DE2115958C3

DE2115958C3 - Variable Verzögerungsanordnung zur Einstellung der Phasenbeziehung zwischen zwei Signalen

Info

Publication number: DE2115958C3
Application number: DE2115958A
Authority: DE
Inventors: Robert P. Menlo Park Calif. MacKenzie
Original assignee: Ampex Corp
Current assignee: Ampex Corp
Priority date: 1970-04-01
Filing date: 1971-04-01
Publication date: 1984-10-04
Also published as: SE378960B; NL166833C; DE2115958A1; US3763317A; BE765010A; DE2115958B2; NL7104369A; GB1352937A; CA932035A; JPS5731826B1; FR2088995A5; NL166833B

Description

JO Die Erfindung betrifft eine variable Verzögerungsanordnung zur Einsteilung der Phasenbeziehung zwischen zwei Signalen, gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruchs 1.
Derartige Verzögerungsanordnungen werden vorzugsweise zur Korrektur von Zeitbasisfehlern in sich wiederholenden Signalen verwendet. Video- und Radarsignale sind Beispiele für derartige, sich wiederholende Signale, in denen eine Analogsignal-Information und sich in bekannten periodischen Intervallen wieder'nolende Synchronsignale enthalten sind.

Videosignale setzen sich aus sich wiederholenden Synchronsignalen mit mehreren unterschiedlichen Zeittaktperioden zusammen. Die Synchronsignale mit der kleinsten Frequenz bzw. der längsten Periode ireten mit Videofeld-Folgefrequenz auf, wobei ein einzelnes Videcfeld ein vollständiges, sich aus zwei ineinandergeschalteten Halbbildern zusammengesetztes Videobild enthält und jedes Halbbild aus einer großen Anzahl von Videozeilen gebildet ist. Höherfrequente Synchronsignale treten daher mit Halbbildfrequenz oder mit Zeilenfolgefrequenz auf Um eine Stabilität im resultierenden Fernsehbild zu erhalten, müssen die Synchronsigna Ie mit konstanter Folgefrequenz auftreten. Wenn sich dL· mittlere Frequenz der Synchronsignale über vorgegebene Grenzen hinaus ändert oder wenn eine abrupte Änderung in der Zeittrennung zwischen benachbarten Signalen vorhanden ist, so ergibt sich eine Verzerrung im Fernsehbild. In Systemen, in denen abwechselnd zwei oder mehr Fernsehsignal auf einen Fernsehempfänger gegeben werden sollen, müssen die entsprechenden Synchronsignale jedes Fernsehsignals darüber hinaus untereinander eine feste Phasen- und Frequenzsynchronisation besitzen, um Bildverzerrungen beim Schalten von einem Videosignal auf das andere zu vermeiden.

Zur Korrektur voi. Zeilbasisfehlern in Videosignalen sind verschiedene Anordnungen bekanntgeworden. In jeder dieser Anordnungen ist zur Reduzierung des Zeitbasisfehlers in bezug auf ein BezuEssignal oder ein an-

deres Videosignal eine geregelte und variable Verzögerung des Videosignals vorgesehen. Beispielsweise ist aus der US-Patentschrift 30 17 4b2 eine Anordnung /ur Sei· voregelung eines Videobandgerätes bei Wiedergabe bekanntgeworden, bei der das wiedergegebene Videosignal mit einem Bezugssignal synchronisiert wird. In einem solchen Fall dient der Aufzeichnungsmechanisnuis selbst zur variablen Signalverzögerung. Für feinere Zeitbasisfehler-Korrekturen, welche durch elektroniechanischc Servomechanismen nicht mehr beherrschbar ^|() sind, sind spannungsabhängige elektronische Verzögerungsleitungen vorgesehen worden, wie dies beispielsweise in den US-Patentschriften 32 02 769 und 31 00 816 beschrieben i-,t. Die bekannten Anordnungen arbeiten zwar im Rahmen der für sie vorgegebenen Zweckbe- ¹^ Stimmungen zufriedenstellend. Sie sind jedoch darüber hinaus mit Beschränkungen behaftet, welche ihre Verwendung zur Korrektur aller Arten und Größen von /.oilhnsisfrhlrrn wir¹ up *;ich beiⁿic!sweise bei der S^VP.-chronisation von Fernsehsignalen aus verschiedenen Quellen ergeben, nicht möglich macht. Beispielsweise sind mit spannungsabhängigen Verzögerungsleitungen extrem feine Zeitbasisfehler-Korrekturen, wie sie beispielsweise für Farbfernsehsignale erforderlich sind, möglich, sie sich dabei jedoch auf zu kleine Gesamtverzögerungsbereiche in der Größenordnung von mehreren Mikrosekunden beschränken. Für eine kontinuierlich variable Verzögerungsleitungsanordnung müssen die Signale für eine volle Synchronisation von zwei Fernsehsignalen zunächst in einen Phasenabweichungs- ^J0 bereich von wenigen Mikrosekunden gebracht werden, was in vielen Fällen bei vorhandenen Anordnungen unmöglich oder unpraktisch zu erreichen ist.

Neben den vorgenannten kontinuierlich variablen Verzögerungsanordnungen sind auch Anordnungen ^J5 verwendet worden, in denen eine Vielzahl von in Serie oder parallelgeschalteten festen Verzögerungsleitungen selektiv an- und abgeschaltet werden, um eine stufenförmige variable Verzögerung des Fernsehsignals zu erreichen. Mit derartigen Anordnungen ist zwar eine gewisse Vergrößerung des Verzögerungsbereichs erreichbar; nichtsdestoweniger macht aber die große Anzahl von für brauchbare Verzögerungsbereiche erforderlichen Verzögerungsabschnitten eine praktische Anwendung derartiger Anordnungen wenig sinnvoll. Darüber hinaus sind die zur Verbindung der verschiedenen Verzögerungseinheiten verwendeten Schaltschemata entweder zu aufwendig oder zu unzuverlässig.

So ist es allgemein bekannt. Verzögerungsstufen mit unterschiedlichen charakteristischen Verzögerungszeiten in Serie zu ehalten (US-PS 33 17 831) und die Gesamtverzögerungszeit durch Schalter änderbar zu gestalten, deren Schaltstellung entsprechend dem von einer Phasenmeßanordnung gemessenen Phasenunterschied zwischen zwei Signalen gesteuert wird. Die Verzögerungszeit der mittels der Schalter in unterschiedlichen Kombinationen miteinander verbindbaren Verzögerungsstufen kann hierbei in binärer Reihenfolge geordnet sein (DE-PS 12 75 579). In diesem Zusammenhang ist es auch bekannt (DE-AS 11 65 067), das Um- ^ω schalten in vorgegebenen Schaltzeitpunkten vorzunehmen, bei Videosignalen beispielsweise innerhalb der Austastlücke.

Bei den bekannten Verzögerungsanordnungen kann es bei Änderungen der Phasenbeziehung zwischen dem zu verzögernden Signal und dem Bezugssignal zu Phasensprüngen im verzögerten Signal kommen, die erheblich größer als der kleinste Verzögerungsschritt der Verzögeriingsstufen sind. Bei Umschalten auf neue Kombinationen von Verzögeriingsstufen erscheint das verzögerte Signal erst nach Ablauf der Verzögerungszeit der neu eingestellten Kombination am Ausgang. Zu solchen Signalausfällen kommt es zumindest beim Umschalten in einer der beiden Variationsrichtungen. Dies ist insbesondere beim Ausgleich von Zeitbasisfehlern von Videosignalen nachteilig, da hier beim Übergang von einer voreilenden Phasenbeziehung zu einer nacheilenden Phasenbeziehung zwischen dem zu verzögernden Signal und dem Bezugssignal die Signalausfallzeit in der Größenordnung einer ganzen Videozeile liegt.

Aus der DE-PS 12 91 358 ist schließlich eine Verzöge rungsanordnung bekannt, mit deren Hilfe Pasenfehler des Farbsynchronsignals eines von einem Speicher abgenommenen Farbfernsehsignals korrigiert werden können. Mittels eines Schalters kann zusätzlich zu einer variablen Laufzeitkette eine feste Laufzeitkette in Serie

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zögerungsbereich der variablen Laufzeitkette so verändern, daß er in der Mitte des Arbeitsbereichs eines die variable Laufzeitkette steuernden Phascnvcrglcichers liegt. Die Umschaltung erfolgt anschließend an den Phasenvergleich in derselben Austastiücke vor dem Auftreten des Farbsynchronsignal* abhängig von der Größe der Phasenabweichung. Da der Verzögerungsbereich der variablen Laufzeitkette wesentlich kleiner als die Daue' der Austastlücke ist, fallen beim Umschalten auftretende Signalausfälle nicht ins Gewicht.

Aufgabe der Erfindung ist es. eine Verzögerungsanordnung der in der DE-PS 12 75 579 beschriebenen Art. bei welcher zur Einstellung de) Phasenbeziehung zwischen zwei Signalen Verzögerungsstufen mit unterschiedlicher charakteristischer Verzögerungszeit in Serie kombinierbar in den Weg eines der Signale geschaltet werden, so zu verbessern, daß zumindest bei langsamer Phasenänderung eine phasenstörungsfreie Korrektur des Phasenfehlers ermöglicht wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs I gelöst.

Bei einer derartigen Verzögerungsanordnung werden die verschiedenen Verzögerungsstufen so geschaltet, daß bei der Umschaltung auf eine neue Kombination in beiden Variationsrichtungen und für sämtliche Kombinationsmöglichkeiten die durch die kleinste schrittweise Änderung zwangsweise bedingte Signalausfallzeit nicht überschritten wird. In jeder der Kombinationen von Verzögerungsstufen tritt das verzögerte Signal bereits nach der kleinsten charakteristischen Verzögerungszeit am Ausgang auf.

Bei Videosignalen, deren Videozeilenfrequenz sich geringfügig von einer durch ein Bezugs-Zeittaktsignal festgelegten Zeilenfrequenz unterscheidet, kann auf diese Weise unter Aufrechterhaltung eines gleichbleibenden Zeitabstands zwischen den jeder Videozeile vorausgehenden Horizontalsynchronsignalen eine volle Zeile wiederholt, aber auch übersprungen werden. Bei entsprechender Bemessung der charakteristischen Verzögerungszeiten können auch Halbbilder oder Vollbilder der Videoinformaiionen übersprungen oder wiederholt werden, ohne daß dabei der Verlust an Bildqualität unzulässig hoch wird.

Die Verzögerungsanordnung ist insbesondere in der Fernsehsendetechnik verwendbar. Wie bereits obenstehend erwähnt, kann mit Hilfe der Verzögerungsanordnung das in einer lokalen Station erzeugte und mit dem lokalen Bezugsgenerator dieser Station synchronisierte

Videosignal mit dem Videosignal einer anderen Station synchronisiert werden. Darüber hinaus kann mit Hilfe der Verzögerungsanordnung die Zeitbasis von Videosignalen, welche von Videobandgeräten mit spiralförmiger Abstasiung erzeugt werden, in einem den Senderqualitätsnormen entsprechenden Maß korrigiert werden. Es können aber auch Videosignale, die von verschiedenen Quellen, wie beispielsweise Videobandgeräten, Sx.jdiokameras, auswärtigen Kameras und Stationen usw. stammen, synchronisiert werden. Diese Signale können, nachdem sie einmal synchronisiert worden sind, abwechselnd ohne Verlust der Bildsynchronisaiion der Fernsehempfänger gesendet oder /ur Erzeugung von Überblendungen. T_ricküberblendungen oder anderen Spezialeffekten ohne Verlust an Bildstabilität kombiniert werden.

Im folgenden soll ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anhand von Zeichnungen näher erläutert werden. Es zeigt:

F i g. 1 ein generelles Blockschaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung zur Korrektur von Zeitbasisfehlern in einem Fernsehsignal,

F i g. 2 eine graphische Darstellung von in der Anordnung nach Fig. 1 auftretenden Video- und Bezugssignalen,

Fig. 3 ein Blockschaltbild, in dem die Komponenten der Anordnung nach F i g. 1 genauer dargestellt sind,

Fig. 4 ein Schaltbild, aus dem im einzelnen ein in binärer Ordnung geschaltetes Verzögerungsleitungsnetzwerk und eine Zeitbasisfehler- bzw. Phasenfehler-Meßanordnung ersichtlich sind,

F i g. 5 eine graphische Darstellung von in den Komponenten nach F i g. 4 bei der Verzögerung des ankommenden Videosignals auftretenden Signalen,

F i g. 6 ein Blockschaltbild, das im einzelnen die Komponenten zeigt, weiche zum Aufbau eines Abschnittes des Verzögerungsnetzwerks nach F i g. 4 verwendet werden,

F i g. 7 ein Blockschaltbild eines in der Phasenmeßanordnung nach F i g. 4 verwendeten Einheitsbildes,

F i g. 8 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform einer Komponente der Meßanordnung nach Fig. 4,

F i g. 9 ein Blockschaltbild einer weiteren Komponente der Meßanordnung nach F i g. 4,

Fig. 10 ein detailliertes Blockschaltbild einer weiteren Komponente der in F i g. 4 dargestellten Schaltung und

F i g. 11 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung mit gegenüber der Ausführungsform nach Fig. 1 vergrößerter Verzögerungskapazität.

Mit der erfindungsgemäßen Ausführungsform nach Fig. 1 ist eine Zeitsynchronisation eines von einer Quelle 11 gelieferten Videosignals mit einem von einer Quelle 12 gelieferten Bezugssignal möglich. Die Synchronisation wird durch eine Folge von in Kaskade geschalteten Verzögerungsschaltungen herbeigeführt, wobei in diesem Falle eine um eine Videozeile verzögernde Verzögerungsschaltung 14, eine geschaltete Verzögerungsschaltung mit in Segmenten unterteilter Leitung 14 und eine kontinuierlich variable Verzögerungsschaltung 16 vorgesehen sind. Die Verzögerungsschaltungen 14 und 16 werden von einer digital-phasenvergleichenden Schaltung 17 br.v.

einer Analog-Phasenvergleichsschaltung 18 angesteuert, um eine relative Verzögerung des Videosignals in bezug auf das Bezugssignal herbeizuführen, so daß an einem Ausgang 19 der Verzögerungsschaltung 16 ein in der Zeitbasis korrigiertes bzw. phasensynchronisiertes Videosignal abnehmbar ist. An Stelle einer Bezugssignalquelle 12, welche beispielweise ein Kristall-Signalgencrator sein kann, kann auch eine andere Videosignalquelle vorgesehen werden, mit dessen Ausgangssignal das Signal der Quelle 11 in der Phase anzupassen ist.

