DE19630398C1

DE19630398C1 - Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Datenempfangsstation zu generierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal

Info

Publication number: DE19630398C1
Application number: DE19630398A
Authority: DE
Inventors: Soeren Hein
Original assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 1996-07-26
Filing date: 1996-07-26
Publication date: 1998-02-12
Anticipated expiration: 2016-07-27
Also published as: US6148049A; WO1998005168A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1, d. h. ein Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Datenempfangsstation zu gene rierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal, wobei die Synchronisierung jeweils unter Auswertung des Wert es und des Zeitpunktes des Empfangs von taktsignalfrequenzabhängige Zählstände repräsentierenden Zeitmarken-Daten erfolgt, welche der Datenempfangsstation von der Datensendestation übermittelt werden.

Verfahren dieser Art werden hauptsächlich in digitalen Über tragungssystemen eingesetzt. Ein praktisches Beispiel soll nachfolgend anhand eines nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden Systems erläutert werden.

Der MPEG-2-Standard ist ein insbesondere für digitale Video daten ausgelegter Komprimierungs- und Übertragungsstandard, von dem erwartet wird, daß er in den kommenden Jahren der be deutendste Standard seiner Art sein bzw. werden wird. Er wird bereits jetzt in erheblichem Umfang in digitalen Fernsehgerä ten, Videorecordern etc. eingesetzt.

Sollen in einem nach dem MPEG-2-Standard arbeitenden System von einer Datensendestation Daten zu einer Datenempfangs station übertragen und dort weiterverarbeitet werden, so muß in der Datenempfangsstation ein Taktsignal generiert werden, das mit einem in einer Datensendestation verwendeten Takt signal synchronisiert ist.

Im Gegensatz zu analogen Videosystemen, wo die Synchronisie rung von Datenempfangsstation und Datensendestation unter Verwendung von zusammen mit den Videodaten übertragenen TV-Synchronisationssignalen durchgeführt werden konnte, erfor dern digitale Systeme mangels Notwendigkeit der Übertragung der bekannten TV-Synchronisationssignale eine veränderte Vor gehensweise.

Diese veränderte Vorgehensweise besteht bei den vorliegend betrachteten, d. h. bei den nach dem MPEG-2-Standard arbeiten den Systemen darin, daß die Datensendestation von Zeit zu Zeit bestimmte Zeitmarken-Daten bzw. sogenannte Timestamps an die Datenempfangsstation übermittelt.

Der zur Synchronisierung unter Verwendung von Timestamps vor zusehende Aufbau von Datensendestation und Datenempfangs station sowie die Generierung und die Auswertung der besagten Timestamps in der Datensendestation bzw. der Datenempfangs station werden nachfolgend anhand eines praktischen Beispiels beschrieben.

Das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden soll, d. h. das von der Datensendestation (z. B. einem Codierer) verwen dete Taktsignal sei ein Taktsignal, dessen Frequenz 27 MHz betragen möge. Die zulässige Abweichung von der genannten Sollfrequenz belaufe sich auf pm810 Hz, wobei der maximal zulässige Drift auf 0,075 Hz/s festgelegt sei. Die genannten Werte erfüllen damit exakt die durch den MPEG-2-Standard ge machten Vorgaben.

Durch das besagte Taktsignal der Datensendestation wird ein dort vorgesehener Zähler (hier ein 42-Bit-Zähler) ange steuert, wobei dessen Zählstand pro Taktzyklus um 1 erhöht Wird. Der jeweils aktuelle Zählstand des Zählers wird in gewissen zeitlichen Abständen zur Datenempfangsstation (beispielsweise einem Decodierer) übertragen. Diese, den taktsignalfrequenzabhängigen Zählstand repräsentierenden Daten sind die vorstehend bereits erwähnten Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps.

Die zeitlichen Abstände, in denen solche Timestamps übertra gen werden, sind unterschiedlich; sie betragen beim MPEG-2- Standard maximal 100 ms (beim sogenannten Transport Stream) bzw. maximal 700 ms (beim sogenannten Program Stream).

Die Datenempfangsstation empfängt die Timestamps, wobei als Empfangszeitpunkt jeweils derjenige Zeitpunkt zählt, zu dem das letzte Bit des jeweils übertragenen Timestamps empfangen wird.

In der Datenempfangsstation wird der durch einen jeweiligen Timestamp repräsentierte Zählstand des Zählers der Daten sendestation mit dem zum Empfangszeitpunkt des Timestamps erreichten Zählstand eines in der Datenempfangsstation vor gesehenen Zählers verglichen.

Der Zähler der Datenempfangsstation zählt in Abhängigkeit von dem dort generierten (zu synchronisierenden) Taktsignal Ge nauer gesagt wird dessen Zählstand pro Taktzyklus des in der Datenempfangsstation generierten Taktsignals um 1 erhöht.

Wenn und so lange sich bei der Gegenüberstellung der genann ten Zählstände ergibt, daß diese gleich sind oder eine gleichbleibende Differenz aufweisen, kann davon ausgegangen werden, daß das Taktsignal der Datenempfangsstation und das Taktsignal der Datensendestation gleichfrequent bzw. synchron sind. Andernfalls, also wenn die Zählstandsdifferenz variiert und damit auf eine ungenaue oder fehlerhafte Synchronisierung hindeutet, wird ein das zu synchronisierende Taktsignal er zeugender Taktsignalgenerator der Datenempfangsstation nach geregelt, um die Synchronisation möglichst schnell wieder herzustellen.

Die Kenntnis bzw. Verfolgung der besagten Differenz zwischen den genannten Zählständen ist im übrigen nicht nur für die Taktsignal-Synchronisierung von Bedeutung, denn der Zählstand des Zählers der Datenempfangsstation kann unter anderem auch zur Festlegung von definierten Bezugszeitpunkten bzw. zur Er mittlung von durch die Datensendestation vorgeschriebenen, auf die Bezugszeitpunkte bezogenen Ausgabe- bzw. Weitergabe zeitpunkten dienen, zu welchen der Datenempfangsstation über mittelte Nutzdaten (Video- und/oder Audiodaten) aus- bzw. Weiterzugeben sind.

Treten bei den wiederholten Gegenüberstellungen der einander 10 gegenüberzustellenden Zählstände Differenzen auf, die häufig und/oder erheblich schwanken, so kann zur Erzielung einer ge naueren Synchronisierung vorgesehen werden, die zeitlichen Abstände zwischen den Taktsignalgenerator-Nachregelungen durch eine häufigere Timestamp-Ausgabe- und Auswertung zu verkürzen; die maximal möglichen Synchronisationsfehler las sen sich dadurch erheblich reduzieren.

Bekanntermaßen wird die Synchronisation aber auch durch Lauf zeitschwankungen bzw. die sogenannten Jitter-Phänomene bei der Datenübertragung von der Datensendestation zur Daten empfangsstation beeinflußt, und zwar insbesondere dann, wenn die Timestamp-Übertragung davon betroffen ist.

Die besagten Laufzeitschwankungen bzw. Jitter-Phänomene sind zufällig variierende Schwankungen der Signallaufzeit. Ihr Ausmaß hängt unter anderem von der Übertragungsstrecke (Satellit, Kabel, ATM-Netzwerk etc.) ab und kann zwischen wenigen Nanosekunden bis hin zu einigen Millisekunden variie ren.

Die beim Auftreten von Jitter-Phänomenen primär beobachtbaren Unregelmäßigkeiten sind in Fig. 7 veranschaulicht.

