Ströme entnehmen, als auch erhebliche Ober schwingungen, Blindleistung sowie Netzrückwirkungen verursachen, so daß im drei phasigen Netz in nachteiliger Weise aufwendige Filter vorgesehen werden müssen.

Ist eine sinusförmige, dreiphasige Stromaufnahme im mittleren Leistungsbereich gefordert, so kann ein IGBT-Stromrichter, bestehend aus einem netzseitigen PWM-Gleich richter (pulsweitenmodulierter Gleichrichter) und einem Vierquadrantensteller eingesetzt werden. Durch das PWM-Modulationsverfahren werden sinusförmige Netzströme bei einstellbarem Leistungsfaktor realisiert. Es werden zehn IGBT′s mit zehn Inversdioden sowie im Zwischenkreis teure und vergleichsweise unzuverlässi ge Elektrolytkondensatoren benötigt. Die durch die harten Schaltvorgänge beding ten erheblichen Schaltverluste begrenzen die maximale Schaltfrequenz derartiger Stromrichter im mittleren Leistungsbereich auf 10 bis 20 kHz bei einem Wirkungs grad von ca. 90%.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Gleichrichterschaltung der eingangs genannten Art anzugeben, die eine höhere Leistungsdichte aufweist, einen höheren Wirkungsgrad besitzt und höhere Schaltfrequenzen ermöglicht.

Diese Aufgabe wird in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffes erfindungs gemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Die mit der Erfindung erzielbaren Vorteile bestehen insbesondere darin, daß der vorgeschlagene neuartige Gleichrichter PWM-Modulationsverfahren bei sehr gerin gen Schaltverlusten gestattet. Der Gleichrichter kann dem dreiphasigen Netz sinus förmige Ströme bei einem Leistungsfaktor von cosϕ = 1 entnehmen bzw. sinusförmige Ströme bei einem Leistungsfaktor von cosϕ = -1 in das Netz einspeisen. Die im Ver gleich zu konventionellen Gleichrichtern hohe mögliche Schaltfrequenz gestattet ferner eine substantielle Reduktion des Filteraufwandes im dreiphasigen Netz. Die vorgeschlagene Schaltung kann somit vorteilhaft in allen Gleichrichteranwendungen eingesetzt werden, in denen keine galvanische Trennung zwischen dem dreiphasi gen Netz und der Gleichstromseite notwendig ist.

Beim Übergang vom motorischen in den generatorischen Betrieb bzw. vom genera torischen in den motorischen Betrieb sind vorteilhaft weder Totzeiten einzuhalten, noch sind spezielle Ansteuerverfahren sowie zusätzliche Kreisstromdrosseln not wendig.

Im Vergleich zur PWM-Gleichrichter-Vierquadrantenstellerstruktur ist der Leistungs halbleiteraufwand mit zwölf IGBT′s und zwölf Dioden (oder zwölf GTO′s) mit 33% reduzierten Nennströmen sowie zwei IGBT′s und zwei Dioden (oder zwei GTO-Thyristoren oder schnellen Thyristoren) mit sehr kleinem Nennstrom in etwa gleich groß. Die 33%-Reduzierung der Nennströme ist die Folge der effektiven Parallel schaltung der Hauptschalter einer Schaltergruppe. Der vorgeschlagene Gleichrichter benötigt jedoch substantiell weniger passive Komponenten, beispielsweise keine Kapazitäten auf der Gleichstromseite aufgrund der einstufigen Leistungsumwand lung. Wegen der höheren Schaltfrequenz ist auch der Filteraufwand reduziert. Die prinzipbedingt geringen Schaltverluste haben vorteilhaft weiterhin eine Reduktion des Kühlaufwandes und eine Erhöhung des Wirkungsgrades zur Folge.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausfüh rungsbeispiele erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 die Schaltung eines quasiresonanten Gleichrichters (modifizierter Ma trixstromrichter),

Fig. 2 die Definition der 60°-Eingangsspannungsintervalle,

Fig. 3 eine Tabelle des Pulsmusters des quasiresonanten Gleichrichters,

Fig. 4 Strom- und Spannungsverläufe einer ARCP-Kommutierung in einem Spannungsintervall (Spannungsintervall 6),

Fig. 5 Schalterspannungen und Schaltergruppenstrom des quasiresonanten Gleichrichters in einem Spannungsintervall (Spannungsintervall 6).