In dem Diagramm nach Fig. 2 sind die in der Anordnung nach F i g. 1 auftretenden hauptsächlichen Signale dargestellt. Ein von der Quelle 11 geliefertes Videosignal 21 enthält einen Horizontal-Austastimpuls 22 mit einem Horizontal-Synchronirnpuls 23 sowie ein Farbsynchronsignal 24, das um eine Zeile vor einer analogen Bildinformation 25 liegt. Aufgabe der erfindungsgemäßen Anordnung nach Fig. 1 ist es nun, die zwischen benachbarten Huruuiiial-Synchronimpulsen auftretenden Segmente des Signals 21, wie beispielsweise das aus dem Impuls 23, dem Farbsynchronsignal 24 und der Analoginformation 25 bestehende Signalsegment zeitlich so zu verschieben, daß die Horizontal-Synchronimpulse mit entsprechenden, von der Bezugssignalquelle 12 gelieferten Impulsen 26 zeitlich zusammenfallen. Dies wird dadurch erreicht, daß das Signal 21 zeitlich variabel so verzögert wird, daß jede Zeile der darin enthaltenen Signalinformation mit einem der Zeilenbezugsimpulse von der Quelle 12 synchronisiert wird.

Um die geforderte Verzögerung für die Verschiebung der Zeile des Signals 21 festzulegen, werden die Horizontal-Synchronimpulse zur Bildung einer Folge von getrennten Horizontal-Synchronimpulsen (beispielsweise Impuls 23') vom Signal 21 abgetrennt. Der Zeitunterschied T₁ zwischen dem Synchroninipuls 23' und dem nachfolgender·. Bezugs-Synchror.-impuls 26 wird mit der Phasenvergleichsschaltung 17 gemessen. Diese erzeugt ein digitales Wort TW₁, das den durch die Verzögeiungsschaltung 14 bereitzustellenden, geforderten Betrag an Verzögerung festlegt, um den Video-Synchronimpuls 23 mit einem der Bezugs-Synchronimpulse 26 in zeitliche Koinzidenz

zu bringen. Um den Operationsablauf, bei dem zunächst der Phasenfehler gemessen und in Abhängigkeit davon der geforderte Verzögerungsbetrag festgelegt wird, zu vereinfachen, wird das Videosignal 21 durch die Verzögerungsschaltung 13 mit

fester Verzögerung geschickt. Die feste Verzögerung dieser Verzögerungsschaltung 13 entspricht zeitlich einir vollen Videozeile, wobei diese Verzögerung zwischen der Messung der Zeit T₁ und der Einstellung der geschalteten Verzögerungsschaltung 14 auf TW₁ stattfindet. Das Videosignal 21 erscheint daher am Ausgang der Verzögerungsschaltung 13 derart, daß der Horizontal-Syr.chronimpuls 23 und die zu diesem gehörenden Signale gegenüber ihrer ursprünglichen zeitlichen Lage um eine Videozeile verschoben sind. Das Videosignal 21 wird weiterhin durch die Verzögerungsschaltung 14 um einen dem Wert TW₁ gleichen Betrag verzögert, wodurch der Synchronimpuls 23 mit dem auf den Impuls 26 nächstfolgenden Bezugs-Synchronimpuls etwa in zeitliche Koinzidenz gebracht wird. Mit anderen Worten arbeiten die Verzögerungsschaiiungen 13 und 14 sowie die Phasenvergleichsschaltung 17 so, daß der Horizontal-Synchronimpuls jeder. Zeile der Videoinformation

mit dem Bezugsimpuls etwa in zeitliche Koinzidenz gebracht wird, der unmittelbar auf den Bezugsimpuls folgt, gegen den die Phase des Horizontal-Videosynchronimpulses ursprünglich gemessen wurde.

Am Ausgang der Verzögerungsschaltung 14 erfolgt eine weitere und feinere Zeitbasis-Korrektur durch die Verzögerungsschaltung 16, welche eine von der Phasenverghichsschaltung 18 angesteuerte elektronische Spannangs-Verzögerungsleitung enthalten kann. Die Phasenvergleichsschaltung 18 liefert als Funktion einer Phasenmessung zwischen den Signalen von der Quelle 12 und dem am Ausgang der Verzögerungs schaltung 14 stehenden Videosignal ein analoges Fehlersignal.

Um die Verzögerungsschaltung 14 als Funktion des Ausgangssignals der Phasenvergleichsschaltung 17 ohne Störung des Signals 21 zu schalten, wird die kürzestmögliche, durch die Verzögerungsschaltung 14 verfügbare stufenförmig? Vcrzögeningsändsrung so gewählt, daß sie zeitlich im Bereich der vorderen Schwarzschulter 27 des Horizontal-Austastsignals 22 liegt. Darüber hinaus sind die Verzögerungsschaltung 14 und die Phasenvergleichschaltung 17 so ausgelegt, daß die in Segmente unterteilte Leitungsverzögerung lediglich zu diskreten Zeiten geändert wird, welche in festen Abständen von den Synchronimpulsen der Bezugssignalquelle 12 auftreten. Gemäß F i g. 2 wird die Verzögerungsschaltung 14 am Ende eines auf den Bezugs-Synchronimpuls 26 folgenden festen Intervalls geschaltet, das unmittelbar vor dem nachfolgenden Bezugs-Synchronimpuls und damit in oder nahe der Mitte der vorderen Schwarzschulter 27 des Horizontal-Austastimpulses 22 liegt. Dies gilt unter der Annahme, daß sich der Wert T₁ gegenüber einem vorhergehenden Phasenfehler T₀ nicht geändert hat.

Jede Videozeile wird daher zeitlich so verschoben., daß die Horizontal-Synchronimpulse mit dem Bezugsnormal synchronisiert sind. Andere Fernsehsignale, deren Zeilenfrequenzen auf den gleichen Bezug synchronisiert sind, sind daher notwendigerweise Zeile für Zeile auf das Videosignal 21 synchronisiert. Weiterhin ist bei dem hier in Rede stehenden Ausführungsbeispiel der Erfindung die gesamte Verzögerungskapazität der Verzögerungsschaltung 14 so gewählt, daß sie mindestens gleich der nominalen zeitlichen Länge einer Videozeile ist. Damit kann das Videosignal 21 zeitlich um eine volle Zeile verschoben werden, wodurch die Einordnung jedes ankommenden Videosignals, das in einem Zeilenbereich des Bczugs-Impulssignals liegt, möglich ist. Im Rahmen der Erfindung kann statt der Synchronisation von Zeile zu Zeile auch leicht eine Videosignal-Synchronisation mit Halbbild- und Vollbild-Zeittaktperioden durchgeführt werden.

Ein wesentlicher Vorteil der erfindungsgemäßen Anordnung ist in der Zusammenarbeit der Verzögerungsschaltung 14 und der Vergleichsschaltung 17 bei Zeitbasisfehlern zu sehen, welche über die Speicherkapazität der Anordnung hinausgehen.

Generell werden derartige Zeitbasisfehler dadurch korrigiert, daß die gesamte Verzögerungskapazität der Verzögerungsschaltung so gewählt ist, daß sie wenigstens einer Grundwiederholungsperiode des Signals, beispielsweise einer Videozeüe, gleich ist. Weiterhin wird dabei die VerzögerungsscNaltungl4 so geschaltet, daß eine volle Signalperiode je nach den Erfordernissen entweder übersprungen oder wiederholt werden kann, um den großen Phasenfehler zu verarbeiten. Das Grundzcitintervall zwischen den Synchronsignalen bleibt auf diese Weise erhalten, so daß Systeme, welche als Funktion der sich wiederholenden Synchronimpulse im Signal arbeiten (beispielsweise ein Fernsehempfänger), in einem richtigen Tastverhältnis zur ankommenden Signalinformation verbleiben.
Wenn der Phasenfehler des Videosignals 21 bei dem hier in Rede stehenden Ausführungsbeispiel der Erfindung zeitlich die Länge einer Zeile überschreitet, so wird je nach Bedarf eine volle Videozeüe des Signals 21 entweder übersprungen oder wiederholt. Ein derartig großer Phasenfehler tritt beispielsweise auf, wenn die Zeilenfrequenz des ankommenden Videosignals sich geringfügig von der Zeilenfrequciz des Bezugssignals unterscheidet. In Abhängigkeit von der Richtung, in der dieser Frequenzfehler auftritt, '.vird eine Vädcczcilc periodisch entweder übcrsprüngen oder wiederholt.

Auf diese Weise kann zusammen mit der erläuterten richtigen Signaleinspeisung in die Verzögerungsleitungen ein zeitliches Inkrement, das der kleinsten stufenförmigen Verzögerungsänderung entspricht, in die vordere Schwarzschulter des horizontalen Austastintervalls eingefügt oder aus dieser herausgenommen werden, um die nachfolgende Videozeüe zeitlich in die richtige Lage zu bringen, ohne daß die Vorderflanke des Horizontal-Synchronimpulses (beispielsweise Impuls 23) oder die darauffolgende analoge Bildinformation gestört wird.

Die Anordnung nach Fig. 1 ist in Fig. 3 detaillierter dargestellt. Wie F i g. 3 zeigt, umfaßt die Verzögerungsschaltung 14 mit in Segmenten unterteilter

Leitung zwei getrennte Verzögerungsleitungsnetzwerke. Dabei handelt es sich einmal um ein geschaltetes Ver7ög?rungs!eitungsnet2\verk 31 in binärer Ordnung und um ein geschaltetes angezapftes Verzögerungsleitungsnetzwerk 32. Das Netzwerk 31 be-

steht aus einer Vielzahl von festen Verzögerungsleitungen, welche unter der Wirkung eine; gesteuerten Schalteranordnung selektiv in Kaskade geschaltet werden können. Die Leitung höchster Ordnung besitzt eine Verzögerungsperiode, welche zweimal so

^4:1 groß als die der Leitung zweithöchster Ordnung ist; entsprechend nehmen die Verzögerungsperioden bis zur Verzögerungsleitung niedrigster Ordnung bzw. kürzester Verzögerungsperiode ab, so daß die verschiedenen Leitungen jeweils durch einen Faktor 2 miteinander in Beziehung stehen und damit eine binäre Ordnung aufweisen. Das Netzwerk 32 enthält eine angezapfte Verzögerungsleitung, wobei die Anzapfungen in gleichen Verzögerungsintervallen angeordnet sind. Weiterhin sind Schalter vorgesehen, um das Verzögerungssignal an einem der Abgriffe abnehmen zu können. Das Netzwerk 31 besitzt auf Grund seiner binären Ordnung eine bisher nicht erreichbare große Verzögerungskapazität unter Verwendung einer geringen Anzahl von geschalteten Verzögerungsleitungen. Der Zeitbasisfehler des ankommenden Videosignals kann daher von großen Werten bis in den Bereich des kleinsten Verzögerungsinkrementes des Netzwerks 31 vermindert werden. Das _r Netzwerk 32, das Verzögerungsinkremente mit gleichem Wert besitzt und daher eine lineare Ordnung aufweist, dient zur weiteren Reduzierung des Zeitbasisfehlers des vom Netzwerk 31 gelieferten Videosignals. Diese weitere Reduzierung reicht bis in einen

Bereich innerhalb der Möglichkeiten der elektronischen variablen Verzögerungsleitung 16, welche die endgültige Z^itbasisfehler-Feinkorrektur des Videosignals vornimmt. Das angezapfte Verzögerungsnetzwerk 32 ist für die erfindungsgemäße Anordnung nicht unbedingt erforderlich; es ist jedoch vorzugsweise in die Anordnung eingeschaltet, um keine stufenförmigen Änderungen der wirksamen Verzögerung innerhalb eines begrenzten kleinen Verzögerungsbereiches vorzusehen, in dem das Netzwerk 31 nicht gleich wirksam ist.

Um nachteilige Amplitudenänderungsefiekte im Verzögerungsweg auf Grund von charakteristischen Verzögerungsleitungsverlusten zu vermeiden, wird das von der Quelle 11 kommende Videosignal zunächst durch einen FM-Modulator 33 frequenzmoduliert und danach am Ausgang der Verzögerungsschaltung 14 durch einen FM-Demodulator 34 demoduliert. Dn in Abhängigkeit vom gewünschten fester! Verzögerungsinlertall verschiedene Typen von Verzögerungsleitui gen verwendet werden und da sich der Frequenzgang von Verzögerungsleitungstyp zu Verzögerungsleitungstyp ändert, wird die Trägerfrequenz, auf die das Videosignal aufmoduliert wird, in bestimmten Stufen verändert. Dies erfolgt im vorliegenden Ausführungsbeispiel durch einen Frequenzverdoppler 36 und einen Frequenzteiler 37. Für die hier interessierenden Verzögerungsperioden hat es sich gezeigt, daß der Modulator 33 zweckmäßigerweise eine zu modulierende Frequenz von 30 MHz liefert. Obwohl sich eine Frequenzmodulation im vorliegenden Falle als zweckmäßig erwiesen hat, können auch andere Zeitmodulationsverfahren, wie beispielsweise eine Puls-Code-Modulation (PCM), zur Anwendung kommen.