Die Fig. 7 zeigt die Sendezeitpunkt-Empfangszeitpunkt-Zuord nung von von der Datensendestation zur Datenempfangsstation versandten Timestamps.

Im Idealfall, d. h. wenn die die Laufzeit der Timestamps be treffenden Eigenschaften der Übertragungsstrecke zeitlich konstant wären, ergäbe sich ein linearer Zusammenhang zwi schen den jeweiligen Sendezeiten und den zugeordneten Empfangszeiten der Timestamps. Dieser Idealfall ist in der Fig. 7 durch eine mit I bezeichnete Gerade veranschaulicht.

Bedingt durch das Nicht-Vorliegen idealer Verhältnisse erge ben sich jedoch Abweichungen von dem durch die Gerade I re präsentierten linearen Zusammenhang. Genauer gesagt werden die jeweiligen (in der Fig. 7 durch Punkte dargestellten) Timestamps von der Datenempfangseinrichtung zu Zeitpunkten empfangen, die von den (in der Fig. 7 durch die Gerade I vorgegebenen) erwarteten Empfangszeitpunkten bzw. Soll-Em pfangszeitpunkten abweichen; die tatsächlichen Empfangs zeitpunkte liegen in den meisten Fällen vor oder nach den jeweiligen Soll-Empfangszeitpunkten, wobei die jeweiligen Abstände zwischen den tatsächlichen Empfangszeitpunkten und den Soll-Empfangszeitpunkten nach Vorzeichen und Betrag be liebig variieren können.

Diese Jitter-Phänomene beeinflussen die angestrebte Synchro nisation, und zwar aufgrund der dadurch veränderten Auswahl der einander gegenüberzustellenden Zählstandswerte. Der dem durch den empfangenen Timestamp repräsentierten Zählstand gegenüberzustellende Zählstand ist nämlich gerade derjenige Zählstand des Zählers der Datenempfangsstation, den dieser zum Zeitpunkt des Empfangs des Timestamps innehatte. Mit der Schwankung der Übertragungszeit der Timestamps von der Daten sendestation zur Datenempfangsstation schwankt also nicht nur der Empfangszeitpunkt der jeweiligen Timestamps, sondern auch der diesen gegenüberzustellende Zählstand.

Im Ergebnis kann dies dazu führen, daß die Jitter-Phänomene eine eine Fehlsynchronisation bewirkende Nachregelung des das zu synchronisierende Taktsignal generierenden Taktsignal generators auslösen oder zumindest einen eine exakte Synchro nisation verhindernden Einfluß auf die Nachregelung nehmen. Dies und ferner die Tatsache, daß sich dadurch sprungartige Änderungen in der Frequenz des in der Empfangsstation gene rierten Taktsignals ergeben können, ist verständlicherweise ein Mangel, den es zu beseitigen gilt.

Dies kann beispielsweise durch Vorsehen eines Tiefpaßfilters bewerkstelligt werden, welcher die zur Ansteuerung des Takt signalgenerators der Datenempfangsstation bestimmten Steuer signale vor deren Anlegen an den besagten Taktsignalgenerator einer Tiefpaßfilterung unterzieht.

Der Aufbau einer derartigen Taktsignalgeneratoransteuerung ist in Fig. 8 veranschaulicht.

Der zu regelnde Taktsignalgenerator, d. h. der in der Daten empfangsstation untergebrachte Taktsignalgenerator, der das zu synchronisierende Taktsignal erzeugt, ist in einem in der Fig. 8 mit dem Bezugszeichen 30 bezeichneten Block unter gebracht. Der Taktsignalgenerator sei in diesem Fall ein spannungsgesteuerter Kristalloszillator (VCXO), dessen Aus gangssignal A eine Frequenz aufweist, welche von einer einge gebenen Steuerspannung CV abhängt.

Im Block 30 ist ferner ein Zähler CNT untergebracht, welcher in Abhängigkeit vom durch den Kristalloszillator VCXO gene rierten Taktsignal zählt. Der Zählstand des Zählers CNT wird dabei pro Taktzyklus des generierten Taktsignals um 1 erhöht.

Der Zählstand des Zählers CNT wird einem Differenzbildungs glied 10 zugeführt, welchem auch die durch die jeweiligen Timestamps repräsentierten Zählstände (Eingangssignal E) zu geführt Werden, und in welchem jeweils nach dem Empfang eines Timestamps die Differenz zwischen den einander definitions gemäß zugeordneten Zählständen gebildet wird.

Das Ausgangssignal des Differenzbildungsgliedes 10 wird in einem Tiefpaßfilter 20 einer Tiefpaßfilterung unterzogen und von dort als die Steuerspannung CV an den Taktsignalgenerator ausgegeben. Die Tiefpaßfilterung dient dazu, sprunghaft ver änderte Ansteuerungen des Kristalloszillators VCXO, die ins besondere beim Auftreten von Jitter-Phänomenen vorkommen kön nen, zu verhindern; der Tiefpaßfilter 20 glättet das aus der Differenzbildungseinheit 10 erhaltene Differenzsignal, ge nauer gesagt den zeitlichen Verlauf desselben und sorgt auf diese Weise dafür, daß der störende Einfluß der Jit ter-Phänomene in Grenzen gehalten wird.

Das Vorsehen des besagten Tiefpaßfilters hat andererseits jedoch den Nachteil, daß Änderungen der Frequenz des Takt signals der Datensendestation sich unter Umständen nur all mählich oder überhaupt nicht auf die Frequenz des zu synchron nisierenden Taktsignals der Datenempfangsstation auswirken.

Darüber hinaus dauert es nach dem Einschalten oder Rücksetzen der Datenempfangsstation relativ lange, bis diese synchron mit der Datensendestation läuft.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, das Verfahren gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 derart Weiterzubilden, daß einerseits eine Reduzierung von durch das Auftreten von Jitter-Phänomenen verursachten Synchronisationsstörungen, andererseits aber gleichzeitig eine exakte und schnelle Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation auf das Taktsignal der Datensendestation ermöglicht werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die im kennzeichnen den Teil des Patentanspruchs 1 beanspruchten Merkmale gelöst.

Demnach ist vorgesehen, daß in der Datenempfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten eine die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende Größe geschätzt wird, und daß ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator basierend auf dem dabei erhaltenen Schätzwert angesteuert wird.

Anders als bei herkömmlichen Synchronisierungsverfahren wird bei dem erfindungsgemäßen Verfahren also nicht unmittelbar der (gegebenenfalls geglättete) Differenzverlauf zwischen den jeweils aktuellen Zählständen der in der Datensendestation und in der Datenempfangsstation vorgesehenen Zähler, sondern ein eine Frequenz charakterisierender Schätzwert zur An steuerung des Taktsignalgenerators verwendet, der das zu synchronisierende Taktsignal erzeugt.

Indem bei der besagten Schätzung nicht nur die jeweils ak tuellen, sondern auch die zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten bzw. Timestamps berücksichtigt werden, können abrupte Sprünge in der Ansteuerung des Taktsignalgenerators bei Bedarf leicht verhindert werden. Der Einfluß des Auftretens von Jit ter-Phänomenen auf die Synchronisierung ist dadurch erheblich reduzierbar, und zwar ohne Einbußen in der Fähigkeit der Anpaßbarkeit des zu synchronisierenden Signal s an Veränderun gen des Taktsignals, auf welches zu synchronisieren ist; das Taktsignal, auf das zu synchronisieren ist, d. h. das Takt signal der Datensendestation verändert sich nämlich während des normalen Betriebes allenfalls sehr allmählich, so daß das zu synchronisierende Taktsignal zur Aufrechterhaltung der Synchronisation keiner sprungartigen Änderung bedarf.