In Fig. 1 ist die Schaltung eines quasiresonanten Gleichrichters (modifizierter Ma trixstromrichter, zum Matrixstromrichter siehe z. B. S. Bernet, T. Matsuo, T.A. Lipo, A Matrix Converter Using Reverse Blocking NPT-IGBT′s and Optimized Pulse Pat terns, Conf. Rec. IEEE-PESC, Baveno, Juni 1996, pp. 107 bis 113) dargestellt. Ein dreiphasiges Filter mit Filterinduktivitäten L_F1 bzw. L_F2 bzw. L_F3 in den Phasen und Filterkapazitäten C_F1 bzw. C_F2 bzw. C_F3 zwischen den Phasen liegt einerseits am dreiphasigen Netz mit den Netzspannungen u₁, u₂, u₃ und andererseits an den zwei jeweils dreiphasigen Schaltergruppen des Gleichrichters. Die auf den Sternpunkt des Netzes bezogenen Eingangsspannungen des Gleichrichters bzw. der beiden Schaltergruppen betragen u_i1, u_i2, u_i3 (allgemein mit u_i bezeichnet) und die verkette ten Spannungen u_i12, u_i23, u_i31. Die Eingangsströme des Gleichrichters bzw. der Schaltergruppen sind mit i_i1, i_i2, i_i3 bezeichnet.

Die erste Schaltergruppe weist drei jeweils mit einer Phase verbundene Hauptschal ter S₁₁, S₁₂, S₁₃ auf. Den Hauptschaltern liegen Resonanzkapazitäten C_r11, C_r12, C_r13 parallel. Die Schalterspannungen (= Spannungen an den Resonanzkapazitäten) be tragen u_C11, u_C12, u_C13. Die Ausgänge der Hauptschalter S₁₁, S₁₂, S₁₃ sind miteinander verbunden, wobei der über den gemeinsamen Ausgang fließende Schaltergruppen strom mit i_sg1 und die Ausgangsspannung dieser ersten Schaltergruppe mit u_o1 be zeichnet sind.

Die zweite Schaltergruppe weist ebenfalls drei jeweils mit einer Phase verbundene Hauptschalter S₃₁, S₃₂, S₃₃ auf. Den Hauptschaltern liegen Resonanzkapazitäten C_r31, C_r32, C_r33 parallel. Die Ausgänge der Hauptschalter S₃₁, S₃₂, S₃₃ sind miteinander verbunden, wobei der über den gemeinsamen Ausgang fließende Schaltergruppen strom mit i_sg3 und die Ausgangsspannung dieser zweiten Schaltergruppe mit u_o3 be zeichnet sind.

Die Ausgänge beider Schaltergruppen sind miteinander über einen Hilfsschalter AS₃₁ einer Hilfskommutierungseinrichtung mit seriengeschalteter Resonanzinduktivi tät L_r3 verbindbar. Der Strom über die Hilfskommutierungseinrichtung ist mit i_a31 be zeichnet.

Die Verbindungspunkte der Hilfskommutierungseinrichtung mit den Ausgängen der beiden Schaltergruppen bilden die Lastanschlüsse des Gleichrichters, zwischen de nen eine Spannung u_o31 ansteht und über die die Ausgangsströme i_o1 bzw. i_o3 fließen. Die Lastinduktivität beträgt L_d und die Lastspannung (= Gleichspannung) u_d.