Die Vergleichsschaltung 17, welche im vorliegenden Ausführungsbeispiel zur Messung des Zeitunterschiedes eines Videoimpulses in bezug auf einen Bezugs-SynchronimpuIs dient, enthält einen Impulszeit-Umsetzer und Analogfehlergenerator 41, welcher die Signalsynchronimpulse über eine Leitung 42 von einer Horizontal-Synchronimpuls-Abtrennstufe 43 und die entsprechenden Bezugs-Synchronimpulse über eine Leitung 44 erhält. Da die Vergleichsschaltung 17 als Funktion der über die Leitungen 42 und 44 empfangenen Signale eine Vielzahl von Schaltoperationen ausführt, werden die Signal- und Bezugsimpulse durch den Impulszeit-Umsetzer und Anaiogfehlergeneratcr 41 so umgeformt, daß sie diskrete bzw. gequantelte Zeitpunkte besetzen, wodurch falsche Schaltoperationen der Vergleichsschaltung 17 durch richtige Phasenlagen der Signalimpulse und der verschiedenen Schaltübergänge vermieden werden. Das gequantelte Signal und die Bezugs-Synchronimpulse gehen über Ausgangsleitungen 46 und 47 ab; diese Signale werden im folgenden SS und RS bezeichnet, während das Signal in tatsächlicher Zeitlage und die Bezugs-Synchronimpulse mit SP bzw. RP bezeichnet werden. Eine Impulszeit-Vergleichsstufe 48 mißt den Zeitunterschied zwischen aufeinanderfolgenden SS- und ÄS-ImpuIsen und liefert ein diesem Unterschied entsprechendes digitales Wort s»uf einer Ausgangsleitung 49. Das durch diese Leitung 49 geführte digitale Wort steuert die geschalteten Verzögerungsleitungsnetzwerke 31 und 32, um eine effektive Verzögerung des Videosignals als Funktion der gemessenen Phasendifferenz T₁ herbeizuführen. Die Verzögerung ist so gewählt, daß das am Ausgang des Netzwerks 32

verfügbare Videosignal in der Phase ausreichend nahe bei dem Bezugssignal liegt, so daß die geforderte Endkorrektur durch die kontinuierlich variable Verzögerungsschaltung 16 durchgeführt werden kann. Gemäß einer besonderen Ausführungsform der Erfindung enthält die Vergleichsschaltung 17 weiterhin eine Analog-Digitalkorrekturstufe 51, welche zusammen mit einem Impulszeit-Umsetzer und Analogfehlergenerator 41 sicherstellt, daß das digitale Ausgangswort für jede Messung des Impulszeitunterschiedes durch die Impulszeit-Vergleichsstufe 48 eine genaue Darstellung des Zeitunterschiedes der SP- und RP-lmpuhe innerhalb eines Bruchteiles des am wenigsten kennzeichnenden Bits des Ausgangswortes (im vorliegenden Fall Bruchteil einhalb) ist. Speziell analysiert die Korrekturstufe 51 den Quantelungsfehler zwischen den Signalen auf den Leitungen 42 und 44 und den gequantelten Impulsen auf den Ausgangs- !ei'.up.ceri 46 und 47; wenn dieser Fehler einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt, so erfolgt eine Bitkorrektur über eine Leitung 52 zur Erhöhung der Genauigkeit des Ausgangswortes der Vergleichsstufe 48. Ausgangsleitungen 53 und 54 vom Impulszeit-Umsetzer und Analogfehlergenerator speisen die Analogfehlersignale in die Korrekturstufe £11 ein. Speziell repräsentieren diese Signale die Zeit, um die der SP-Impuls seinem zugehörigen SS-Impuls vorlief (im vorliegenden Fall als S/1L-Fehlersignal bezeichnet) sowie die Zeit, um die jeder /?P-Impuls seinem zugehörigen ÄS-Impuls vorlief (im folgenden als ΛΛΖ,-Fehlersignal bezeichnet). Für das durch die Vergleichsschaltung 17 auf der Ausgangsleitung 49 gelieferte digitale Wort ist ein am wenigsten gekennzeichnendes Bit so gewählt, daß es dem kleinsten Schaltungs-Verzögerungsinkrement der Verzögerungsschaltung 14 gleich ist. Die Korrekturstufe 51 stellt zusammen mit dem Irnpu!sze:t=Uiriseize~ und Analogfehlergenerator 41 sicher, daß dieses am wenigsten kennzeichnende Bit den tatsächlichen Zeitunterschied zwischen den Signal- und Bezugsimpulsen innerhalb eines Bruchteils, im vorliegenden Falle ± Vs des kleinsten Zeitinkrements wiedergibt.

Die Phasenvergleichsschaltung 18 führt gf ,näß Fi g. 3 eine feine Analogmessung der Phasendifierenzen zwischen dem Bezugssignal von der Quelle 12 und dem Videosignal auf einer Leitung 56 durch, nachdem die Grobphasenkorrektur durch die geschaltete Verzögerungsschaltung 14 durchgeführt ist. Zu diesem Zweck enthält die Vergleichsschaltung 18 in an sich bekannter Weise einen Treiberverstärker 57 mit vorgegebener nichtlinearer Eingangs-Ausgangscharakteristik zur Ansteuerung einer elektronischen variablen Verzögerungsleitung 58. Der Eingang des Verstärkers 57 spricht auf eine durch eine Phasenvcrgleichsstufe 59 durchgeführte Phascnfehlermessung an. Die Phasenvergleichsstufe 59 wird ihrerseits von einem Video-Horizontalsynchronsignal angesteuert, das von einer Horizontal-Synchron-Signalabtrennstufe 61 geliefert wird. Weiterhin erhält die Phasenvergleichsstufe 59 ein entsprechendes Zeilen-Bezugssynchronsignal über die Leitung 44. Diese Betriebsart wird dadurch erreicht, daß ein Schalter 62 so eingestellt wird, daß der Eingang des Vcrstärkers 57 an eine Klemme 63 der Phasenvergleichsstufe 59 liegt Für Farbvideosignale ist eine feinere Phasenkorrektur erforderlich. Für diesen Fall enthält die Vergleichsschaltung 18 eine Phasenvergleichsstufe 64, deren Eingänge an eine Farbsynchronsignal-

Abtrennstufe 66 und über eine Leitung 68 an einen Farbhilfsträger-Generator 67 angeschaltet sind, wobei der letztgenannte Farbhilfsträger-Generator 67 einen Teil der Bezugssignalquelle 12 bildet. Für Farbfernsehbetrieb wird der Schalter 62 so umgeschaltet, daß der Eingang des Verstärkers 57 an einer Klemme 69 liegt, wodurch das Farbsynchronsignal des auf der Leitung 56 stehenden Videosignals mit dem Bezugs-Farbhilfsträger vom Generator 67 verglichen wird. Als Funktion dieses Vergleichs erfolgen kontinuierlich variable Verzögerungskorrekturen durch die Verzögerungsleitung 58.

Gemäß F i g. 4 umfaßt das Verzögerungsleitungsnetzwerk 31 mit binärer Ordnung gemäß einer besonderen Ausführungsform der Erfindung eine VielzahJ von Verzögerungseinheiten bzw. -leitungen 71, 72, 73, 74_; 75 und 76. Die Verzögerungsleitungen 71 bis 76 sind so ausgewählt und zueinander angeordnet, daß sich eine effektive Verzögerung ergibt, welche wenigstens gleich der Grundzeitperiode zwischen benachbarten Synchronsignalen des Videosignals ist. Genereil gesprochen ist diese effektive Verzögerung gleich der Grundwiederholperiode des zu verzögernden Signals. Bei der hier beschriebenen Ausführungsform ist es erwünscht, Zeitbasisfehler-Korrekturen auf der Basis der Zeilenfolgefrequenz durchzuführen. Daher sind die Verzögerungsleitungen 71 bis 76 sowie das angezapfte Verzögerungsnetzwerk 32 so gewählt, daß sich eine Verzögerungsperiode ergibt, welche wenig größer als die Periode der Videosignalzeile ist. Die Periode der Videosignalzeile besitzt dabei einen Standardwert von 63,5 Mikrosekunden. Durch Auswahl der maximalen Verzögerung derart, daß sie gleich der Wiederholungsperiode ist, ergibt sich die wirksame Ausnutzung der Verzögerungsleitungen. Das am wenigsten bedeutende bzw. kleinste Verzögerungsinkrement ist in der Binärsequenz auf / = 1 Mikrosekunde eingestellt und wird durch die Leitung 76 realisiert. Die verbleibenden Verzögerungsleitungen 71 bis 75 sind daher so gewählt, daß sie Verzögerungsperioden von 32 t, 16/, 18 f, 4r bzw. 2/ ergeben. Daher ergibt sich bei einer Serienkaskade aller Verzögerungseinheiten eine maximale Zusammensetzung der Verzögerung von 63 Mikrosekunden, welche etwa einer Videozeilenpcriode entspricht.

Die Verbindung der veischiedenen Verzögerungsleitungen erfolgt durch einen ersten Satz von Schaltern 81, 82, 83, 84 und 85, welche jeweils eine gemeinsame Klemme — wie beispielsweise eine Klemme 86 des Schalters 81 — in dem Sinne besitzen, daß eine Verbindung mit dem Eingang einer folgenden Verzögerungsleitung geschaffen wird. Eine der festen Klemmen der Schalter ist jeweils an den Eingang einer vorangehenden Verzögerungsleitung angeschaltet, während die andere Klemme am Ausgang der gleichen Verzögerungsleitung liegt. Beispielsweise im Falle des Schalters 81 handelt es sich dabei um Klemmen 87 und 88, welche am Eingang bzw. am Ausgang der Verzögerungsleitung 71 liegen. Weiterhin ist ein zweiter Satz von Schaltern 91, 92, 93, 94 und 95 vorgesehen. Diese Schalter besitzen jeweils eine gemeinsame Klemme — wie beispielsweise eine Klemme 97 des Schalters 91 —, welche mit einer der Klemmen eines nachfolgenden Schalters des zweiten Schaltersatzes verbunden ist. So ist beispielsweise die Klemme 97 des Schalters 91 mit einer Klemme 98 des Schalters 92 verbunden. Die verbleibende Klemme der jeweiligen Schalter 91 bis 95 liegt jeweils am Ausgang

ίο

einer der Verzögerungsleitungen 71 bis 75; so ist beispielsweise eine Klemme 99 des Schalters 91 mit dem Ausgang der Verzögerungsleitung 71 verbunden.

Die Schalter 81 und 91 bilden einen Eingang für das Verzögerungsnetzwerk, wobei die Klemmen 87 und 100 am Eingang der Verzögerungsleitung 71 liegen, welche ebenfalls einen Eingang 101 für das Netzwerk 31 bildet. Ein Endschalter 96 dient zum Ein- oder Ausschalten der Verzögerungsleitung 76 mit dem kleinsten Binärinkrement über Klemmen 102 und 103 sowie eine gemeinsame Klemme 104, welche als Ausgang für das Netzwerk 31 dient. Die verschiedenen Schalter 81 bis 85 und 91 bis 96 werden als Funktion eines über Leitungen 49 a und 49 b von der Phasenvergleichsschaltung 17 gelieferten binären Wortes betätigt, um einen richtigen Signalverzögerungsweg durch die Leitungen 71 bis 76 zu schalten, wobei das an der Klemme 104 am Ausgang des Netzwerkes 31 erscheinende Videosignal innerhalb einer binären Verzögerungseinheit — ί = 1 Mikrosekuüde — der gewünschten synchronisierten Relation zum Bezugssignal liegt.

Bei dieser Ausführungsform werden also die Schalter 81 bis 85 und 91 bis 96 selektiv so betätigt, daß sich jede geforderte Verzögerung in Schritten von t = 1 Mikrosekunde von 0 bis 63 Mikrosekunden (0 bis 64 Mikrosekunden bei einbezogenem Verzögerungsnetzwerk 32) ergibt, wodurch die Korrektur jedes möglichen Phasenfehlers zwischen den Horizontal-Synchronimpulsen des Videosignals und dem Bezugssignal innerhalb einer Mikrosekunde möglich ist. Darüber hinaus ist bei dieser Anordnung der Verzögerungsleitungen und der Schalter zusammen mit der Phasenvergleichsschalturig 17 eine Einbeziehung von Phasendifferenzen zwischen dem Videosignal und dem Bezugssignal möglich, welche die maximale Verzögerungskapazität des Netzwerkes 31 überschreiten. Dies ergibt sich aus einem Überspringen oder einem Wiederholen einer vollen Zeilenperiode des ankommenden Videosignals.

Der Schalter 96 des Netzwerkes 31, welcher zur Ein- oder Abschaltung der Verzögerungsleitung 76 mit kleinster Verzögerung dient, ist in F i g. 4 in einer Schaltstellung dargestellt, in der die Leitung 76 aus dem Signalverzögerungsweg abgeschaltet ist. Die Schalter 91 bis 95 bilden einen selektiven Nebenschluß für die Verzögerungsleitungen 71 und 75 und werden zusammen mit dem Schalter 96 zeitlich unmittelbar vor jedem Bezugssynchronimpuls geschaltet, wenn das zeitlich richtig getaktete Videosignal am Ausgang des Verzögerungsnetzwerkes verfügbar ist. Die Schalter 81 bis 85 dienen zur Ein- oder Abschaltung der Verzögerungsleitungen 71 bis 75 und, wie im folgenden noch genauer erläutert wird, zur Speisung der Verzögerungsleitung 76.

Beim selektiven Kombinieren der Verzögerungsleitungen 71 bis 76 zur Bildung einer speziellen Kaskade ist es erforderlich, daß das zu verzögernde Videosignal in dem Sinne richtig eingespeist wird, daß die gewünschte Phase dieses Signals am Ausgang des Netzwerkes zu einem bekannten Zeitpunkt erscheint. Wenn, mit anderen Worten gesagt, eine Änderung der Gesamtverzögerung durch Änderung der in Kaskade geschalteten Verzögerungseinheiten herbeizuführen ist, so muß jede folgende Kombination von Verzögerungseinheiten das Videosignal vor dem Zeitpunkt erhalten, in dem diese Kombination durch ein Intervall, das wenigstens gleich der Änderung der

Verzögerungszeit ist, anzuschalten ist. Diese Forderung wird durch eine Sequenz von Operationen erfüllt, wobei die Schalter 81 bis 85 zu einem Zeitpunkt zu schalten sind, der dem.Schaltzeitpunkt der Schalter 91 bis 96 vorangeht; dabei muß es sich um einen Zeitunterschied handeln, welcher dem kleinsten binären Verzögerungsschritt von r = 1 Mikrosekunde entspricht. Auf Grund dieser Operationssequenz werden die verschiedenen Verzögerungseinheiten richtig mit dem ankommenden Videosignal beschickt, so daß zu einem späteren Zeitpunkt, in dem die Schalter 91 bis 96 geschaltet werden, der gewünschte Teil des Videosignals am Ausgang des Netzwerkes 31 verfügbar ist.