Andererseits kann jedoch das betrachtete System nach dem Ein schalten oder einem Rücksetzen entgegen dessen sonstigem Ver halten sehr schnell (sprungartig) in einen Synchronisations zustand gelangen. Anfangs, d. h. unmittelbar nach dem Ein schalten oder Rücksetzen des Systems stehen nämlich zunächst überhaupt keine, und dann erst nur wenige zuvor erhaltene Zeitmarken-Daten zur Schätzwertermittlung zur Verfügung, so daß die im "normalen" Betrieb angestrebte und insbesondere auf der Berücksichtigung der zurückliegenden Verhältnisse be ruhende träge Reaktion des Systems noch nicht oder nur einge schränkt vorhanden ist.

Es wurde mithin ein Verfahren gefunden, welches es ermög licht, daß einerseits eine Reduzierung von durch das Auf treten von Jitter-Phänomenen verursachten Sychronisations störungen, andererseits aber gleichzeitig eine exakte und schnelle Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangs station auf das Taktsignal der Datensendestation erzielbar sind.

Darüber hinaus kann die Reaktionszeit des Systems auf Verän derungen des Taktsignals, auf welches synchronisiert werden soll, mittels einer unterschiedlich starken Berücksichtigung von jüngeren und älteren Zeitmarken-Daten auf äußerst einfa che Art und Weise eingestellt bzw. verändert werden. Berück sichtigt man z. B. jüngere Zeitmarken-Daten stärker als ältere Zeitmarken-Daten, so reagiert das System schneller (weniger träge) als wenn alle Zeitmarken-Daten beispielsweise in dem gleichen Umfang berücksichtigt würden.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbeispie len unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 Blockschaltbilder von Schaltungen zur Berechnung von in die Schaltung gemäß Fig. 3 eingegebenen Hilfs variablen,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer in der Schaltung gemäß Fig. 3 mehrfach verwendeten Hilfsschaltung,

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Schätzung einer die Frequenz des Taktsignals der Datensende station charakterisierenden Größe gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Synchronisie rung eines zu synchronisierenden Taktsignals der Datenempfangsstation unter Schätzung einer die Fre quenz des Taktsignals der Datensendestation charak terisierenden Größe gemäß einem zweiten Ausführungs beispiel der Erfindung,

Fig. 5 ein Blockschaltbild, das den inneren Aufbau eines in der Schaltung gemäß Fig. 4 verwendeten Blocks 550 zeigt,

Fig. 6 ein Blockschaltbild, das den inneren Aufbau von in der Schaltung gemäß Fig. 4 verwendeten Blöcken 510 und 560 zeigte

Fig. 7 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Auswirkung von Jitter-Phänomenen auf die Timestamp-Über tragung(en), und

Fig. 8 ein Blockschaltbild zur Erläuterung einer bekannten Timestamp-Verarbeitung in der Datenempfangsstation.

Die Erfindung wird nachfolgend an einem nach dem MPEG-2-Stan dard arbeitenden System beschrieben. Allerdings möge dies nicht als Einschränkung des Einsatzes der Erfindung in nach diesem Standard arbeitenden Systemen verstanden werden. Die Erfindung ist vielmehr ganz allgemein überall dort einsetz bar, wo es gilt, ein Taktsignal mit einem anderen Taktsignal zu synchronisieren.

Das Taktsignal, auf welches synchronisiert werden soll, sei wiederum das von einer Datensendestation verwendete Takt signal; das auf dieses Taktsignal zu synchronisierende Takt signal sei das in einer Datenempfangsstation generierte Takt signal.

Die Synchronisierung des zu synchronisierenden Taktsignals erfolgt unter Verwendung von Zeitmarken-Daten bzw. Time stamps, die wie bisher in gewissen zeitlichen Abständen, die gleichbleibend oder variierend groß sein können, zwischen die zu übertragenden Nutzdaten eingestreut von der Datensende station zur Datenempfangsstation übertragen werden. Insoweit besteht zwischen den bekannten Synchronisierungsverfahren und dem vorliegend beschriebenen erfindungsgemäßen Synchronisie rungsverfahren kein Unterschied. Bezüglich weiterer Einzel heiten, insbesondere Einzelheiten zur Timestamp-Generierung und zur Timestamp-Übertragung kann daher auf die einleitend gemachten Ausführungen und die Definition des MPEG-2-Stan dards (beispielsweise in den ISO/IEC-Normen) verwiesen wer den.

Anders als bei der in der Fig. 8 gezeigten bekannten Takt signalgeneratoransteuerung wird der das zu synchronisierende Taktsignal generierende Taktsignalgenarator jedoch unter Ver wendung eines eine Frequenz charakterisierenden Schätzwertes angesteuert.

Ein geeigneter Schätzwert ist hierbei ein die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierender Schätz wert.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen repräsentiert die ser Schätzwert die (geschätzte) Frequenz des Taktsignals der Datensendestation selbst oder - insbesondere sofern die Soll frequenz dieses Taktsignals bekannt ist - die (geschätzte) Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von dessen bekannter Sollfrequenz.

Der besagte Schätzwert kann - gegebenenfalls nach Umsetzung desselben in ein geeignetes Steuersignal (Steuerspannung, Steuerstrom etc.) - mittelbar oder unmittelbar zur Ansteue rung des das zu synchronisierende Taktsignal generierenden Taktsignalgenerators verwendet werden. Ob und inwieweit es hierzu einer weiteren Verarbeitung des Schätzwertes bedarf, richtet sich in erster Linie nach dem vom Taktsignalgenerator erwarteten Steuersignal. Unabhängig davon kann der Schätzwert jedoch selbstverständlich beliebigen Modifikationen und/oder Weiterverarbeitungen vor dessen Verwendung zur Taktsignal generator-Ansteuerung unterworfen werden.

Die Bildung des besagten Schätzwertes erfolgt in der Daten empfangsstation unter zumindest teilweiser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Da ten bzw. Timestamps. Wie und unter welchen Überlegungen hierbei im einzelnen vorgegangen werden kann, wird nachfol gend anhand zweier Ausführungsbeispiele detailliert beschrie ben.

Es wird nun zunächst unter Bezugnahme auf die Fig. 1 bis 3 ein erstes Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen Verfah rens beschrieben.

Ausgangspunkt der nachfolgenden Ausführungen ist ein Zeit punkt t′₀ = 0, zu dem der Zähler der Datensendestation einen Anfangszählstand c₀ aufweisen möge und ab dem von der Daten sendestation in regelmäßigen oder variierenden zeitlichen Ab ständen fortlaufend die bereits erwähnten Timestamps ausgege ben werden, wobei sich der Zählstand c_n, der durch einen n-ten Timestamp repräsentiert wird, als

c_n = c₀ + (f_c + Δf) · t′_n, n1 (1a)

ausdrücken läßt, wobei
c₀ der bereits erwähnte Anfangs-Zählstand,
f_c die Sollfrequenz (im betrachteten Ausführungsbeispiel 27 MHz) des Taktsignals der Datensendestation,
Δf eine Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Daten sendestation von dessen Sollfrequenz, und
t′_n der auf t′₀ bezogene Zeitpunkt, zu dem der Zähler der Datensendestation den als Timestamp versandten Zählwert c_n aufweist,
sind.