Im linken Abschnitt der Fig. 1 ist beispielhaft der Aufbau eines Hauptschalters (Viersegmentschalters) S₁₁, S₁₂, S₁₃, S₃₁, S₃₂, S₃₃ (allgemein S) sowie des Hilfsschal ters (Viersegmentschalter) AS₃₁ (allgemein AS) dargestellt. Wie zu erkennen ist, besteht der Viersegmentschalter aus zwei IGBT-Halbleitern T₁, T₂ und zwei Invers dioden D₁, D₂, wobei sowohl D₁ und T₁ als auch D₂ und T₂ jeweils parallelgeschaltet sind und beide Parallelschaltungen in Serie liegen. Die zwei IGBT-Halbleiter und Inversdioden zur Bildung des Hilfsschalters AS₃₁ sind für wesentlich kleinere Nenn ströme zu bemessen als die Baukomponenten zur Realisierung der Hauptschalter S₁₁. . .S₃₃.

Alternativ können die Viersegmenthauptschalter S auch auf der Basis von anderen aktiv ausschaltbaren Leistungshalbleiterbauelementen (wie z. B. GTO′s, MOSFET′s, Bipolartransistoren oder MCT′s) sowie gegebenenfalls notwendigen Dioden reali siert werden. Im Gegensatz dazu kann der Viersegementhilfsschalter AS alternativ unter Verwendung aktiv einschaltbarer Leistungshalbleiterbauelemente (wie z. B. Thyristoren, GTO′s, MCT′s, MOSFET′s oder Bipolartransistoren) sowie den gegebe nenfalls notwendigen Dioden verwirklicht werden. Im oberen Leistungsbereich ist insbesondere der Einsatz von zwölf sperrfähigen GTO′s in den Hauptschaltern so wie zwei sperrfähigen GTO′s oder zwei sperrfähigen schnellen Thyristoren mit re duzierten Nennströmen im Hilfsschalter möglich, wobei jeweils zwei GTO-Thy ristoren bzw. zwei schnelle Thyristoren parallelgeschaltet sind.

In einem konventionell hart schaltenden Matrixstromrichter finden im allgemeinen zur Hälfte induktive Kommutierungen und zur Hälfte kapazitive Kommutierungen statt. Eine induktive Kommutierung (positiver Leistungsgradient) wird dabei durch einen aktiven Einschaltvorgang eines Viersegmentschalters eingeleitet und durch einen passiven Ausschaltvorgang des ausschaltenden Viersegmentschalters wäh rend des Rückstromabrisses beendet. Im Gegensatz dazu wird eine kapazitive Kommutierung (negativer Leistungsgradient) durch einen aktiven Ausschaltvorgang eines Viersegmentschalters ausgelöst und durch einen passiven Einschaltvorgang des an der Kommutierung beteiligten Viersegmentschalters bei einer Schalterspan nung von nahezu Null abgeschlossen. Verwendet man zur Ansteuerung des Matrix konverters das in M.G.B. Venturini and A. Alesina, "Intrinsic amplitude limits and op timum design of 9-switches direct PWM-ac-ac converters", Conf. Rec. IEEE-PESC, 1988, Seite 1284 bis 1291 abgeleitete Ansteuerverfahren, so kann man eingangs seitig sinusförmige Ströme bei einstellbarem Leistungsfaktor und dem maximal mög lichen Spannungsübersetzungsverhältnis generieren. Da dieser Algorithmus aber nur die Tastverhältnisse bestimmt, hat man bei einem konventionellen, hart schal tenden Matrixstromrichter den Freiheitsgrad, die Pulsmuster zu optimieren.

In dem vorgeschlagenen als Gleichrichter verwendeten quasiresonanten Matrix stromrichter gemäß Fig. 1 bestimmt die Funktion der Kommutierungseinrichtung so wohl die Schaltreihenfolge als auch die Pulsmuster.