Jedes Paar von mit dem Ausgang der gleichen Verzögerungsleitung kombinierten Schaltern, wie beispielsweise die Schalter 81 und 91, 82 und 92, 83 und 93, 84 und 94, 85 und 95, wird gemeinsam als Funktion von gemeinsamen Steuersignalen betätigt, wobei lediglich eine Phasendifferenz in den Betätigungszeiten vorhanden ist, die hier gleich der kleinsten binären schrittförmigen Änderung der Verzögerung von t = 1 Mikrosekunde ist. Gemäß F i g. 2 werden die Schalter 91 bis 96 in einem Zeitpunkt geschaltet, welcher am Ende eines festen, auf den Bezugssynchroninipuls 26 folgenden Verzögerungsintervalls liegt. Dies entspricht einer Zeit, die unmittelbar vor dem nächstfolgenden Bezugssynchronimpuls 26 liegt. Diese Schaltzeit entspricht weiterhin einer Zeit, zu der der mittlere Teil der vorderen Schwarzschulter des horizontalen Austaktimpulses am Ausgang des Netzwerkes 31 erscheint; dies gilt unter der Annahme, daß in der Kaskadenverzögerung in bezug auf die -vorhergehende Schaltperiode keine Änderung erfolgt ist. Da die vordere Schwarzschulter des Horizontal-Synchronsignals in diesem Falle 1,6 Mikrosekunden breit und damit größer als die kleinste binäre schrittförmige Verzögerungsänderung ist, ist festzuhalten, daß das Schalten der Schalter 81 bis 85 und 91 bis 96 während dieses Intervalls die an der Seite der Horizontal-Synchronsignale liegende analoge Bildinformation nicht nachteilig beeinflußt. Dies gilt so lange, wie die geforderte und tatsächliche binäre Verzögerungsänderung von Zeilenperiode zu Zeilenperiode ein Inkrement von einer Mikrosekunde nicht überschreitet. Innerhalb der genannten Voraussetzungen werden auch die Horizontal-Synchronimpulse, wie beispielsweise der Impuls 23 nach Fi g. 2, nicht verzerrt.

Es ist daher ein Charakteristikum der erfindungsgemäßen Anordnung, daß die Schalter 81 bis 85 und 91 bis 96 lediglich zu bestimmten diskreten Taktzeiten betätigt werden und daß diese Zeiten innerhalb eines Teils des Synchronsignals des Fernsehsignals liegen. Dies gilt wiederum unter der Voraussetzung, daß die durch das Netzwerk herbeigeführte Verzögerungsänderung das kleinste binäre Verzögerungsintervall t von einer Videosynchronperiode zur nächsten nicht überschreitet. Bei einem relativ langsam sich ändernden Phasenzusammenhang zwischen dem zu korrigierenden Videosignal und dem Bezugssignal sind daher mit der in Rede stehenden Ausführungsform der Erfindung störungsfreie Zeitbasisfehler-Korrekturen im gesamten Verzögerungsbereich des Verzögerungsnetzwerkes möglich, wobei eine stufenförmige Vcr7ögerungskorrektur von einer Mikrosekunde für jede Videozeile oder weniger oft erfolgt. Dies liegt auch im Rahmen des Erfordernisses, daß die Korrek

tur mit dem variierenden Phasenfehler Schritt hält. Sind andererseits abrupte Änderungen im Phasenzusammenhang zwischen dem ankommenden Videosignal und dem Bezugssignal vorhanden, so daß sich während jedes gegebenen Videozeilenintervalls ein Phasenfehler ergibt, der größer als eine Mikrosekunde ist, so wird dieser Phasenfehler unmittelbar gemessen. Auf Grund dieser Messung werden dann die Verzögerungsleitungsnetzwerke so umgeschaltet, daß die

ίο nächste am Ausgang der Verzögerungsnetzwerke erscheinende Videozeile richtig synchronisiert ist In einem derartigen Fall unterbricht die stufenförmige Verzögerungsänderung, weiche größer als eine Mikrosekunde ist, eine Zeile der Videoinformaüon, wo-

^!5 bei die darauffolgende Videozeile auf das Bezugssignal rücks'-nchronisiert wird.

Neben den im vorstehenden erläuterten Eigf ---jxhaften des Netzwerkes 31 und der Vergleichsschaltung 17 besitzen diese Komponenten noch eine weitere wichtige Eigenschaft. Dabei handelt es sich um das Schaiien der Verzögeniügsleiiungen in dem Faiie, wenn die Videosignal-Synchronfolgefrequenz von der Bezugs-Synchronfolgefrequenz um einen durch die Phasenvergleichsschaltung 17 gemessenen Betrag ab-

weicht, welcher größer als die Verzögerungskapazität des Netzwerkes ist. In einem derartigen Fall arbeiten die Schalter 81 bis 85 und 91 bis 96 so, daß sich ein Verzögeningsübergang von Null zur maximalen Verzögerung, oder umgekehrt, ergibt, wodurch eine Wie-

derholung oder ein Überspringen einer Videozeile erfolgt. Obwohl die Verzögerungsänderung in diesem Falle offensichtlich das kleinste binäre Verzögerungsinkrement t = 1 Mikrosekunde überschreitet, erfolgt die Umschaltung der verschiedenen Schalter nichts-

destoweniger während der Horizontal-Austastsignale, so daß die verbleibenden Teile des Videosignals nicht unterbrochen werden. Erfolgt der Übergang von maximaler Verzögerung (63 Mikrosekunden) auf eine Verzögerung von Null, so wird eine Videozeile übersprungen, während bei einer Änderung von Null auf maximale Verzögerung eine Wiederholung der gleichen Videozeile erfolgt.

Nach der Grobkorrektur durch das Netzwerk 31 wird der Träger des frequenzmodulierten Videosignals durch einen Frequenzteiler 37 auf ein Viertel seiner bisherigen Frequenz herunter geteilt und danach auf den Eingang des Netzwerkes 32 gegeben. Dieses Netzwerk 32 enthält im vorliegenden Ausführungsbeispiel eine konzentrierte konstante Verzögerungsleitung 105 mit einer Gesamtverzögerungsperiodt von wenigstens ⁷/_a ι sowie Abgriffen mit gleichen Verzögercngsinkrementen von V₈ /, ²/₈ /, ³U '» Ve ' ^unc* Ve '· Andererseits kann das Netzwerk

32 auch eine Serienkaskade von Einzelverzögerungsleitungen enthalten, die jeweils eine charakteristische Verzögerung von V_s t besitzen, wobei die Abgriffe am jeweiligen Verbindungspunkt der Verzögerungsleitungen liegen. Eine Vielzahl von Schaltern 106,

_b0 107, 108, 109, 110, 111, 112 und 113 bilden eine Verbindung zwischen einem Ausgang 115 des Netzwerkes 32 sowie einem der Abgriffe und dem Eingang des Netzwerkes. Auf Grund der gleichen Verzögerungsinkremente (lineare Schritte) des Netzwerkes 32 können beim Durchlauf des Videosignals durch dieses Netzwerk stufenförmige Korrekturen vorgenommen werden, welche gleich einem Vielfachen des Inkrementes von '/„ t sind. In dieser Hinsicht ist das Netzwerk 32 flexibler als das Netzwerk

31, da Verzögerungskorrekturen in einem Bereich von Null bis t vornehmbar sind. Die Schalter 106 bis 113 werden als Funktion einer entsprechenden Anzahl von Steuersignalen betätigt, welche von einem Dekoder 114 geliefert werden. Der Dekoder 114 wird seinerseits durch binäre Signale von der Vergleichsschaltung 17 über eine Leitung 49 c angesteuert. Der Aufbau und die Wirkungsweise der Phasenvergleichsschaltung 17 wird an Hand der F i g. 4 und 5 erläutert. Der Impulszeit-Umsetzer und Analogfehlergenerator 41 enthält einen ersten Impulszeii-Umsetzer und Fehlergenerator 116, welcher durch die auf der Leitung 42 ankommenden Signalsynchronimpulse SP, beispielsweise Impuls 23' nach F i g. 5, angesteuert wird. Ein zweiter Impulszeit-Umsetzer und Fehlergenerator 117 wird entsprechend durch die über die Leitung 44 gelieferten Bezugssynchronimpulse RP, beispielsweise Impuls 26 nach F i g. 5, angesteuert. Die Impulszeit-Umsetzerschaltungen der Generatoren

116 und 117 nehmen Taktimpulse von einem Dreiphasen-Takibspulsgenerator 118 suf. Die auf Ausgangsleitungen 119, 121 und 122 verfügbaren drei Ausgangsimpulsphasen des Generators 118 werden als erster, zweiter, dritter Phasentaktimpuls Φ_ν Φ* und Φ₃ bezeichnet. Die Generatoren 116 und 117 erhalten, wie dargestellt, die zweiten Phasentaktimpulse Φ. gemeinsam über eine Leitung 121. Die drei vom Taktgenerator 118 gelieferten Phaseausgangssignale legen geeignete Phasenbeziehungen der einzelnen Schaltfunktionen der Vergleichsschaltung 17 fest, wodurch ein zuverlässiger Betrieb dieser Schaltung sichergestellt wird. Auf Grund des Zusammenarbeitend zwischen dem Taktgenerator 118 und den Impulszeit-Umsetzer und Keblergeneratoren 116 und

117 wird als Funktion eines unmittelbar vorhergehenden 5P-Impulses oder ÄP-Impulses ein zweiter Phasentaktimpuls auf die Ausgangsleitungen 46 und 47 gegeben. Dieser Sachverhalt ist in Fig. 5 durch die gequantelten Impulse SS₁ und RS₁ dargestellt, welche dem Signalimpuls 23' bzw. dem Bezugsimpuls 26 entsprechen. Die gequantelten Impulse 55* und RS₂ entsprechen den nachfolgenden 5P- und" KP-Impulsen. Auf den Ausgangsleitungen 53 und 54 werden analoge Signale SA L-₁ und RAL₁ erzeugt, weiche den durch diesen Quantelungsprozeß entsprechenden Fehlerbetrag repräsentieren.

Um eine wirksame Einheit für die Messung der Zeitseparation zwischen den gequantelten SS- und Ä5-Impulsen auf den Leitungen 46 und 47 zu erhalten, enthält die Vergleichsschaltung 17 weiterhin einen Zeit-Wort-Generator 123, welcher auf die auf der Leitung 119 vorhandenen ersten Phasentaktimpulse Φ, anspricht und ein sich kontinuierlich als Funktion der Taktimpulse Φ, änderndes regenerierendes Binärwort liefert. Dieses regenerierende binäre Zeitwort erscheint auf einer Ausgangsbinärleitung 124 und ist in F i g. 5 mit TW (S)₁) bezeichnet.

Weiterhin ist in der Phasenvergleichsschaltung 17 ein Paar von Wortregistern in Form eines S'gnalimpulsregisters 126 und eines Bezugsimpulsregisters 127 vorgesehen, welche das vom Generator 123 über die Leitung 124 gelieferte binäre Wort-Ausgangssignal {TW) in paralleler Form aufnehmen. Die Register 126 und 127 erhalten weiterhin über die Leitungen 46 und 47 die SS- bzw. ß5-Impulse, wobei sie beim Auftreten der gequantelten Impulse das auf der Ausgangsleitung 124 erscheinende augenblickliche Zeitwort speichern. Wie Fig. 5 zeigt, speichert

das Register 126 das Zeitwort /W₁ als Funktion des Signals SS₁, während das Register 127 das Zeitwort /w, als Funktion des /?5-j-Signals speichert. Die Binärdifferenz zwischen den in den Registern 126 und

127 gespeicherten Wörtern bildet eine Messung der Anzahl von Taktimpulsen, welche zwischen dem zeitlich getrennten Signal- und Bezugsimpuls auftritt, wobei diese Zeitmessung den Phasenfehler zwischen dem Videosignal und dem Bezugssignal darstellt. Die von den Registern 126 und 127 gelieferten Zeitwörter werden unter gewissen Bedingungen mittels einer Digital-Subtraktionsstufe 128 voneinander subtrahiert. Um jedoch sicherzustellen, daß das Signalimpuls-Zeitwort wie beispielsweise das durch das Register 126 festgestellte Wort Zw₁ zu einem Zeitpunkt verfügbar ist, der etwas hinter dem nächsten /?5-Impuls liegt, ist ein Signalimpuls-Speicherregister 129 vorgesehen, welches das durch das Register 126 ursprünglich festgestellte Zeitwort als Funktion eines in F i g. 5 mit LR₃ bezeichneten und in F i g. 4 auf einer i^&iung jl**.*. auLirctcnuCn » crzGgcrungsirnpuises speichert.

Die obenerwähnte Analog-Digitalfehlerkorrektur wird teilweise durch eine Eins-Addierstufe 132 durchgeführt, weiche in Serie zwischen das Register 129 und die Subtraktionsstufe 128 geschaltet hl und als Funktion eines über tine Leitung 52 a von der Analog-Digital-Korrekturstufe 51 empfangenen Impulssignals arbeitet. Entsprechend liegt im Weg des Binärwortes vom Register 127 zur Subtraktionsstufe 128 eine Eins-Addierstufe 133 in Serie, welche auf ein über eine Leitung 52 b von der Korrekturstufe 51 geliefertes Impulssignal UC₁ anspricht, wie dies in F i g. 5 dargestellt ist. Das Signalimpulswort, wie beispielsweise das Wort /κ»,, wird über eine Leitung 134 zum Register 129, über eine Leitung .136 zur Addierstufe 132 und über eine Leitung 137 zur Subtraktionsstufe

128 geführt. Entsprechend wird das Bezugsimpulswort, wie beispielsweise das Wjn TW₂, über eine Leitung 138, die Addierstufe 133 und eine Leitung 139 auf die Subtraktionsstufe 128 gegeben.