Die von der Datensendestation zu den Zeitpunkten t′_n ausgege benen Timestamps, genauer gesagt das jeweils letzte Bit des selben, werden in der Datenempfangsstation zu Zeitpunkten t_n empfangen, welche auf einen dem Zeitpunkt t′₀ entsprechenden Zeitpunkt t₀ bezogen sind.

Die auf t₀ bezogenen Zeitpunkte t_n entsprechen im Idealfall den auf t′₀ bezogenen Zeitpunkten t′_n. Dieser Idealfall liegt jedoch, wie eingangs bereits erläutert wurde, aufgrund des Auftretens von Jitter-Phänomenen häufig (meistens) nicht vor. In der Praxis gilt daher der Zusammenhang

t_n = t′_n + t_jitter,n (1b)

wobei t_jitter,n das durch das Jitter-Phänomen verursachte Aus maß der Laufzeitschwankung des jeweils n-ten Timestamps auf dessen Weg von der Datensendestation zur Datenempfangsstation repräsentiert.

Die Gleichung (1a) läßt sich demnach also auch wie folgt schreiben:

c_n = c₀ + (f_c + Δf)·(t_n - t_jitter,n), n1 (1c)

Für große Werte von n ist der mit wachsenden Werten für n wachsende Wert für t_n sehr viel größer als der zwar ebenfalls von n abhängige, aber nicht mit n wachsende Wert von t_jitter,n; für sehr große n kann daher t_jitter,n vernachlässigt werden, so daß die Gleichung (1c) mit hinreichender Genauigkeit als

c_n = c₀ + (f_c + Δf)· t_n, n»1 (1d)

schreibbar ist.

Durch das Weglassen von t_jitter in Gleichung (1d) ergibt sich trotz allem eine Differenz zwischen den durch die jeweiligen Timstamps repräsentierten Zählständen c_n und den nach Glei chung (1d) berechneten Zählständen. Diese Differenzen sind jedoch wie t_jitter selbst dem Vorzeichen und dem Betrag nach schwankend, so daß die über einen längeren Zeitraum gebildete Summe der jeweiligen Differenzen gegen 0 geht; dieser Effekt wird insbesondere in der später erläuterten Gleichung (2) ausgenutzt.

Von den in der Gleichung (1d) verwendeten Größen sind in der Datenempfangsstation c_n und t_n bekannt, da sie dem jeweiligen Inhalt und dem jeweiligen Empfangszeitpunkt des n-ten Time stamps entsprechen; die Sollfrequenz f_c sei im vorliegenden Ausführungsbeispiel in der Datenempfangsstation (z. B. auf grund einer entsprechenden Voreinstellung) ebenfalls bekannt. Die Werte für c₀ und Δf sind in der Datenempfangsstation un bekannt und werden daher, wie noch im einzelnen beschrieben werden wird, durch eine Schätzung in der Datenempfangsstation ermittelt.

Der Schätzwert für Δf ist bei bekannter Sollfrequenz f_c des Taktsignals, auf welches zu synchronisieren ist, eine die Frequenz dieses Taktsignals charakterisierende Größe und kann, wie vorstehend bereits angedeutet wurde, aus diesem Grund mittelbar oder unmittelbar zur Ansteuerung des Takt signalgenerators der Datenempfangsstation (zur Regelung der Frequenz des zu synchronisierenden Taktsignals) herangezogen werden. Alternativ kann hierfür jedoch auch die Summe aus der bekannten Frequenz f_c und der geschätzten Frequenz Δf zur An steuerung des Taktsignalgenerators verwendet werden.

Der Schätzwert für c₀ wird einerseits benötigt, um ermitteln zu können, ob und gegebenenfalls um wieviel die durch die Timestamps repräsentierten Zählstände c_n von den Zählständen abweichen, die unter Verwendung der besagten Schätzwerte für c₀ und Δf nach Gleichung (1d) berechnet werden können. Dies wird später noch ausführlicher erläutert werden.

Die Schätzwerte für c₀ ermöglichen aber andererseits auch direkt oder indirekt (über die dadurch geschaffene Möglich keit der Berechnung von korrigierten, d. h. von Jitter-phäno men-Einflüssen befreiten Zählständen c_n) die exakte Fest legung (Korrektur) der vorstehend bereits erwähnten Bezugs zeitpunkte in der Datenempfangsstation und/oder die genaue Bestimmung der seit einem Bezugszeitpunkt verstrichenen Zeit. Dies ist von hohem Interesse, weil durch die Datensende station bestimmt werden kann, daß bestimmte Daten von der Datenempfangsstation exakt eine vorbestimmte Zeit nach dem besagten Bezugszeitpunkt aus zugeben bzw. weiterzuverarbeiten sind.

Die unbekannten Werte für c₀ und Δf werden im vorliegenden Ausführungsbeispiel allgemein gesprochen unter Minimierung einer Summe von Quadraten von Werten (Fehlern) geschätzt, welche die Unterschiede zwischen den durch Zeitmarken-Daten repräsentierten Verhältnissen und den unter Verwendung der Schätzwerte errechneten Verhältnissen in der Datensende station charakterisieren.

Die die besagten Unterschiede charakterisierenden Werte sind hier Zählstandsdifferenzen, die sich aus einer Gegenüber stellung der durch die Zeitmarken-Daten repräsentierten Zähl stände und der unter Verwendung der Schätzwerte nach Glei chung (1d) errechneten Zählstände ergeben.

Es wird jedoch bereits an dieser Stelle darauf hingewiesen, daß dies nicht die einzige Möglichkeit ist, zu den besagten Schätzwerten zu gelangen.

Als zu minimierende Summe hat sich die Verwendung von

als besonders vorteilhaft erwiesen, wobei
c_n der durch den n-ten Timestamp repräsentierte Zählstand,
Δ_N der zum Zeitpunkt des N-ten Timestamps geschätzte Wert für Δf,
_{0, N} der zum Zeitpunkt des N-ten Timestamps geschätzte Wert für c₀, und
γ ein Wichtungsfaktor zur individuellen Wichtung der ein zelnen Summenelemente
sind.

Die geschätzten Werte Δ_N und _{0, N} hängen von N, also der An zahl der bei der Schätzung berücksichtigten bzw. berücksich tigbaren Timestamps ab. Je größer N ist, desto genauer ist in der Regel die Übereinstimmung der Schätzwerte mit den tat sächlichen Werten.

Eine besondere Beachtung verdient die Einführung des exponen tiellen Wichtungsfaktors γ in Gleichung (2). Der Wichtungs faktor γ bestimmt, mit welcher Wichtung die jeweiligen qua drierten Fehler in die zu minimierende Summe der Fehler quadrate eingehen.