Setzt man symmetrische Eingangsspannungen

U_i1 = U_i·COS (ω_it + θ_i)
u_i2 = U_i·COS (ω_it + θ_i - 120°)
u_i3 = U_i·COS (ω_it + θ_i + 120°)

mit

U_i = Amplitude der Eingangsspannung
ω_i = Netz-Kreisfrequenz
θ_i = Verschiebungswinkel
f_i = Netzfrequenz
T_i = Netz-Periodendauer

voraus, so können sechs Spannungsintervalle 1 bis 6 (u_i-Intervalle) definiert werden, in denen keine der drei verketteten Spannungen u_i12, u_i23 und u_i31 ihre Polarität än dert. Fig. 2 zeigt hierzu die zeitlichen Verläufe der Eingangsspannungen u_i1, u_i2, u_i3 und der verketteten Spannungen. Für einen Verschiebungswinkel θ_i = 0 ergeben sich die Spannungsintervalle wie folgt:

Spannungsintervall 1: 0° ω_i t 60°
Spannungsintervall 2: 60° ω_i t 120°
Spannungsintervall 3: 120° ω_i t 180°
Spannungsintervall 4: 180° ω_i t 240°
Spannungsintervall 5: 240° ω_i t 300°
Spannungsintervall 6: 300° ω_i t 360°

Die Tabelle des Pulsmusters des quasiresonanten Gleichrichters gemäß Fig. 3 zeigt, daß es in jedem der sechs Spannungsintervalle (u_i-Intervalle) 1 bis 6 sowohl für positive als auch für negative Ausgangsströme i_o1, i_o3 (i_ox < 0, i_ox < 0; x = 1, 3) stets ein Pulsmuster gibt, in dem während einer Periode T_S der Schaltfrequenz f_S zwei kapazitive Kommutierungen und eine ARCP-Kommutierung (ARCP = Auxiliary Re sonant Commutated Pole) stattfindet. Die Schaltreihenfolge "vorwärts" ist mit F (Kommutierung von S₁₁ zu S₁₂ zu S₁₃ zu S₁₁ usw. und von S₃₁ zu S₃₂ zu S₃₃ zu S₃₁ usw.) und die Schaltreihenfolge "rückwärts" mit B (Kommutierung von S₁₁ zu S₁₃ zu S₁₂ zu S₁₁ usw. und von S₃₁ zu S₃₃ zu S₃₂ zu S₃₁ usw.) bezeichnet.

Eine ARCP-Kommutierung ist dabei eine kapazitive Kommutierung, die durch die Umwandlung einer induktiven Kommutierung ermöglicht wird. Die Transformation der induktiven Kommutierung wird durch eine Umkehr der Polarität des Schalter gruppenstromes i_sg1 oder i_sg3 unter Verwendung der Hilfskommutierungseinrichtung mit dem Hilfsschalter AS₃₁ verwirklicht.

Die Realisierung der ARCP-Kommutierungen in den zwei Schaltergruppen setzt aber nicht nur die Verwendung der in der Tabelle gemäß Fig. 3 angegebenen Schaltreihenfolgen voraus, sondern auch die Synchronisation der zwei ARCP-Kom mutierungen in den zwei Schaltergruppen während der Periode T_S. Werden die Pulsmuster der Tabelle verwendet, so löst die Schaltergruppe mit dem kürzesten ersten Tastverhältnis die ARCP-Kommutierungen in beiden Schaltergruppen aus. Der in der Schaltergruppe mit dem längeren ersten Tastverhältnis noch verbleibende Tastverhältnisanteil wird dann am Ende der Periode T_S realisiert.

Alternativ zu den in der Tabelle gemäß Fig. 3 angegebenen Pulsmustern ist es je doch auch möglich, die ARCP-Kommutierungen bei gleicher Schaltreihenfolge am Ende der Periode T_S zu synchronisieren.