Die Subtraktionsstufe 128 führt eine binäre Subtraktion des Signalimpulswortes vom Bezugsimpulswort durch und liefert ein DirTerenzbinärwort an eine Ausgangsleitung 141. Beispielsweise repräsentiert das Differenzwort Tw_n-Tw₁ (s. Fig. 5) den Betrag, um den der Sign3limpuls 23 vor dem nächsten Bezugsimpuls 26 liegt. Dieses auf der Ausgangsleitung 141 verfügbare Differenzzeitwort wird durch eine Addierstufe geschickt, welche eine Addition mit einer konstanten Zeit in binärer Form durchführt, um bestimmte Schaltoperationen des Netzwerkes 31 zu erleichtern. Eine Leitung 143 speichert das Ausgangswort der Addierstufe 142 in ein Speicherregister 144 ein, welche das modifizierte Differenzwort so lange speichert, bis die verschiedenen Schalter der Netzwerke 31 und 32 in Übereinstimmung damit zu betätigen sind. Zu diesem Zweck wird das Binärdifferenzwort auf einen Satz von drei Schaltregistern 146, 147 und 148 gegeben, welche zur Speicherung von unterschiedlichen Bitsätzen des gesamten Binärwortes dienen, das zur Einstellung der Schalter der Netzwerke 31 und 32 auf einer Leitung 149 verfügbar ist. Die Register 146,147 und 148 werden durch sequentielle Speichersignale A und B auf Leitungen 151 und 152 bestätigt, um eine direkte Schaltsteuerung der Schalter 81 bis 85, 91 bis 96 und 106 bis 113 durchzuführen. Wie F i g. 5 zeigt, werden diese Zeit-

taktsignale A und B in Intervallen mit kleinen Abständen erzeugt, um die gewünschte Betätigungssequenz der drei Sätze von Schaltern, weiche den Ausgangsleitungen 49 α, 49 b und 49 c zugeordnet sind, herbeizuführen.

Die Analog-Digital-Korrekturstufe 51 enthält gemäß den F i g. 4 und 8 einen Analogspeicher 156, welcher das Analogfehlersignal SAL über eine Leitung 53 aufnimmt. Dieses Signal repräsentiert die Zeit, um die ein Signalimpuls SP seinem zugehörigen gequantelten Taktimpuls SS vorherläuft. Um das Signal SAL zum richtigen Zeitpunkt zu speichern, wird auf einer zu einem Eingang des Speichers 156 führenden Leitung 157 ein Ausspeicher-Operatorsignal IS₃ erzeugt. Die Korrekturstufe 51 enthält weiterhin eine Analog-Subtraktionsstufe 158 zur Subtraktion eines Bezugsfehlersignals RAL (das die Zeit repräsentiert, um die ein Bezugsimpuls RP seinem gequantelten Taktimpuls RS vorherläuft) vom Signal SAL. D:s Subtraktionsstufe 158 empfängt das Ausgangssignal des Speichers 156 über eine Verbindungsleitung 159 und das Signal RAL über eine Leitung 5*. Gemäß Fig. 5 wird das Signal SAL, durch aen Operator LS₃₁ von der Leitung 53 auf den Analogspeicher 156 übertragen. Das als Funktion der Signale RP (26) und RS₁ auf der Leitung 54 erzeugte Signal RAL₁ wird durch die Subtraktionsstufe 158 vom Signal SA L₁ subtrahiert. Das resultierende Differenzsignal wird über eine Ausgangsleitung 161 von der Subtraktionsstufe 158 auf ein Paar von Schwellwertdetektoren 162 und 163 mit entgegengesetzter Polarität gegeben. Ausgangsleitungen 164 und 165 liefern jeweils ein Signal mit diskretem Niveau, das jedesmal dann eine Zustandsänderung erfährt, wenn das analoge Eingangssignal von der Subtraktionsstufe 158 einen durch den jeweils zugehörigen Detektor 162 bzw. 163 festgelegten Schwellwert überschreitet. So erfolgt beispielsweise auf der Ausgangsleitung 164 ein Schaltübergang, welcher einen Speicher 168 dazu veranlaßt, einen Bitkorrekturimpuls zu liefern, wenn das am Ausgang der Subtraktionsstufe 158 auftretende analoge Differenzsignal einen vorgegebenen Schwellwert im negativen Polaritätssinn überschreitet. Die Leitungen 164 und 165 führen auf ein Paar von logischen Gatterspeichern 168 und 169, deren Ausgangssignale auf Ausgangsleitungen 52 α und 52 b der Korrekturstufe 51 gegeben werden. Die an die Eins-Addierstufen 132 und 133 abzugebenden logischen Signale auf den Leitungen 164 und 165 werden zu einer diskreten Takt7eit geändert, welche durch die Einspsisung eines Taktsignals LC über eine Leitung 171 in die Speicher 168 und 169 festgelegt wird. Das Signal LC zeigt an, daß ein neues Voreilungswort erzeugt wurde und daß eine dazu gehörende Korrektur durchzuführen ist.

Ist zwischen den Größen der Signale SA L und RAL eine große Differenz vorhanden, was anzeigt, daß eine entsprechend große Zeitdifferenz zwischen den SP- und /?P-Impulsen sowie den zugehörigen 55- und Ä5-Impulsen vorhanden ist, so liefert in der Korrekturstufe 51 entweder der Detektor 163 oder der Detektor 162 in Abhängigkeit von der Polarität, mit der diese Differenz auftritt, ein korrigierendes logisches Signal auf eine der Ausgangsieitungen 164 und 165. Wird diesis korrigierende, einen diskreten Signalzustand besitzende Signal in einen der zugehörigen Speicher 168 uinv 169 zum richtigen Zeitpunkt eingespeichert, so wird es entweder dem Si-

ίο

gnalimpuls-Zeitwort oder dem Bezugsimpuls-Zeitwort hinzuaddiert, was davon abhängig ist, ob die Korrektur der Zeit-Wortdifferenz am Ausgang der Subtraktionsstufe 128 zu vergrößern oder zu verkleinern ist. Speziell ist die Schaltung so ausgelegt, daß zur Vergrößerung oder zur Verkleinerung des Differenzzeitwortes ein Einer-Bit in einem der Zeitwort-Wege eingeführt wird, wenn der Betrag, um den das 5P-Signal seinem 55-SignaI vorherläuft, minus dem Betrag, um den das ÄP-Signal seinem 7?5-Signal vorherläuft, entweder negativ oder positiv größer als eine halbe Periode der Taktimpulse ist. Auf Grund der Wirkung der Korrekturstufe 51 liegt das Differenzzeitwort, das den Signal-Bezugsphasenfehler angibt, in einem Bereich zwischen dem positiven und negativen halben Zeitwert, welcher zu dem am wenigsten kennzeichnenden binären Wortbit gehört. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel handelt es sich dabei um einen Wert von ± V₁₆ Mikrosekunden. Wäre die Korrekturs\.ufe 51 nicht vorhanden, so läge die Zeitwortdifferenz lediglich genau in ei:i;m Bereich zwischen dem positiven und negativen vollen Wert des am wenigsten kennzeichnenden Bits, wobei es sich im vorliegenden Ausführungsbeispiel um einen Bereich von ± V₈ Mikrosekunden handeln würde.

Um die durch die Vergleichsschaltung 17 durchgeführten Schaltoperationen zeitlich richtig zu takten und damit eine zuverlässige Phasenmessung des ankommenden Videosignals sicherzustellen, ist ein Paar von Zeittakt-Steuerstufen vorgesehen. Dabei handelt es sich um eine Signalimpuls-Speichersteuerstufe 176 (F i g. 4 und 9) und eine Bezugsimpuls-Speichersteuerstufe 177 (Fig. 4 und 10). Die Steuerstufe 106 empfängt den gequantelten Signalimpuls SS über die Leitung 46, die drei Phasen-Taktimpulszüge über die Leitungen 119, 121 und 122 sowie ein Sperrsignal INH über eine die Steuerstufen 176 und 177 verbindende Leitung 178. Als Funktion dieser Hingangssignale liefert die Steuerstufe 176 ein Signalspeicher-Steuersignal LR 3, das eine Übertragung des Signalwor-ss vom Register 126 in das Register 129 bewirkt. Beim Signal LR 3 handelt es sich hier um einen Taktimpuls Φ₂ mit zweiter Phase, welcher kurze Zeit nach jedem gequantelten Signalimpuls SS auftritt. Wie F i g. 5 zeigt, bewirkt das Signal LR 3, eine Außenspeicherung des Wortes ZtV₁ aus dem Register 126 und seine Speicherung in das Register 129.

Die Steuerstufe 176 liefert ein Signalübertragungs-Operatorsignal L53 über eine Leitung 157 zum Analogspeicher 156, wodurch dieser jedes Analogfehlersignal SAL speichert. Das Operatorsignal L53 ist bei normalem Betrieb ein Rechteckimpuls mit ausreichender zeitlicher Breite, so daß eine volle Übertragung eines Analogfehlersignals SAL mit maximaler Amplitude in den Speicher 156 erfolgen kann. Der Impuls L53 liegt zeitlich so, daß er direkt hinter dem gequantelten Signalimpuls SS folgt.

Die Bezugsimpuls-Speichersteuerstufe 177 erhält den gequantelten bezugsimpuls RS über die Leitung 47 sowie die Dreiphasen-Taktimpulszüge über die Leitungen 119, 121. und 122. Als Funktion dieser Impulssignale liefert die Steuerstufe 177 unter anderem das Steuersignal LC auf die Leitung 171, wobei dieses Signal der Taktimpuls Φ₃ ist, welcher dem RS-Signal um mehrere fvlikrosekunden nachfolgt. Der LC-Taktimpuls wird in bezug auf den /?5-Impuls verzögert, damit die durch den Speicher 156, die Subtraktionsstufe 158 und die Detektoren 162 und 163

vorgenommenen Digital-Operationen vollständia ;uisgeführt werden können. Weiterhin liefert die Steuerstufe 177 ein Impulssignal LR 5 auf eine Ausgangslcitung 18t. durch den eine übertragung des Differenzzeitwortes vum Ausgang der Konstant-Addierstufe 142 zum Speicherregister 144 bewirkt wird. Dieser Ausspcichcrungsimpuls LRS ist ein Impuls <!>.., welcher mehrere Mikrosekunden nach dem Impuls LC und damit nach der Ausführung der Analog-Digitalkorrektur durch die Korrekturstufe 51 auftritt. Schließlich sperrt die Steuerstufe 177 die verschiedenen Signalausgänge der Steuerstufe 176 für eine vorgegebene, auf jeden gequanteltcn Bezugsimpuls RS folgende Zeiiperiode. Dieser Sperrvorgang erfolgt über die Leitung 178 mittels des Sperrimpulses //V//. welcher durch den /W-Impuls ausgelöst wird und mehrere Mikrosekunden nach diesem folgt. Durch die Sperrfunklion wird ein Verlust von SignalzeitwüiiciTi uiiu Anulugieiiiersignaien vermieden, wenn die ^S- und SS-Impulse etwa koinzident sind.

Fig. 5 zeigt beispielsweise den Betriebsablauf der Steuerstufe 177 als Funktion eines Bezugsimpulses 180, auf den unmittelbar ein Sienalimpuls 179 folet. Dabei bewirkt ein Sperrimpuls INH₁, daß ein Signalwort-Spcichcrstcucrimpuls LR 3₃ und ein Übertragungs-Operatorsignal LS3₃ so lange verzögert werden, bis die vorhergehende Analogfehlerkorrektur der Zeitwörter tw_s und Iw_x durch den Bitkorrekturimpuls UC, durchgeführt ist. Durch die Verzögerung der Signale LR 3 und LS3 werden die im Analogspeicher 156 gespeicherte analoge Information vor der Übertragung des Signals SzIL₁ und das im Register 129 gespeicherte Zeitwort vor der Speicherung des Wortes /η·₆ so lange erhalten, bis die Vergleichsschaltung 17 das Ausgangszeitwort geliefert hat, das zu dem dem Impuls 179 vorhergehenden Signal gehört. Der zurr. Bezugsirnpuls 26 gehörende Sperrimpuls INH., ist nicht erforderlich, und er hat daher auf die Verzögerung der Signale LR 3, und LS3, keinen Einfluß.

Wie oben ausgeführt, wird in der erfindungsgemäßen Anordnung die Kaskadenschaltung der verschiedenen Verzögerungsleitungen der Netzwerke 31 und 32 während des Synchronsignals des Videosignals geändert, so daß die Bildinformation oder der kritische Zeitteil des Synchronimpulses nicht gestört wird. Speziell wird der Inhalt der Schaltregister 146, 147 und 148 in der Vergleichsschaltung 17 in unmittelbar vor jedem Bezugsimpuls RP liegenden Zeitpunkten modifiziert, so daß die Schalter der Netzwerke 31 und 32 in einem Intervall arbeiten, das der vorderen Schwarzschulter des Horizontal-Zeilensynchronsignals entspricht, wie dies an Hand von Fig. 2 erläutert wurde. Aus diesem Grunde enthält die Vergleichsschaltung 17 weiterhin eine Zählerverzögerungsstufe 182. welche auf jeden gequan'elten Bezugsimpuls RS anspricht und danach so lange von der Leitung 119 gelieferte Taktimpulse Φ, zählt, bis eine vorgegebene Impulszählung erreicht ist, welche einem Intervall kurz vor dem Erwartungszeitpunkt des nächsten, vom Netzwerk 31 gelieferten Videosynchronimpulses entspricht. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist dieses Verzögerungsintervall auf 61,75 Mikrosekunden festgelegt und liegt damit unmittelbar unterhalb den einer voiien Zeiienperiode entsprechenden 63,5 Mikrosekunden. Die Zählerverzögerungsstufe 182 liefert ein impulsförmiges Speicherübertragungssigna! A auf die Leitung 151 zur

Einstellung des Registers 146, wobei das binäre Steiierwort auf Grund der vorausgegangenen Operation mittels des Impulses LR 5 im Speicherregister 144 verfügbar gemacht wird. Die zu den Registern 147 und 148 gehörenden Schalter werden eine Mikrosekunde später durch ein impulsförmiges Signal B betätigt, das gegenüber dem Impuls A durch eine Verzögerungsstufe 183 um einen festen Betrag verzögert wird. Die Verzögerungsslufe 183 liegt dabei in Serie zwischen den Leitungen 151 und 152.