Je kleiner der Wert für γ gewählt wird, desto (relativ) schwächer werden weiter zurückliegende (ältere) Verhältnisse gegenüber kürzer zurückliegenden (jüngeren und aktuellen) Verhältnissen berücksichtigt. Der Wert für γ bestimmt damit indirekt, wie schnell sich das System auf aktuelle (tatsächliche oder scheinbare) Veränderungen der Verhältnisse einstellt. Will man den Einfluß des Jitter-Phänomens auf die Synchronisierung ausschalten, verleiht man dem System vor zugsweise eine träge Reaktion auf aktuelle Veränderungen der Verhältnisse. Eine derartige träge Reaktion, die sich durch Festlegung von γ auf 1 oder etwas kleiner als 1 einstellen läßt, eliminiert den sprungartige Veränderungen des Takt signals, auf das synchronisiert werden soll, vortäuschenden Einfluß der Jitter-Phänomene; sie beeinträchtigt andererseits aber nicht die Qualität der Synchronisation, denn das Takt signal, auf welches synchronisiert werden soll, genauer ge sagt die in erster Linie interessierende Frequenz desselben ändert sich im "normalen" Betrieb entweder überhaupt nicht oder allenfalls äußerst langsam (maximal mit 0,075 Hz/s beim MPEG-2-Standard), so daß keine sprungartigen Anpassungen in der Synchronisation erforderlich sind. Die durch γ einge stellte Trägheit wirkt sich jedoch nicht oder jedenfalls in erheblich verringertem Umfang auf die Synchronisierung nach dem Einschalten oder dem Rücksetzen des Systems aus, denn zu diesen Zeiten liegen naturgemäß noch keine älteren Verhält nisse vor, so daß die Synchronisation anfangs unter aus schließlicher Berücksichtigung von aktuellen und nur wenigen jüngeren Verhältnissen erfolgt, was zumindest zu Beginn ein sprungartiges und damit sehr schnelles Einsynchronisieren zu läßt. Ein gezieltes Rücksetzen des Systems während des "nor malen" Betriebs oder vergleichbare andere in etwa gleich wirkende Maßnahmen ermöglichen es, daß die besagten sprung artigen Anpassungen bei Bedarf auch während des "normalen" Betriebs zugelassen werden.

Wählt man γ kleiner als 1, so kann dadurch der unter Umstän den positive Effekt erzielt werden, daß die aktuellen und jüngeren Verhältnisse stärker berücksichtigt werden als die weiter zurückliegenden (älteren) Verhältnisse. In diesem Fall kann es sich eventuell auch als vorteilhaft erweisen, wenn γ^N-n zusätzlich so festgelegt wird, daß ein unterer Grenzwert nicht unterschritten wird.

Die Festlegung von γ auf Werte kleiner als 1 wirkt sich auch insofern vorteilhaft aus, als insbesondere das Ergebnis der Summenbildung nach Gleichung (2) ein vergleichsweise kleiner Wert bleibt, der erkennbar einen relativ geringen Aufwand für dessen Speicherung und Handhabung erfordert.

Die Heranziehung der unter Verwendung der Gleichung (2) als Ausgangspunkt ermittelten Schätzwerte für die Synchronisation ist also in idealer Weise dazu geeignet, eine schnelle und exakte Synchronisierung unter Elimination von durch Jit ter-Phänomene hervorgerufene Einflüssen zu erzielen.

Für die Durchführung der Minimierung der durch die Gleichung (2) repräsentierten Summe der gewichteten Fehlerquadrate ist es hilfreich, einige Hilfsvariablen einzuführen.

Zunächst werden ein auf einer Summe von exponentiell gewich teten Zählständen (Timestamp-Inhalten) basierender (gewichteter) Durchschnitts-Zählwert _N und eine auf einer Summe von exponentiell gewichteten Timestamp-Empfangszeiten basierende (gewichtete) Durchschnitts-Timestamp-Empfangszeit _N eingeführt und als

definiert.

Setzt man den Wichtungsfaktor γ in Gleichung (3) auf 1, so erhält man

Als weitere Hilfsvariablen werden die Differenz

und der laufende quadratische Zeitterm

eingeführt, wobei sich letzterer für γ=1 vereinfacht

schreiben läßt.

Die Berechnung der in den Gleichungen (3) bis (7) definierten Hilfsvariablen gestaltet sich unter Umständen relativ aufwen dig, weil hierzu für jeden der N zu berücksichtigenden Time stamps dessen jeweiliger Inhalt c_n und dessen Empfangszeit punkt t_n abrufbar sein müssen. Dies kann insbesondere dann, wenn N sehr groß gewählt wird, aufgrund des entsprechend hohen Speicherbedarfs eine relativ umfangreiche Hardware er fordern, weshalb es in gewissen Fällen vorzuziehen sein kann, die Hilfsvariablen gemäß den Gleichungen (3) bis (7) so zu definieren, daß die Werte für den Zeitpunkt N+1 allein basie rend auf den entsprechenden Werten zum Zeitpunkt N und N+1, also rekursiv berechnet werden können. Die Größe des bereit zustellenden Speicherplatzes wird dadurch unabhängig von N und kann auf ein Minimum reduziert werden. Darüber hinaus lassen sich die Hilfsvariablen infolge der erheblichen Ver ringerung der jeweils zu verrechnenden Datenmenge wesentlich schneller berechnen.

Die gefundene Umformulierung der in den Gleichungen (3) bis (7) definierten Hilfsvariablen in durch eine rekursive Be rechnung ermittelbare Hilfsvariablen führt zu dem Ergebnis, daß sich die in den Gleichungen (3) und (4) definierten ge wichteten Durchschnitts-Timestamp-Empfangszeiten und Durch schnitts-Timestamp-Inhalte auch

oder (für γ=1)

bzw.

oder (für γ=1)

schreiben lassen, und daß sich die in den Gleichungen (6) und (7) definierten quadratischen Zeitterme auch

oder (für γ=1)

schreiben lassen.

Verwendet man die zuvor definierten Hilfsvariablen, so lassen sich Δ_N und _{0, N} unter Minimierung (Nullsetzen) der Summe nach Gleichung (2) näherungsweise als

oder - nach der rekursiven Methode - als

bzw.

berechnen bzw. abschätzen.

Eine Möglichkeit der schaltungstechnischen Realisierung zur Berechnung der Schätzwerte nach den Gleichungen (15) und (16) ist in den Fig. 1 bis 3 veranschaulicht.

Die Fig. 1 betrifft die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (5), (8) bzw. (9), (10) bzw. (11) sowie (12) bzw. (13).

Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (5) und (8) bzw. (9) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Blockschaltbild in Fig. 1A gezeigt ist.

Gemäß der Darstellung in der Fig. 1A werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für q die Gleichung (8) oder (9) aus führende Signalverarbeitungsschaltung 110, ein Verzögerungs glied 120 und ein Addierer 130 benötigt, die wie gezeigt ver schaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.

Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (10) bzw. (11) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Block schaltbild in Fig. 1B gezeigt ist.

Gemäß der Darstellung in der Fig. 1B werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für γ die Gleichung (10) oder (11) aus führende Signalverarbeitungsschaltung 210 und ein Ver zögerungsglied 220 benötigt, die wie gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.

Die Berechnung der Hilfsvariablen nach den Gleichungen (12) bzw. (13) kann durch eine Schaltung erfolgen, deren Block schaltbild in Fig. 1C gezeigt ist.

Gemäß der Darstellung in der Fig. 1C werden hierfür eine je nach dem gewählten Wert für γ die Gleichung (12) oder (13) aus führende Signalverarbeitungsschaltung 310 und ein Ver zögerungsglied 320 benötigt, die wie gezeigt verschaltet und mit Signalen beaufschlagt sind.

In der Fig. 2 ist eine dort und in der Fig. 3 mit CFT be zeichnete Hilfsschaltung gezeigt, die aus drei Eingangs signalen c, f und t das Ausgangssignal o = c - f · t berechnet.

Die beispielsweise nach der Fig. 1 berechneten Hilfs variablen und weitere Eingangsgrößen lassen sich unter Ver wendung der in Fig. 2 gezeigten Hilfsschaltung und zusätzli chen Standard-Schaltungen derart miteinander verrechnen, daß im Ergebnis die nach den Gleichungen (15) und (16) berechne ten Schätzwerte Δ_N und _{0, N} erhalten werden.