Nachfolgend werden an Hand von Fig. 4 Strom- und Spannungsverläufe einer ARCP-Kommutierung in einem Spannungsintervall (Spannungsintervall 6) beispiel haft beschrieben. Die ARCP-Kommutierung in beiden Schaltergruppen wird durch das aktive Einschalten des Hilfsschalters AS₃₁ eingeleitet (i_a31 steigt an). Bedingt durch die Spannungspolarität über dem Hilfszweig AS₃₁ - L_r3 nimmt der Strom i_a31 über die Hilfskommutierungseinrichtung im gleichen Maß betragsmäßig zu wie die Schaltergruppenströme i_sg1 und i_sg3 betragsmäßig abnehmen und schließlich ihre Polarität ändern. Wird der negative Booststrom -i_b erreicht, so werden die leitenden Hauptschalter in beiden Schaltergruppen zum gleichen Zeitpunkt aktiv ausgeschaltet (Synchronisation) und die Schaltergruppenströme i_sg1, i_sg3 kommutieren zunächst in die drei Resonanzkapazitäten C_rxy (x = 1, 3; y = 1, 2, 3) der jeweiligen Schaltergruppe.

Die Resonanzkapazitäten werden dann während eines Schwingungsvorganges um geladen, so daß die einzuschaltenden Hauptschalter der beiden Schaltergruppen vorteilhaft passiv bei einer Schalterspannung von Null sehr verlustarm einschalten können. Da die Spannung u_o31 über der Hilfskommutierungseinrichtung während des Schwingungsvorganges ihre Polarität ändert(von u_i12 nach -u_i12), nimmt der Strom i_a31 in der Hilfskommutierungseinrichtung nach dem Einschalten der neuen Hauptschal ter betragsmäßig ab und die Schaltergruppenströme i_sg1, i_sg3 nähern sich ihren sta tionären Werten. Mit dem Ausschalten des Hilfsschalters AS₃₁ während des Rück stromabrisses ist schließlich der neue stationäre Zustand erreicht.

Die Dimensionierung der Resonanzkapazitäten C_rxy und der Resonanzinduktivität L_r3 wird wesentlich dadurch vereinfacht, daß die Kommutierungsspannung der ARCP-Kommutierung stets die betragsmäßig größte verkettete Spannung ist.

Neben der ARCP-Kommutierung finden in jeder der zwei Schaltergruppen zwei na türliche kapazitive Kommutierungen in jeder Periode der Schaltfrequenz statt, die nicht synchronisiert werden müssen (siehe in der Tabelle die mit c gekennzeichne ten Kommutierungen).

Fig. 5 zeigt beispielhaft die Schalterspannungen u_C13, u_C12 und u_C11 der Hauptschalter S₁₁ bis S₁₃ und den Schaltergruppenstrom i_sg1 im Spannungsintervall 6. Da der Aus gangsstrom i_o1 positiv ist, wird entsprechend der Tabelle gemäß Fig. 3 das Pulsmu ster S₁₂/S₁₁/S₁₃/S₁₂ (siehe vorletzte Zeile in der Tabelle mit x = 1) realisiert. Im Zeit raum vor t₁ leitet der Hauptschalter S₁₂, im Zeitraum zwischen t₂ und t₃ leitet der Hauptschalter S₁₁, im Zeitraum zwischen t₄ und t₅ leitet der Hauptschalter S₁₃ und im Zeitraum nach t₆ leitet wiederum der Hauptschalter S₁₂.

Der Polaritätswechsel des Schaltergruppenstroms i_sg1 (siehe hierzu auch den Verlauf von i_sg1 in Fig. 4 mit dem Polaritätswechsel) bedingt die ARCP-Kommutierung (in der Tabelle gemäß Fig. 3 mit a gekennzeichnet) des Ausgangsstromes i_o1 vom Haupt schalter S₁₂ auf den Hauptschalter S₁₁ unter Mitwirkung des Hilfsschalters AS₃₁. Die folgenden beiden Kommutierungen des Ausgangsstromes i_o1 vom Hauptschalter S₁₁ zum Hauptschalter S₁₃ bzw. vom Hauptschalter S₁₃ zum Hauptschalter S₁₂ sind na türliche kapazitive Kommutierungen (in der Tabelle gemäß Fig. 3 mit c gekennzeich net), die ohne Betätigung der Hilfskommutierungseinrichtung ablaufen.