Bei der an Hand der F i g. 4 und 5 erläuterten Schalteranordnung handelt es sich um eine bevorzugte Ausführungsform. Es sind jedoch auch Anwendungsfälle möglich, in denen der Phasenzusammenhang zwischen dem ersten Satz von Schaltern 81 und 85 und dem zweiten Satz von Schaltern 91 und 96 vereinfacht werden kann, ohne daß dadurch eine unzulässige Störung des verzögerten Signals auftritt. Speziell ist es möglich, eines der Register 146 und 147 sowie die Verzög:rungsstufe 183 einzusparen und die Schaltersätze 81 bis 85 und 91 bis 96 gleichzeitig ohne eine zwischengeschaltete Phasenverzögerung zu betätigen. Dies ergibt bestimmte Änderungen im Verzögerungsweg, was zu einem Intervall führt, dessen Länge gleich einer Einheitsperiode (t =- 1 Mikrosekunde) ist. Dieses Intervall folgt unmittelbar auf den Schaltzeitpunkt, wobei die Signalinformation ungenau zeitgetaktet und nicht an die nachfolgende Signalinformation angepaßt ist. In Anwendungsfällen, in denen dieser Fehler vernachlässigt oder ausgetastet werden kann, bringt die daraus resultierende Vereinfachung der Gesamtanordnung einen Vorteil.

Die vorgenannte Operation ist in Fig. 5 an Hand von Impulsen A₁ und B₁, welche die Register 146, 147 und 148 mit einem Verzögerungszeitwon (/h>, + I) — /Iv₁ einsteiien, und von Impulsen Α_Λ und B₃,"welche die entsprechenden Register mit einem Verzögerungszeitwort (tw_s + 1) — Iw_x einstellen, dargestellt. Für jeden Fall ist angenommen, daß das Differenzzeitwort sich vom vorhergehenden Wert nicht um einen Betrag geändert hat, welcher größer als eine Periode (f = 1 Mikrosekunde) ist, so daß die Register in Zeitpunkten geschaltet werden, welche in die horizontale vordere Schwarzschulter des vom Netzwerk 31 abgegebenen Videosignals fallen.

Aus den bisherigen Ausführungen ergibt sich, daß das Netzwerk 31 einen variablen Verzögerungsbereich in dem kleinsten binären Verzögerungsinkrement gleichen Schritten besitzt und daß d'..- Vergleichsschaltung 17 zur Messung des Phasenfehlers zwischen den Video- und Bezugssignalen sowie zur Erzeugung eines diesem Fehler entsprechenden Signalwortes dient. Im Hinblick auf den Zusammenhang zwischen dem Binärwort am Ausgang der Vergleichsschaltung 17 und der Betätigung der Schalter des Netzwerkes 31 ist festzustellen, daß die Schalter eine Stellung einnehmen müssen, bei der sich die gleiche Verzögerung ergibt, welche gemessen wird und am Ausgang der Vergleichsschaltung 17 erscheint. Es hat sich gezeigt, daß ein eindeutiger Zusammenhang zwischen dem von der Vergleichsschaltung 17 gelieferten Binärwort und einer Binärcodier-Darstellung der Schalterstellungen der Schalter 81 bis und 91 bis 96 des Netzwerkes 31 existiert. Wird die gemessene Phasendifferenz bzw. -voreilung zwischen einem Videosynchronimpuls und einem Horizontalimpuls in einem Standard-Binärwortformat re-

gisiricrt, so hat es sich gezeigt, daß ein derartige·; Binärwort mit einer geringen Modifikation direkt auf die verschiedenen Schalter des Netzwerkes 31 gegeben werdeq, kann. Jm diese so einzustellen, daß sich eine effektive Verzögerung ergibt, weiche gleich oder proportional zur gemessenen Phasenvoreilung ist.

Die Schaltzustände jedes Paares voneinander zugeordnr.:n Schaltern 81-91. 92-82, 83-93, 84-94 und 85-95 sowie des Endschalters 96 sind jeweils einer Bitstelle in einem binären Wort zugeordnet. Im vorliegenden Falle besitzt das binäre Wort sechs Bits mit abnehmender Bedeutung, wobei das Schaltcrpaar 81-91 der Bezeichnung des binären Bits zugeordnet ist. Darüber hinaus ist die Schalterstellung jedes Schalters einem der beiden logischen Zustände »eins« bzw. »Null« zugeordnet. Bei der vorliegenden Ausführungsform entspricht der logische Zustand »eins« der in Fig. 4 dargestellten Stellung der SchallCF, WOuCi 5Ii.ii uCr .Ji uauui in in Uli uiui.ii.ti ^Jiciiuii^.

befindet. Der »Null«-Zustand entspricht daher dem gegenüber Fig. 4 anderen Schalterstellungen, d.h., der Schaltarm befindet sich in seiner oberen Stellung. Für den oben definierten Code stellt die folgende Schaltcode-Tabelle die durch das Netzwerk 31 ausgeführte effektive Verzögerung dar.

Schaltcode (Netzwerk 31)

Schalterstellung angebender Binärcode	0	0	0	0	0	Effektive Verzögerung
0	0	0	0	0	1	1 usec
0	0	0	0	1	0	2 μ5εΰ
0	0	0	0	1	1	3 μ5εΰ
0	1	1	1	0	—	4 μ5εε
1	1	1	1	1	ό	62 μ5εΰ
1	1	1	1	1	1	63 \isec
1	0 usec

Hinsichtlich der Vergleichsschaltung 17 erscheint die Phasenfehlermessung (bzw. der Betrag, um den jedes SP-Signal vor dem entsprechenden ÄP-Signal liegt) am Ausgang der digitalen Subtraktionsstufe 128 in Form eines Standard-Binärcodes. Gemäß der folgenden Tabelle besteht dieses binäre Wort aus neun Bits. Die ersten sechs bezeichnendsten Bits repräsentieren die durch das Netzwerk 31 zu realisierende Verzögerung; die drei am wenigsten bezeichnender. Bits entsprechen Bruchteil-Mikrosekundenänderungen, welche sich durch selektives Schalten des angezapften Verzögerungsnetzwerkes 32 ergeben.

Phasenfehlercode (Vergleichsschaltung 17)

Binärcode entsprechend Voreiliingsfehler	Netzwerk 31	8	4	2	1	Netzwerk 32	Vl	0	Ge
	16	0	0	0	0	'/j	0	1	messene
' 32	0	0	0	0	0	0	0		Voreilung
0	0					0		0	0 iisec
0		0	0	0	1		0	0	'/„ ;i see
ο —	0	0	0	1	ΰ	0	0	0
0	0	0	0	1	1	0	0		1 usec
0	0					0		0	2 usec
0		1	1	0	I		0	0	3 usec
ί —	1	1	1	1	0	0	0	0
1	1	1	1	1	1	0	0	61 [isec
1	1		0		62 usec
1	63 usec

Ein Vergleich zwischen den ersten sechs Bits des Phasenfehlercodes mit den die Schaltzustände des Netzwerkes 31 repräsentierenden sechs Bits ergibt, daß die beiden Codes, abgesehen von einer binären Einerdifferenz, identisch sind. Dies bedeutet, daß die durch die Vergleichsschaltung 17 gemessene Voreilung und die effektive Verzögerung des Netzwerkes 31 durch das gleiche binäre Codewort gegeben sind, wenn der Schaltcode für das Netzwerk 31 um ein binäres Bit vergrößert wird. Diese Transformation wird durch die Additionsstufe 132 der Vergkichsschaltung 17 erreicht, welche zwischen die Subtraktionsstufe 128 und die Ausgangsregister geschaltet ist.

In der Praxis ist die Additionsstufe 132 so ausgelegt, daß statt einer digitalen Subtraktion von einer vollen Mikrosekunde im obengenannten Sinne eine Subtraktion von sieben Achtel Mikrosekunden von dsm di°ita!cn Wort crfol°t. Dies er°ibt ein Digitalwortresiduum von plus ein Achtel Mikrosekunden, wenn eine Nullphasenrelation zwischen den Signalen SS und SR gemessen wird, so daß das Differenzzeitwort im Falle einer Korrektur von minus ein Achtel Mikrosekunden durch die Analog-Digitalkorrekturstufe 51 nicht im negativen Sinne in den benachbarten Maximal-Digitalwortzustand übergeht, wodurch eine große Fehler-Verzögerung durch das Netzwerk 31 herbeigeführt würde.

Das über die Register 146 und 147 zur Steuerung des Netzwerkes 31 abgegebene Ausgangs-Binärwort besteht aus sechs Bits. Das Register 146, welches die Schalter 81 bis 85 betätigt, enthält lediglich die ersten fünf bezeichnendsten Bits, welche über die Leitung 49a auf den ersten bzw. oberen Satz von Schaltern 81 bis 85 gegeb8n werden. Das Register 147 empfängt die ersten sechs bezeichnendsten Bits des Binärworts und betätigt den zweiten Satz von Schaltern 91 bis 96 einzeln als Funktion jedes entsprechenden Bits. Diese sechs Binärzustände werden vom Register 147 über die Leitung 49 b auf die Schalter gegeben. Schließlich werden die drei am wenigsten bezeichnenden Bits, welche Schaltverzögerungen von weniger als einer Mikrosekunde verursachen, vom Register 148 aufgenommen, um auf die Schalter 106 bis 113 des angezapften Leitungsnetzwerkes 32 geleitet zu werden. Diese letzten drei binären Bits des Ausgangswortes werden vom Decoder 114 des Netzwerkes 32 über eine Leitung 49 c aufgenommen, wobei der Decoder 114 acht getrennte Signale zur Betätigung der Schalter 106 bis 113 erzeugt.

l\ lö 958

2b

Aus den vorstehenden Ausführungen ergibt sich, daß eine der Eigenschaften des hier in Rede stehenden /üisführungsbeispiels der Erfindung darin besteht, daß das Zeitwort »TW«, relativ zu dem die Vergleichsschaltung 17 die Phasenfehlermessung vornimmt, eine minimale Taktperiode besitzt, welche gleich dem kleinsten Verzögerungsinkrcment von ein Achtel Mikrp-^.kundcn der geschalteten Verzögerungsschaltung 14 iu. Mit anderen Worten ausgedrückt, mißt die Vergleichsschaltung 17 das Relativsignal zum Bezugsphasenzusammenhang gegen ein Signal, dessen kürzeste Zeittaktperiode gleich der kleinsten verfügbaren Verzögerungsänderung ist, mit Perioden ansteigender Zeitordnung, welche jedem durch das Verzögerungsnetzwerk 31 gegebenen Verzögerungswert binärer Ordnung entsprechen. Dieser eindeutige Zusammenhang zwischen den Taktpertoden des als ein Maß für den Phasenfehler verwendeten Signals und den durch die Verzögerungsschaltung 14 gegebenen Verzögerungsinkrementen ermöglicht die zweckmäßigste Konstruktion der Phasenmeßanordnung, welche hier durch die Phasenvergleichsschaltung 17 gegeben ist. An Stelle dieser Phasenvergleichsschaltung 17 können auch andere Schaltungen verwendet werden, mit denen dieser Zeittaktzusammenhang realisierbar ist. Beispielsweise können die Bezugsimpulse als Grundzeittakt verwendet werden, wobei das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Bezugsimpulsen durch in Kaskade geschattete bistabile Stufen bis auf ein minimales Zeittaktintervall heruntergetcilt werden, das gleich der Verzögerung der kleinsten geschalteten Verzögerungsleitung ist. Die Größe des Phasenfehlers wird dabei durch den Schaltzustand der bistabilen Stufen beim Auftreten des Signalimpulses gemessen. Es ist jedoch zweckmäßiger, einen von außen gesteuerten Taktimpulsgenerator gemäß dem vorliegenden Ausführungsbeispiel zu verwenden, mit dem ein stabiler und genauer Zeitbezug verfügbar ist.

Fig. 6 zeigt einen Abschnitt des Verzögerungsnetzwerkes 31, welcher eine Vielzahl von Komponenten zur Steuerung r>nd Kompensation von Verlusten des modulierten Signals umfaßt, welche beim Durchgang dieses Signals durch das Verzögerungsleitungs- und Schaltnetzwerk auftreten. Speziell zeigt Fig. 6 den Abschnitt des Verzögerungsnetzwerkes 31, der die Verzögerungsleitung 71 sowie die Schalter 81 und 91 enthält. Das modulierte Video-Eingangssignal wird an einem Eingang 101 aufgenommen und von dort auf Amplitudenbegrenzer 201 und 202 gegeben, wobei der Begrenzer 201 ein Paar von abgeglichenen Ausgängen 203 und 204 und der Begrenzer 202 einen einzigen Ausgang 206 besitzt. Die Schalter 81 und 91 sind vorzugsweise elektronische HF-Schalter, welche in an sich bekannter Weise Festkörper-Schaltelemente mit zugehöriger Beschallung enthalten. Der HF-Schalter 81 speist selektiv eine Ausgangsklemme 86 mit einem HF-Signal, das an der Leitung 87 vom Begrenzer 201 verfügbar ist, oder mit einem verzögerten HF-Signal von einer Leitung 88. Entsprechend gibt der HF-Schalter 91 entweder ein HF-Signal vom Begrenzer 202, das auf der Leitung 100 verfügbar ist, oder ein verzögertes moduliertes HF-Videosignal von der Leitung99 auf einen Ausgang 97. Der Verzögerungssignalweg für das ankommende Signal führt vom Ausgang 204 des Begrenzers 201 über die Verzögerungseinheit 71 zu einem Begrenzer 207 mit einem Paar von abgeglichenen Aus-

gangen, welche über die Leitungen 88 und 89 auf die Schalter 81 uuu 91 geführt sind. Die Verzögerungseinheit 71 wird in diesem Falle durch einen Treiberverstärker 208, die eigentliche Verzögerungsleitung 209, einen weiteren Verstärker 211 sowie einen Phasen- und Amplitudenentzerrer 212 gebildet. Die vorgenannten Komponenten arbeiten so zusammen, daß frequenzmodulierte Signalinformation vom Eingang 101 ohne Verluste oder Verzerrung der Information auf einen der Ausgänge 86 oder 97 übertragen wird.