Dies ist in Fig. 3 veranschaulicht. Gemäß der Darstellung in der Fig. 3 erfolgt die Schätzwertberechnung unter Verwendung von in der Fig. 2 gezeigten Hilfsschaltungen 410, 420 und 490, einem Subtrahierer 430, Addierern 450 und 480, Multipli zierern 440 und 460 und einem Verzögerungsglied 470, die wie in der Figur gezeigt verschaltet und mit Signalen beauf schlagt sind.

Die auf die beschriebene Art und Weise erhaltenen Schätzwerte eignen sich, wie vorstehend bereits erläutert wurde, hervor ragend für eine qualitativ äußerst hochwertige (bei Bedarf besonders schnelle und ansonsten sehr genaue bzw. störungs unanfällige) Synchronisation eines Taktsignals auf ein ande res Taktsignal und lassen dadurch relativ einfach eine Besei tigung der den bekannten Synchronisationsverfahren anhaften den Nachteile zu.

Es folgt nun unter Bezugnahme auf die Fig. 4 bis 6 die Beschreibung eines zweiten Ausführungsbeispiels des erfin dungsgemäßen Verfahrens.

Der die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation cha rakterisierende Schätzwert wird bei diesem zweiten Ausfüh rungsbeispiel in zwei Schritten ermittelt, nämlich einem Berechnungsschritt und einem sich daran anschließenden Filterschritt.

Im Berechnungsschritt wird unter Verwendung der Differenz (Δets) von durch zwei Timestamps repräsentierten Zählständen und der Zeit (Δt), die vom Empfang des einen Timestamps bis zum Empfang des anderen Timestamps vergangen ist, die (scheinbare) Frequenz (f_raw) des Taktsignals der Datensende station berechnet. Berücksichtigt man dabei, daß sich die besagte Zeit Δt aus der Differenz (Δdts) der Zählstände des Datenempfangsstations-Zählers, welche dieser beim Empfang der zur Ermittlung von Δets herangezogenen Timestamps innehatte, und unter Verwendung der Frequenz (f_vcxo) des in der Daten empfangsstation erzeugten, zu synchronisierenden Taktsignals ausdrücken läßt (Δt = Δdts/f_vcxo), so läßt sich die im Berech nungsschritt ausgeführte Berechnung der scheinbaren Frequenz f_raw des Taktsignals, auf welches synchronisiert werden soll, durch

ausdrücken, wobei
f_raw die scheinbare Frequenz des Taktsignals der Datensende station,
Δets die Differenz von durch zwei Timestamps repräsentierten Zählständen,
Δt die zwischen den Empfangszeitpunkten der zur Berechnung von Δets herangezogenen Timestamps verstrichene Zeit,
Δdts die Differenz zwischen den zu den besagten Empfangszeit punkten der besagten Timestamps erreichten Zählstände des Zählers der Datenempfangsstation, und
f_vcxo die Frequenz des in der Datenempfangsstation generier ten, zu synchronisierenden Taktsignals (und vorzugsweise zugleich der Wert, durch den der das Taktsignal generie rende Taktsignalgenerator angesteuert wird)
sind.

Beispielsweise aus Gründen der Genauigkeit kann es sich (wie auch schon beim ersten Ausführungsbeispiel) als vorteilhaft erweisen, nicht mit den Frequenzen f_raw und f_vcxo der Takt signale der Datensendestation und der Datenempfangsstation selbst, sondern mit Abweichungen Δf_raw und Δf_vcxo derselben von deren bekannter Sollfrequenz zu arbeiten, welche im vorlie genden Ausführungsbeispiel wiederum 27 MHz betragen möge. Der Zusammenhang zwischen den Frequenzen f_raw und f_vcxo der Takt signale selbst und den Abweichungen Δf_raw und Δf_vcxo derselben von deren bekannter Sollfrequenz läßt sich durch

f_raw = 27 MHZ + Δf_raw, f_vcxo = 27 MHZ + Δf_vcxo (102)

ausdrücken.

Setzt man Gleichung (102) in Gleichung (101) ein, so erhält man als Ergebnis

Sowohl f_raw nach Gleichung (101) als auch Δf_raw nach Gleichung (103) sind grundsätzlich dazu geeignet, als Grundlage zur An steuerung eines das zu synchronisierende Taktsignal erzeugen den Taktsignalgenerators zu dienen. Allerdings sind diese Größen noch vom Jitter-Phänomen beeinflußt, was durch den sich an den Berechnungsschritt anschließenden Filterschritt bereinigt wird.

Die im Filterschritt erfolgende Filterung der im Berechnungs schritt berechneten Signale f_raw bzw. Δf_raw bezweckt eine nach trägliche Korrektur derselben. Genauer gesagt sollen durch den Filterschritt (Fehl-)Berechnungen korrigiert werden, die insbesondere darauf beruhen, daß die empfangenen Timestamps dem Einfluß von Jitter-Phänomenen ausgesetzt sind.

Bei den weiteren Erläuterungen wird nun davon ausgegangen, daß mit den Abweichungen von den bekannten Sollfrequenzen ge arbeitet wird, daß also Δf_raw der Wert ist, der der Filterung zu unterwerfen ist. Es wird jedoch nochmals darauf hingewie sen, daß die Berechnung und Weiterverarbeitung der Takt signalfrequenz f_raw ebenso möglich ist.

Aus Δf_raw wird im Filterschritt eine von Störeinflüssen be freite Größe Δf_filter erzeugt. Waren die Timestamps bei deren Übertragung von der Datensendestation zur Datenempfangs station keinen Störungen durch Jitter-Phänomene etc. ausge setzt, so ist - jedenfalls im stationären Zustand - Δf_raw =Δf_filter; andernfalls unterscheiden sich die genannten Größen.

Erreichbar ist dies, und hierin liegt eine der wesentlichen Besonderheiten des beschriebenen Schätzwertermittlungsverfah rens, durch den Einsatz eines adaptiven Filters, dessen Aus gangssignal Δf_filter für den n-ten Timestamp sich nach der For mel

Δf_filter,n = Δf_filter,n-1 + α_n (Δf_raw,n - Δf_filter,n-1) (104)

berechnen läßt, wobei
Δf_filter,n das einen n-ten Timestamp betreffende Ausgangs signal Δf_filter des adaptiven Filters,
Δf_filter,n-1 das einen (n-1)-ten Timestamp betreffende Ausgangs signal Δf_filter des adaptiven Filters,
Δf_raw,n das einen n-ten Timestamp betreffende Eingangs signal Δf_raw in das adaptive Filter, und
α_n ein den n-ten Timestamp betreffender Filterkoeffi zient bzw. Wichtungsfaktor des adaptiven Filters
sind.

Das adaptive Filter wird für n = 0 mit dem Wert Δf_filter,n = 0 initialisiert.

Wenn der Filterkoeffizient α gleich 1 ist, sind das Eingangs signal und das Ausgangssignal identisch, erfolgt also keine Filterung. Wenn der Filterkoeffizient α gleich 0 ist, ist das Ausgangssignal unabhängig vom Eingangssignal eine Konstante (Δf_filter,n-1). Der im vorliegenden Ausführungsbeispiel verwen dete Filterkoeffizient ist zeitlich veränderlich (kontinuierlich abnehmend) festgelegt. Eine gute Wahl des Filterkoeffizienten (x besteht in dessen Festlegung auf

Für den ersten, zweiten, dritten . . . Timestamp werden dadurch kontinuierlich abnehmende Filterkoeffizienten α₁, α₂, α₃, . . . von 1, 1/2, 1/3 . . . erhalten.