Somit wird in den Hauptschaltern vorteilhaft ausschließlich kapazitiv geschaltet (d. h. aktiv aus und passiv bei einer Schalterspannung von Null ein) und die Hauptschalter S₁₁, S₁₂, S₁₃ sowie S₃₁, S₃₂ und S₃₃ werden als Nullspannungsschalter ZVS (Zero Voltage Switch) betrieben. Der Hilfsschalter AS₃₁ der Hilfskommutierungseinrichtung schaltet hingegen nur induktiv (d. h. aktiv ein und passiv während des Rückstromab risses aus). Dieser Hilfsschalter AS₃₁ arbeitet folglich als Nullstromschalter ZCS (Zero Current Switch). Da der Hilfsschalter AS₃₁ nur kurze Strompulse führt, kann sein Nennstrom wesentlich kleiner als derjenige der Hauptschalter sein.

Eine Reduktion der Schaltverluste der Nullspannungsschalter ZVS kann realisiert werden, wenn die Resonanzkapazität über den durch die Ausgangskapazität der Halbleiterschalter vorgegebenen minimalen Wert hinaus vergrößert wird. Eine Ent lastung der Einschaltvorgänge des Hilfsschalters AS₃₁ ist durch eine Vergrößerung der Resonanzinduktivität L_r3 möglich. Der Booststrom ib ist so zu bemessen, daß die durch ihn in den Schwingkreis gebrachte zusätzliche Energie die während des Schwingungsvorganges auftretenden Verluste deutlich übertrifft.

Die vorstehend beschriebene resonante Gleichrichterschaltung ermöglicht im Ver gleich zu einer Gleichrichterschaltung eines konventionellen Matrixstromrichters nicht nur die Realisierung sehr geringer Schaltverluste sondern auch eine einfache Verwirklichung des Stromrichterschutzes. So können bei Kurzschluß in einer oder beiden Schaltergruppen des Stromrichters alle Hauptschalter S₁₁, S₁₂, S₁₃, S₃₁, S₃₂, S₃₃ aktiv ausgeschaltet werden, wenn der Hilfsschalter AS₃₁ unmittelbar nach dem Abschalten der Hauptschalter aktiv eingeschaltet wird. Der gegebenenfalls fließende Laststrom kann dann in dem durch die Hilfskommutierungseinrichtung zur Verfügung gestellten Freilaufkreis fließen. In diesem Fall muß der Hilfsschalter AS₃₁ so bemes sen sein, daß er neben der stationären Beanspruchung mit kurzen Strompulsen im Fehlerfall auch den freilaufenden Laststrom führen kann.

Claims

1. Gleichrichterschaltung in Dreiphasen-Brückenschaltung mit Viersegment schaltern als Hauptschalter (S₁₁, S₁₂, S₁₃, S₃₁, S₃₂, S₃₃) dadurch gekennzeichnet, daß den Hauptschaltern jeweils eine Resonanzkapazität (C_r11, C_r12, C_r13, C_r31, C_r32, C_r33) parallel liegt und daß zwischen beiden Gleichstromanschlüssen eine Hilfskommutie rungseinrichtung mit einem als Viersegmentschalter ausgebildeten Hilfsschalter (AS₃₁) mit in Serie hierzu geschalteter Resonanzinduktivität (L_r3) vorgesehen ist.

2. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Hauptschalter und/oder Hilfsschalter jeweils zwei in Serie geschaltete Parallel schaltungen eines IGBT-Halbleiters (T₁, T₂) mit einer Inversdiode (D₁, D₂) vorgese hen sind.

3. Gleichrichterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Hauptschalter jeweils zwei sperrfähige parallelgeschaltete GTO-Thyristoren und im Hilfsschalter zwei parallele sperrfähige GTO-Thyristoren oder schnelle Thyristo ren vorgesehen sind.