Für Signalverzögerungen im Bereich von 1 bis 32 Mikrosekunden wurde gefunden, daß mit Vorteil Ultraschall-Verzögerungsleitungen verwendet werden. Daher sind die Verzögerungseinheiten 71 bis 76 des Netzwerkes 31 in diesem Falle als Ultraschall-Verzögerungsleitungen ausgebildet. Da die Verzögerung des Netzwerkes 32 weniger als 1 Mikrosekunde beträft, κι es praktisch i'pd im Rcalfal! bevorzust. in diesem Falle eine konventionelle konzentrierte und konstante, mit Anzapfungen versehene Verzögerungsleitung zusammen mit einzelnen Begrenzer- und Kompensationskreisen für jeden Verzögerungsabschnitt zu verwenden. Für Verzögerungsbereiche, welche größer als 32 Mikrosekunden sind, wie dies beispielsweise bei der noch zu beschreibenden Anordnung nach Fig. 11 der Fall ist, ist es bevorzugt, polygonale Ultraschall-Verzögerungsanordnungen zu verwenden, weil diese auf Grund der gefalteten Verzögerungswegeigenschaft eine größere Verzögerungskapazität besitzen. Hinsichtlich näherer Eigenschaften der verschiedenen Arten von Verzögerungsleitungen wird auf den Aufsatz «A Survey of Ultrasonic Delay Lines Operation Below 100Mc/s« in Proceedings of the IEEE. Vol. 53. Nr. 10. Oktober 1965. hingewiesen.

Fig. 7 zeist ein Ausfiihrunesbeispiel einer Schaltung für den Impulszeit-Umsetzer und Fehlergenerator 116. Eine identische Schaltung kann als Impulszeit-Umsctzer und Fehlergenerator 117 verwendet werden. Speziell enthält der Impulszeit-Umsetzer und Fehlergenerator 116 in diesem Ausführ-ngsbeispiel einen bistabilen Multivibrator 216 mit einem Stelleingang, welcher die auf der Leitung 42 geführten Signalimpulse SP aufnimmt, sowie mit einem Rückstelleingang, welcher auf die auf der Leitung 46 geführten Ausgangsimpulse SS anspricht. Ein Und-Gatter 217 nimmt an einem seiner Eingänge die Taktimpulse Φ., von der Leitung 121 auf, während der andere Eingang das (J-Ausgangssignal des Multivibrators 216 aufnimmt, um einen der Taktimpulse Φ₂ durchzulassen, wenn der Multivibrator 216 durch das ankommende Signal SP geschaltet wird. Zwischen den Multivibrator 216 und das Gatter 217 ist ein getakteter Multivibrator 215 eingeschaltet, welcher durch einen Taktimpuls Φ₃ geschaltet wird, um sicherzustellen, daß das Eingangs-Und-Gatter 217 seinen Schaltzustand zu einem Zeitpunkt ändert, der in bezug auf eine Vorderflanke eines Taktimpulses Φ» die richtige Phasenlage besitzt; dies geschieht aus dem Grunde, weil der gequanteite Signalimpuls SS auf diese Vorderflanke bezogen ist. Daher ändert sich das Ausgangssignal Q des Multivibrators 215, welches das,Und-Gatter217 ansteuert, beim Auftreten eines Taktimpulses Φ₃ an einem Eingang C dieses Multivibrators, wenn der Ö-Ausgang des Multivibrators 216 vorher als Funktion eines ankommenden SP-Impulses umgeschaltet hat. Wenn der geouantelte Sisnalimpuls SS vorhanden ist, wird der Multivibra-

i\

tor 216 sofort zurückgestellt. Der analoge Signalvoreilungsfehler SAL wird durch das Zusammenwirken folgender Komponenten auf einer Ausgangsleitung 53 :rzeugt: eine Stromquelle 218, welche vom (7"Ausgang des Multivibrators 216 an- und abgeschaltet wird, eins durch die SS-Impulse angesteuerte Verzögerungsstufe 219 mit fesier Verzögerung, eine auf das Ausgangssignal der Verzögerungsstufe ansprechende Rückstell-Klemmstufe 221 und ein kapazitiver Ladekreis, welcher im vorliegenden Falle aus einer Kapazität 222, einem Widerstand 223 und einem Entkopplungsverstärker 224 gebildet wird. Die Stromquelle 218 wird als Funktion der Umschaltung des Multivibrators 216 durch einen ankommenden SP-Impuls eingeschaltet. Dabei wird dann ein konstanter Strom von der Quelle 218 zu einem Knotenpunkt 226 geliefert, so daß die Kapazität 222 auf ein Potential aufgeladen wird, das in Abhängigkeit von der Zeit zunimmt. Wird nach dem .TP-Imniik pin SS-Impuls erzeugt, so wird der Multivibrator 216 zurückgestellt, v-Odurch die Stromquelle 2*8 abgeschaltet und die Aufladung der Kapazität 222 beendet wird. Der Widerstand 223 hält zusammen mit dem Widerstand 224 die Ladung auf der Kapazität 222 aufrecht, so daß die entsprechende Spannung als Ausgangsspannung SAL erscheint und den Zeitunterschied zwischen den Signalen SP und SS darstellt. Um die Schaltung für den nächsten Signalimpuls betriebsbereit zu machen, spricht die Verzögerungsstufe 219 auf den geqaantelten Signalimpuls an und bestätigt nach einem Intervall von etwa 4 Mikrosekunden die Rückstell-Klemmstufe 221, welche ihrerseits die Kapazität 222 entlädt, wonach die Schaltung für die nächste ankommende Jmpulssequenz betriebsbereit ist.

Der Analogspeicher 156, die Analog-Subtraktionsstufe 158 sowie die Schwellwertdetektoren 162 und 163 der Vergleichsschaltung 17 können in Form einer Schaltung ausgebildet sein, wie sie in F i g. 8 dargestellt ist. Speziell zeigt F i g. 8 einen Analogspeicher 156, der ein Diodengatter 231 enthält, das auf ein Steuersignal LS3 auf der Leitung 157 anspricht, um den analogen Signalfehler SAL auf der Leitung 53 an einen zu einem kapazitiven Ladekreis gehörenden Knotenpunkt 232 weiterzuleiten. Wenn das Signal SAL an den Knotenpunkt 232 gelangt, wird eine Kapazität 233 auf eine diesen Signal entsprechende Spannung aufgeladen, wobei dieser Ladungszustand durch einen Entkopplungsverstärker 234 aufrechterhalten wird. Auf diese Weise wird das Signal SAL durch den Analogspeicher 156 gespeichert und am Ausgang des Verstärkers 234, der mit der Leitung 159 verbunden ist, verfügbar gemacht.

Die Analog-Subtraktionsstufe 158 wird durch einen Summationsverstärker 236 mit einem Paar von Eingangs-Summationswiderständen 237 und 238 gebildet, weiche an die das Signal SAL führende Leitung 159 bzw. an die das Signal RAL führende Leitung 54 angeschaltet sind. Die Detektoren 162 und 163 enthalten jeweils einen sättigbaren Summationsverstärker 241 bzw. 242, welche so vorgespannt sind, daß sie vorgegebene Schwellwerte des au^f der Leitung 161 am Ausgang der Subtraktionsstufe 158 vorhandenen Analog-Differenzsignais feststellen. Speziell ist der sättigbare Verstärker 214 über eine Leitung 243 an den Ausgang der Subtraktionsstufe 158 und über eine Eingangsleitung 244 an ein positives Vorspannungssignal der Größe + V angeschaltet. Die Spannung

+ V ist so gewählt, daß der Verstärker 241 bei einem vorgegebenen Schwellwert der Spannung auf der Leitung 161 in die Sättigung gelangt, wobei auf einer Ausgangsleitung 164 eine stufenförmige Spannungsänderup.g auftritt. Diese Spannungsänderung repräsentiert die negative Änderung der Differenz zwischen den Signalen SAL und RAL unter den Schwellwert. Entsprechend nimmt der Verstärker 232 das analoge Differenzsignal über eine Leitung 246 und eine negative Vorspannung mit dem vorgegebenen Wert — V über eine Leitung 247 auf, wodurch auf einer Ausgangsleitung 165 eine stufenförmige Signaländerung erfolgt, welche eine positive Änderung der Schwellwertdifferenz zwischen den Signalen SAL und RAL repräsentiert. Die Ausgangssignale auf den Leitungen 164 und 165 erscheinen daher als Schaltsignale, weiche über die Speicher 168 und 169 auf die 1-Addierstufen 132 und 133 gegeben werden. Wie oben er-

163 so eingestellt, daß sie einer analogen Spannung gleich sind, welche zeitlich der Hälfte der charakteristischen Periode zwischen benachbarten Taktimpulsen gleicher Phase bzw. der Grundtaktperiode entspricht.

Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild einer Ausfühningsform der Signalimpuls-Speichersteuerstufe 176 der Vergleichsschaltung 17. Diese Steuerstufe 176 liefert einen Impuls LR 3 (Φ₃) auf der Ausgangsleitung 131 als Funktion eines gequantelten Signalimpulses SS auf der Leitung 46. Zu diesem Zweck wird ein bistabiler Multivibrator 251 durch die ankommenden SS-Impulse gestellt. Ein Und-Gatter 252 spricht auf den Schaltzustand des Multivibrators 251 an und läßt die auf der Leitung 121 vorhandenen Taktimpulse Φ, durch, während ein Nand-Gatter 253 auf einen Fortschalteingang eines Zählers 25<* arbeitet. Dieser Zähler 254 zählt weiter, bis nach einer vorgegebenen Anzahl von Taktimpulsen Φ.₂, im vorliegenden Falle zwei, ein Ausgangssignal av^e eine Leitung 256 gegeben wird, das ein Und-Gatter 257 durchschaltet, so daß ein Taktimpuls Φ₃ von der Leitung 122 auf die Ausgangsleitung 133 gelangen kann, wodurch der Steuerimpuls LA 3 gebildet wird. Das Und-C?atter 257 wird gesperrt, wenn der Zähler 254 auf den nächsten Zählwcrt fortgeschaltet wird, so daß für jeden ankommenden gequantelten Signalimpuls SS lediglich ein einziger Taktimpuls Φ_Λ auf die Ausgangsleitung 131 gelangen kann.

Die Steuerstufe 176 liefert weiterhin das analoge Speicher-Übertragungs-Operatorsignal Z.S3 auf der Ausgangsleitung 157. Dazu ist ein Paar von Und-Gattern 258 und 259 vorgesehen, deren Ausgänge an den Stell- bzw. Rückstelleingang eines Multivibrators 261 angeschaltet sind. Einer der Eingänge des Und-Gatters 258 ist über eine Leitung 262 an einen Ausgang mit vorgegebenein Zählwerk des Zählers 254 angeschaltet, wodurch ein Taktimpuls Φ₃ auf seinen anderen Eingang gelangen kann, wenn der Zähler 254 ein Signal an die Leitung 262 abgibt. Damit wird der Multivibrator 261 gestellt und sein ß-Ausgavig umgeschaltet, wodurch die Vorderflanke des Signals LS 3 auf der Leitung 157 erzeugt wird. Zur Beendigung des Signals LS3 wird der Multivibrator 261 durch das Gatter 259 zurückgestellt, dessen einer Eingang über eine Leitung 263 an einen Ausgang mit vorgegebenem Zählwert des Zählers 254 angeschaltet ist. Dadurch wird das Und-Gatter 259 durchgeschaltet, um einen Taktimpuls Φ, auf den Rückstelleingang

des Multivibrators durchzulassen. Die Anzahl der Zahlwerte zwischen den Leitungen 262 und 263 stellt die Breite des Impulses L53 dar, welche, wie oben erwähnt, in einem Bereich von 2 bis 3 Mikrosekunden liegt. Die Ausgangsleitung 263 des Zählers 254 ist weiterhin aui einen Eingang dieses Zählers sowie einen Eingang des Multivibrators 251 zurückgeführt, um diese am Ende der vorbeschriebenen Schaltsequenz zurückzustellen.

Die Steuerstufe 176 wird durch das von der Steuerstufe 177 über die Leitung 178 gelieferte Sperrsignal INH gesperrt. Wenn der gequanteke Signalimpuls 55 zu schnell hinter dem gequante'ten Bezugsimpuls RS auftritt, so erhält das Nand-Gatter 253 ein Sperrsignal an einem seiner Eingänge, wodurch die Verbindung zwischen dem Und-Gatter 252 und dem Fortschalteingang d-s Zählers 254 blockiert wird. Dieser Schaltzustand bleibt erhalten, bis das Sperrsignal abgeschaltet wird, wodurch der Zähler 254 als Funktion der Taktimpulse Ά, fortgeschaltet werden kann.

Ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Bezugsimpulh-Speichersteuerstufe 177 ist in Fig. 10 dargestellt. Um den Sperrimpuls INH auf der Ausgangsieitung 178 zu erzeugen, enthält die Steuerstufe 177 einen Zähler 266 mit einem Fortschalt- und einem Rückstelleingang, weiche die Taktimpulse <l·., auf der Leitung 119 bzw. die auf der Leitung 47 ankommenden /?5-Impulse aufnehmen. Über eine Leitung 268 ist ein Ausgang mit kleinem Zählwert dieses Zählers an den Stelleingang eines Multivibrators 267 angeschaltet, wahrend ein Ausgang mit hohem Zählwert dieses Zählers über eine Leitung 269 den Multivibrator zurückgestellt hat. Die Leitung 178 ist an den (^-Ausgang des Multivibrators 267 angeschaltet, so daß das Signal INH bei dem kleinen Zählwert, wenn der Zähler 266 ein Signal auf die Leitung 268 liefert, ausgelöst und beendet wird, wenn der Zähler 266 einen Zählwert erreicht, bei dem die Leitung 269 zur Rückstellung des Multivibrators 267 ein Signal erhält. Bei der vorliegenden Ausführungsform nimmt die Leitung 268 einen auf einen Impuls RS (Φ,) folgenden Taktimpuls Φ_ν während die Leitung 269 ein einem Zählzustand des Zählers 266 entsprechendes Signal erhält, bei dem zwischen dem Stellen und dem Rückstellen des Multivibrators 267 cine Zeit von etwa 5 MikroSekunden liegt.