So lange n klein ist, also nach dem Einschalten oder Rück setzen des Systems, werden demnach große Filterkoeffizienten verwendet, wodurch der Einfluß des in das adaptive Filter eingegebene Signal (Δf_raw) auf das Ausgangssignal (Δf_filter) relativ groß ist, so daß die Synchronisation, zumindest die anfängliche Grob-Synchronisation des zu synchronisierenden Taktsignals sehr schnell vonstatten gehen kann. Mit zunehmen den Werten für n, also mit dem Übergang des Systems zum "normalen" Betrieb, werden die Filterkoeffizienten immer kleiner und die Reaktion des Systems auf tatsächlich oder scheinbar veränderte Verhältnisse in der Datensendestation immer schwächer und träger.

Um zu verhindern, daß das System überhaupt nicht mehr auf Veränderungen reagiert (für sehr große n geht α gegen 0), kann vorgesehen werden, einen unteren Grenzwert für den Filterkoeffizienten α festzulegen, der nicht unterschritten werden darf. Die Veränderung des Filterkoeffizienten ist dadurch derart begrenzbar, daß der Einfluß der im Berech nungsschritt berechneten Größe (Δf _raw) auf das Ausgangssignal (Δf_filter) des adaptiven Filters ein gewisses Mindestmaß nicht unterschreitet.

Das im Filterschritt generierte Ausgangssignal Δf_filter eignet sich, wie vorstehend bereits erwähnt wurde zur Ansteuerung eines das zu synchronisierende Taktsignal erzeugenden Takt signalgenerators.

Es kann aber auch, wie nachfolgend noch unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert werden wird, einer nochmaligen Modifikation oder Filterung unterworfen werden, bevor es als Steuersignal zur Steuerung des Taktsignalgenerators verwendet wird.

Eine mögliche praktische Realisierung der beschriebenen Ab schätzung der in der Datensendestation herrschenden Verhält nisse und der darauf basierenden Synchronisierung des zu synchronisierenden Taktsignals ist in Fig. 4 veranschau licht.

Der Taktsignalgenerator, der das zu synchronisierende Takt signal erzeugt, ist in einem mit dem Bezugszeichen 550 be zeichneten Taktsignalgeneratorblock untergebracht. Der innere Aufbau dieses Blocks ist in Fig. 5 veranschaulicht.

Gemäß Fig. 5 besteht der Taktsignalgeneratorblock 550 aus einem Digital-Analog-Wandler 551, dem Taktsignalgenerator in Form eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators (VCXO) 552 und einem Zähler 553.

Der Digital/Analog-Wandler 551 erzeugt aus dem digitalen Ein gangssignal Δf_vcxo die zur Ansteuerung des Kristalloszillators erforderliche analoge Größe (Spannung, Strom etc.). Der Digi tal/Analog-Wandler 551 ist so skaliert oder skalierbar, daß die durch das Eingangssignal Δf_vcxo repräsentierbaren Fre quenzwerte (bzw. die dadurch repräsentierten Abweichungen von einer Sollfrequenz), in diejenigen analogen Größen umgesetzt werden, die den Taktsignalgenerator zur Generierung der ge wünschten Frequenz veranlassen.

Der Kristalloszillator 552 reagiert auf die eingegebene Span nung in der Weise, daß die Frequenz des von diesem generier ten Taktsignals von dieser abhängt.

Der Zähler 552 ist der bereits mehrfach erwähnte Zähler der Datenempfangsstation. Er wird von dem vom Kristalloszillator generierten, zu synchronisierenden Taktsignal in der Weise angesteuert, daß dessen Zählstand pro Taktzyklus des besagten Taktsignals um 1 erhöht wird. Das Ausgangssignal des Zählers ist das den jeweiligen Zählstand desselben repräsentierende Signal dts (decoder time stamp), welches vorstehend bereits mehrfach erwähnt wurde.

Das Signal dts wird in einer Differenziereinheit 560 nach der Zeit differenziert. Ein möglicher innerer Aufbau der Diffe renziereinheit ist in Fig. 6 dargestellt. Demnach besteht die Differenziereinheit 560 aus einem Differenzbildungsglied 561 und einem Verzögerungsglied 562. Das Ausgangssignal des Differenzbildungsgliedes 561, welches zugleich das Ausgangs signal der Differenziereinheit 560 ist, ist die Differenz zwischen dem aktuellen dts-Wert und einem vorhergehenden (durch das Verzögerungsglied 562 verzögerten) dts-Wert. Genauer gesagt handelt es sich dabei um das vorstehend eben falls bereits mehrfach erwähnte Signal Δdts. Das Ausmaß der durch das Verzögerungsglied 562 bewirkten Verzögerungszeit ist variabel; sie beginnt und endet jeweils mit dem Empfang eines Datensendestations-Timestamps ets (encoder time stamp).

Das von der Differenziereinheit 560 erzeugte Signal Δdts wird in eine Frequenzberechnungseinheit 520 eingegeben.

Ebenfalls in die Frequenzberechnungseinheit 520 wird das von der vorhergehenden Beschreibung schon bekannte Signal Δets. Dieses Signal Δets ist das Ausgangssignal einer wie in Fig. 6 gezeigt aufgebauten Differenzierschaltung 510, in welcher die Differenz zwischen den Zählständen des Zählers der Daten sendestation gebildet wird, welche durch den aktuellen Time stamp und dem vorhergehenden Timestamp repräsentiert werden.

Schließlich wird in die Frequenzberechnungseinheit 520 auch noch das in den den Taktsignalgeneratorblock 550 eingegebene Steuersignal Δf_vcxo eingegeben. Hier macht es sich positiv bemerkbar, daß die Ansteuerung des Taktsignalgenerators über den Umweg der Ermittlung von Δf_vcxo, also der Abweichung er folgt, die das zu generierende Taktsignal von der bekannten Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation haben soll. Der Wert von Δf_vcxo ist nämlich einerseits im Rahmen der durchzuführenden Ansteuerung des Taktsignalgenerators relativ einfach zu ermitteln und weiterzuverarbeiten, andererseits aber aufgrund dessen für die Synchronisierung sehr bedeut samen Inhalts wie beispielsweise in der in der Fig. 4 ge zeigten Schaltung mehrfach verwendbar.

Die Frequenzberechnungseinheit 520 ist diejenige Einheit, in welcher der zuvor beschriebene Berechnungsschritt durchge führt wird. D.h., sie berechnet unter Verwendung der eingege benen Signale Δdts, Δets, Δf_vcxo und der ihr bekannten oder ebenfalls eingegebenen Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation (27 MHz) nach Gleichung (103) die Frequenz Δf_raw.

Die besagte Frequenz Δf_raw wird in ein adaptives Filter 530 eingegeben, welches das zuvor bereits mehrfach erwähnte adap tive Filter zur Durchführung des Filterschrittes ist.

Das in das adaptive Filter 530 eingegebene Signal Δf_raw wird dort unter Verwendung der Gleichungen (104) und (105) zu Δf_filter weiterverarbeitet. Dieses Signal Δf_filter, das von dem zuvor berechneten, aber unter Umständen von Störungen beein flußten Signal Δf_filter abweichen kann, beruht auf einer in der Regel sehr guten Schätzung der in der Datensendestation herr schenden Verhältnisse. Es ist genauer gesagt eine die Fre quenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisie rende Größe und eignet sich als daher sehr gut als Grundlage zur Ansteuerung des Taktsignalgenerators. D.h., Δf_filter könnte bereits anstelle von Δf_vcxo in den den Taktsignalgenerator enthaltenden Block 550 eingegeben werden.

Im vorliegenden Ausführungsbeispiel wird Δf_filter aber zunächst in eine Zählstandsanpassungseinheit 540 eingegeben, in wel cher dieses Signal in das letztlich der Taktsignalgenerator ansteuerung zugrundegelegte Signal Δf_vcxo umgesetzt wird.

Durch die besagte Umsetzung soll erreicht werden, daß die Zählstände ets und dts der Zähler des Datensendestation und der Datenempfangsstation identisch sind oder zumindest ein gleichbleibende Differenz aufweisen. Dies kann insbesondere deshalb von nicht unerheblicher Bedeutung sein, weil der Zählstand des Zählers der Datenempfangsstation dazu heran gezogen werden kann, um definierte Bezugszeitpunkte fest zulegen und/oder eine ab dem Bezugszeitpunkt verstrichene Zeit zu bestimmen.

Eine gleichbleibende Differenz zwischen den genannten Zähl ständen ist durch die Synchronisierung des Taktsignals der Datenempfangsstation allein nicht zuverlässig erzielbar, denn jede auch noch so kurze Fehlsynchronisation führt zu einer Veränderung der Zählstandsdifferenz, die durch Angleichung der Frequenz des zu synchronisierenden Taktsignals an die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation nicht mehr rückgängig machbar ist.

Noch schwieriger ist es, eine Identität der Zählstände zu er reichen und aufrechtzuerhalten. Aufgrund unterschiedlicher Phasenlagen der zu synchronisierenden Taktsignale kann es nämlich selbst bei vollkommen gleichfrequenten Taktsignalen vorkommen, daß die Zählstände eine zwar gleichbleibende, aber nichtsdestotrotz störende Differenz aufweisen.

Die Zählstandsanpassungseinheit 540 modifiziert das in sie eingegebene, auf die Taktsignalsynchronisierung hin opti mierte oder jedenfalls geeignete Signal Δf_filter bei Bedarf und erzeugt basierend darauf das in den Taktsignalgeneratorblock 550 eingegebene Signal Δf_vcxo, welches, wie vorstehend bereits erwähnt wurde, ein Maß für die gewünschte Abweichung der Fre quenz des durch den Taktsignalgenerator 552 erzeugten Takt signals von der bekannten Sollfrequenz des Taktsignals der Datensendestation repräsentiert. Genauer gesagt wird durch die Zählstandsanpassungseinheit ein Signal Δf_vcxo erzeugt, durch welches dann, wenn die Zählstände eine von der Soll differenz abweichende Differenz aufweisen, der Taktsignal generator derart angesteuert wird, daß das durch diesen erzeugte Taktsignal so lange eine von der Frequenz des ersten Taktsignals abweichende Frequenz aufweist, bis die Zählstände die gewünschte Solldifferenz aufweisen.

Das durch die Zählstandsanpassungseinheit 540 erzeugte, bei Zählstandsdifferenzen (ets - dts ≠ 0) gegenüber Δf_fiter modi fizierte Signal Δf_vcxo berechnet sich nach

wobei

worin
ets_n-dts_n die einen n-ten Timestamp betreffende Differenz ets-dts,
T eine obere Grenze des zeitlichen Intervalls zwi schen den Empfangszeitpunkten zweier aufeinander folgender ets-Werte, und
F eine Konstante wie die maximal mögliche (zulässige) Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Daten sendestation von deren Sollfrequenz
sind.

Die auf diese Weise durchgeführte Zählstandsanpassung ist in sofern vorteilhaft, als anders als beispielsweise bei einem Überschreiben des Zählstandes, bei einem zwischenzeitlichen Anhalten oder einem vorübergehenden Zählen in veränderten Schritten, kein Zählstand ausgelassen wird oder mehrfach auf tauchen kann. Gleichzeitig wird durch das Festsetzen der Kon stanten auf die genannten oder ähnliche Werte erreicht, daß einerseits keine ungedämpften Schwingungen in der Zähl standsdifferenz auftreten können, und daß andererseits keine nennenswerte Störung der Taktsignalsynchronisierung verur sacht wird.

Zusammenfassend zum zweiten Ausführungsbeispiel kann resü miert werden, daß auch auf diese Art und Weise ermittelte (geschätzte) Steuergrößen hervorragend für eine qualitativ äußerst hochwertige (bei Bedarf besonders schnelle und anson sten sehr genaue bzw. störungsunanfällige) Synchronisation eines Taktsignals auf ein anderes Taktsignal geeignet sind und dadurch relativ einfach eine Beseitigung der den bekann ten Synchronisationsverfahren anhaftenden Nachteile zulassen.

Claims

1. Verfahren zum Synchronisieren eines in einer Daten empfangsstation zu generierenden Taktsignals mit einem in einer Datensendestation verwendeten Taktsignal, wobei die Synchronisierung jeweils unter Auswertung des Wertes und des Zeitpunktes des Empfangs von taktsignalfrequenzabhängige Zählstände repräsentierenden Zeitmarken-Daten erfolgt, welche der Datenempfangsstation von der Datensendestation über mittelt werden, dadurch gekennzeichnet,
daß in der Datenempfangsstation unter zumindest teilwei ser Berücksichtigung der jeweils aktuellen und der zuvor empfangenen Zeitmarken-Daten eine die Frequenz des Takt signals der Datensendestation charakterisierende Größe geschätzt wird, und
daß ein das zu synchronisierende Taktsignal erzeugender Taktsignalgenerator basierend auf dem dabei erhaltenen Schätzwert angesteuert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierende Größe die Abweichung der Frequenz des Taktsignals der Datensendestation von deren Sollfrequenz ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bildung des Schätzwertes unter Minimierung einer Summe von Quadraten von Werten erfolgt, welche die Unter schiede zwischen den durch Zeitmarken-Daten repräsentierten Verhältnissen und den unter Verwendung der Schätzwerte errechneten Verhältnissen in der Datensendestation charak terisieren.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Quadrate der die Unterschiede charakterisierenden Werte mit unterschiedlicher Wichtung in die Summenbildung eingehen.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Wichtung um so schwächer wird, je weiter die durch die jeweiligen Werte charakterisierten Unterschiede in der Vergangenheit liegen.

6. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Bildung des Schätzwertes durch eine auf den aktuellen Zeitmarken-Daten basierende Berechnung der die Frequenz des Taktsignals der Datensendestation charakterisierenden Größe und Filtern der berechneten Größe unter Verwendung eines adaptiven Filters bewerkstelligt wird.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des adaptiven Filters zumindest von der im Berechnungsschritt berechneten Größe und dem jeweils vorhergehenden Ausgangssignal des adaptiven Filters abhängt.

8. Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des adaptiven Filters von einem Wich tungsfaktor abhängt, dessen Größe zeitlich derart verändert wird, daß der Einfluß der im Berechnungsschritt berechneten Größe auf das Ausgangssignal des adaptiven Filters nach dem Einschalten oder Rücksetzen des Systems zunächst relativ groß ist, mit fortschreitender Zeit aber immer weiter abnimmt.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitabhängig veränderte Größe des Wichtungsfaktors derart begrenzt ist, daß der Einfluß der im Berechnungs schritt berechneten Größe auf das Ausgangssignal des adapti ven Filters größer oder gleich einem bestimmten Mindestmaß ist.

10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Ermittlung der Schätzwerte zumindest teilweise nach einem eine rekursive Schätzwertermittlung gestattenden Algo rithmus erfolgt.