Die Steuerstufe 177 liefert weiterhin etwa 3 Sekunden nach jedem ankommenden A5-Impuls einen LC-Impuls, welcher ein Impuls Φ₃ ist. Zu diesem Zweck wird ein bistabiler Multivibrator 271 als Funktion jedes auf der Leitung 47 ankommenden /?5-ImpuIses gestellt. Ein als Funktion des Schaltzustandes des Multivibrators 271 gesteuertes Und-Gatter 272 läßt Taktimpulse Φ₂ von der Leitung 121 zu einem Fortschalteingang eines Zählers 273 durch. Ein Eingang eines weiteren Und-Gatters 274 ist über eine Leitung 276 an einen Ausgang mit vorgegebenem Zählwert des Zählers 273 angeschaltet, während der andere Eingang dieses >Jnd-Gatters Taktimpulse Φ_ί von der Leitung 122 aufnimmt, so daß der LC-Impuls ein Taktimpuls </>., ist, welcher erhalten wird, wenn der Zähler 273 ein Signal auf die Leitung 276 abgibt und damit das Gatter 274 durchgeschaltet wird. In entsprechender Weise liefert die Steuerstufe 177 den Impuls LR 5 auf der Leitung 181 über ein Und-Gatter 277, dessen einer Eingang über eine Leitung 278 an einen Ausgang mit vorgegebenem Zählwcrt des Zählwerts 273 und dessen anderer Eingang

ίο

zur Aufnahme von Taktimpulsen Φ, an die Leitung 122 angeschaltet ist Im vorliegenden Ausführungsbeispiel entsprechen die Zählwerte auf den Leitungen 276 und 278 einer zeitlichen Lage des Impulses LA 5, welche etwa 1 Mikrosekunde hinter dem LC-Impuls liegt. Die Leitung 278 ist weiterhin auf die Rückstelleingänge des Multivibrators 271 und des Zählers 273 zurückgeführt, um diese Komponenten zum Zeitpunkt des Auftretens des Impulses LR 5 zurückzustellen, wodurch die Schaltung in ihren Ausgangszustand für den nächsten ankommenden gequantelten Bezugsimpuls RS zurückgeführt wird.

Fig. 11 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen Anordnung, bei welcher die Verzögerungsbereichskapazität so ausgedehnt ist, daß eine volle Synchronisation eines unsynchronisierten Fernsehsignals mit einem lokal erzeugten Bezugssignal möglich ist. In diesem Falle ist es erforderlich, eine Verzögerungskapazität zu realisieren, weiche gleich der Grundfolgeperiode ist; dabei handelt es sich um den im Signal enthaltenen periodischen Signalanteil kleinster Frequenz. Im Falle eines Videosignals ist diese Grundfolgeperiode gleich einem Bild bzw. gleich 33' .i Millisekunden für eine 525/60-Tastnorm. Eine Anordnung mit einer Verzögerungskapazität, weiche gleich oder größer als diese Bildperiode ist, vermag zwei Videosignale mit jedem Phasenzusammenhang bzw. -fehler von Bild zu Bild voll zu synchronisieren. Da die Zeitbasis-Korrekiur in diesem Falle gewöhnlich groß ist, kann die Anordnung als Videosignalpuffer angesehen werden, welche zwischen ein lokales Synchronnormal und ein von einer anderen Stelle kommendes Videosignal zur Synchronisierung des letzteren mit dem ersteren eingeschaltet wird. Gemäß Fig. Π besitzt die dort dargestellte Zeitbasisfehler- oder -pufferanordnung ebenso wie die Ausführungsform nach Fig. 1 eine Videosignalquelle 281 und eine Bezugssignalquelle 282. Das Videosignal wird zunächst durch einen Modulator 283 frequenzmoduliert und sodann nach Durchlauf durch geschaltete variable Verzögerungsleitungen durch einen Demodulator 284 demoduliert. Auf Grund der binären Ordnung der geschalteten Verzögerungseinheiten in der erfindungsgemäßen Anordnung erfolgt die erste Verzögerung durch eine geschaltete Verzögerungsschaltung 286 mit einer Verzögerung um Vj Bild entsprechend 16 ⁵A Millisekunden. Dies entspricht der Hälfte der Grundfolgeperiode des ankommenden Signals. Die Verzögerungsschaltung 286 besteht aus einer festen Verzögerungsleitung oder -einheit, welche selektiv in den Seriensignalweg eingeschaltet oder aus diesem ausgeschaltet wird. Hinter der geschalteten Verzögerungsschaltung 286 wird das Videosignal durch eine geschaltete Verzögerungsschaltung 287 mit 9 Binärabschnitten geschickt, welche den Phasenfehler auf einen Bereich innerhalb einer Videozeile reduziert. Speziell wirken die Verzögerungsschaltungen 286 und 287 zusammen und können als eine Einheit angesehen werden, welche ein binär geordnetes geschaltetes Verzögerungsnetzwerk mit zehn Abschnitten bildet. Dabei liefert der erste Abschnitt eine Verzögerung von 16Vj Millisekunden; ein zweiter Abschnitt (entsprechend dem ersten Verzögerungsabschnitt der Verzögerungsschaltung 287) liefert eine Verzögerung, weiche gleich der Hälfte von 16^:/a Millisekunden, also 8¹A Millisekunden, ist. Diese abnehmende Verzögerung setzt sich bis zur kleinsten Verzögerungsleitung der Vcrzögerungsschaitung 287

fort, was zu einem Verzögerungsintervall von etwa 32 Millisekunden führt. Daher liegt das Videosignal hinter der Verzögeningsschaltung 286 innerhalb eines Vr-Bildes oder innerhalb 16Vj Millisekunden der Synchronb^dingung. Hinter der Verzögeningsschaltung 287 ist der Signalphasenfehler weiter reduziert und liegt nun innerhalb eines Bereiches von 32 Millisekunden einer Bild-Bild-Synchronbedingung in bezug auf das Bezugssignal. Eine Phasenvergleichsschaltung 288 mißt den Bildfehler zwischen dem Videosignal und dem Bezugssignal und liefert ein digitales Ausgangssignal zur Schaltung der Verzögerungsschaltungen 286 und 287. Dies erfolgt in einer Weise, wie es oben an Hand der PhasenvergJeichsschaltung 17 beschrieben wurde. Wie im Falle der Phasenvergleichsschaltung 17 schaltet auch die Phasenvergleichsschaltung 288 die Verzögerungsleitungskaskaden der Verzögerungsschaltungen 286 und 287 zu einem Zeitpunkt innerhalb der Synchronsignale des Videosignals, speziell zu einem Zeitpunkt während der Vertikalsynchronsignale.

Das Videosignal an einem Knotenpunkt 289 liegt daher innerhalb eines Bruchteils einer Videozeilenperiode des Bezugssignals. Nun nimmt eine geschaltete Verzögerungsschaltung mit sechs Binärabschnitten und einer Verzögerungskapazität von 63,5 Mikrosekunden (entsprechend einer Videozeile) das Signal auf und reduziert den Phasenfehler weiter bis in den Bereich der Verzögerungskapazität einer kontinuierlich variablen Verzögeningsschaltung 292, welche der an Hand der Fig. 1 und 3 erläuterten kontinuierlich variablen Verzögerungsschaltung 16 entspricht. Die Verzögeningsschaltung 291 kann ebenso wie das Netzwerk 31 der geschalteten Verzögerungsschaltung 14 ausgebildet werden, während eine angezapfte Verzögerungsschaltung 290 dem Verzögerungsnetzwerk 32 entspricht. Einzelheiten dazu wurden oben an Hand der Fig. 1 bis 10 beschrieben. Die Verzögerungsschaltungen 291 und 290 werden durch eine Phasenvergleichsschaltung 293 angeschaltet, welche im Aufbau der Phasenvergleichsschaltung 17 entspricht. Um eine genaue Messung des Phasenfehlers zur Bestimmung der notwendigen Einstellung der Verzögerungsschaltung 291 zu erhalten, wird eine neue Phasenfehlermessung durch die Phasenvergleichsschaitung293 durchgeführt. Nachdem der Zeitbasisfehler durch die Verzögerungsschaltungen 286 und 287 auf einen bestimmten vorgegebenen Betrag reduziert ist, wird das Videosignal am Knotenpunkt 289 durch einen FM-Demodulator 294 geschickt, damit die Phasenvergleichsschaltung 293 den an dieser Stelle vorhandenen Phasenfehler feststellen kann.

Die endgültige Zeitbasisfehler-Korrekturen werden durch das Zusammenwirken einer Phasenvergieichsschaltung 296 und einer kontinuierlich variablen Verzögerungsschaltung 292 durchgeführt, wobei die genannte Phasenvergleichsschaltung den Phasenfehler des Videosignals an einem Knotenpunkt 297 mißt und die kontinuierlich variable Verzögerungsschaltung ein dieser Messung proportionales analoges Ausgangssignal liefert. Das synchronisierte und hinsichtlich des Zeitbasisfehlers korrigierte Videosignal erscheint an einem Ausgang 298.

Da Toleranzen der Schaltungskoinponenten, Temperaturverschiebungen und andere Effekte zu Fehlern in den Verzögerungsbeträgen der Verzögerungsschaltungen 286. 287. 288 mid 291 führen, ist es~zweckmäßig. diese Netzwerke so auszulegen, daß sich eine

etwas größere Verzögerung ergibt, als dies dem gemessenen Phasenfehler entsprechen würde. Damit können die auf Grund der vorgenannten Variablen auftretenden Fehler im Verzögerungsweg eliminiert werden. In Anwendungsfällen, in denen die erforderlichen Verzögerungszeiten sehr groß sind, können die großen Ultraschall-Verzögerungsleitungen eigenen Ungenauigkeiten der Verzögerungscharakteristik zu einer Verzerrung des Signals führen. In einem solchen Fall ist es zweckmäßig, das geschaltete Verzögerungsnetzwerk in zwei Kaskadenteile aufzuteilen, von denen jeder die halbe geforderte Gesamrverzögerung für dieses Netzwerk besitzt. Im Verbindungspunkt der Kaskadenteile kann dann das Signalspektrum invertiert werden, wodurch die Signalverzerrung kompensiert wird.

In bestimmten Anwendungsfällen kann Ct in Fig. 11 dargestellte Anordnung so abgewandelt werden, daß die Verzögerungsschaltung 286 entfällt und die Verzögerungsschaltung 287 als Funktion der Phasenfehlerinformation mit Halbbild-Folgefrequenz geschaltet wird. Das Bild wird dann statt mit der Bildinformation mit der Halbbild-Zeittattinformation synchronisiert. Die sich daraus ergebende Vertikalverschiebung des Bildes um eine Zeile kann abhängig vom Anwendungsfall zugelassen werden, wenn ungerade Halbbilder mit geraden Halbbildern synchronisiert werden.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

Claims

Palentansprüche:

1. Variable Verzögerungsanordnung /ur Einstellung der Phasenbeziehung zwischen zwei Signalen, welche periodische Synchronsignale enthalten, ins- ι besondere einem Bezugssignai und einem Informationssignal, mit einer Vielzahl Verzögerungsstufen unterschiedlicher charakteristischer Verzögerungszeit, mit den Verzögerungsslufcn paarweise zugeordneten, selektiv betätigbaren Schaltern, mittels to der die Verzögerungsstufen in einer die Verzögerungszeit eines der Signale bestimmenden Sericnschaltung kombinierbar bzw. durch einen Nebenschlußweg überbrückbar sind, und mit einer die Phasenbeziehung zwischen den Signalen messenden und ι·= die Schalter zu vorbestimmten, periodischen Schaltzeitpunkten entsprechend der gemessenen Phasenbeziehung einstellenden Phasenmeßanordnung, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerung»! jfen (71—76) mit abnehmender charaktcristischcr Verzögerungszeit in Serie kornbinierbar sind und hierfür jeder Verzögerungsstufe (71—76) mit Ausnahme der Verzögerungsstufe (76) mit kürzester Verzögerungszeit ein erster Schalter (8t —85) zugeordnet ist, der den Eingang der nächstfolgenden 2^r> Verzögerungsstufe bei Zuschallung der zugeordneten Verzögerungsslufe mit deren Ausgang und bei Abschaltung der zugeordneten Verzögerungsstufe mit deren Eingang verbindet, daß jeder Verzögerungsstufe (71—76) zur Bildung eines getrennt von κι den erster Schaltern (81—85) einschaltbaren selektiven Nebenschlußwegs zu den Verzögerungsstufen (71— 76) ein zweiter Schaller (91— 96) zugeordnet ist und daß die Phascnmeßanordiung (17) eine den Ansprechzeitpunkt der Schalter <81 -85, 91-96) stcu- r> ernde Schalttaktsteuerung (41,48) aufweist, und die ersien Schalter (81—85) wenigstens um die kleinste charakteristische Verzögerungszeil der Verzögerungsstufen vor den zweiten Schallern (91—96) auf eine neue Serienkombination einstellt und beim 4» nächsten Schaltzeitpunkt zur Abgabe des entsprechend der neuen Serienkombinaiion verzögerter: Signals die zweiten Schalter (91 — 96) einstellt.

2. Anordnung nach Anspruch I. dadurch gekennzeichnet, daß die Phascnmeßanordnung (17) ein der r, Phasendifferenz zwischen den Synchronsignalen des Bezugssignals und des Informationssignals entsprechendes Zeilmeßsignal erzeugt, und zur Steuerung der Schalter (81 -85; 91 -96) abgibl. welches einen Zeitbereich erfaßt, der gleich der Periode der Syn- '> <> chronsignale ist, daß das Zcitmcßsignai bei einer Änderung der Phasenbczichiing der Synchronsignale über ihren koinzidenien Zustand hinweg, abhängig von der Richtung der Änderung, von einem maximalen Wert des Zeitbereichs zu einem minimalen Wen ">ί oder umgekehrt übergeht, daß die Vci zögcrungsstufen (71—76) insgesamt eine Vcr/ögcrungskapazitäl aufweisen, welche wenigstens gleich der Periode der Synchronsignale ist. und daß die Vcrz.ögcrungssiufen (71—76) das Informationssignal selektiv um ei- μ nen dem Zeitmeßsignal proportionalen Zeiibcirag verzögern.

3. Anordnung nach Anspruch 2. dadurch gekennzeichnet, daß das von der Phasenmeßanordnung(17) gelieferte Zcitmeßsignai der Zeitdauer entspricht, tv um die die Synchronsignale des Informationssignuls den ihnen jeweils folgenden Synchronsignalen des Bczugssignals vorcilen.

4. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß den Verzögerungsstufen (71—76) eine Vcrzögcrungsschaltung (13) mit einer festen charakteristischen Verzögerungszeit vorgeschaltet ist, die gleich einer Periode der Synchronsignale des Bezugssignals ist, und daß die Phasenmeßanordnung (17) derart ausgebildet und/oder angeschlossen ist, daß sie das Informaüionssignal vor dessen Einspeisung in die Verzögerungsschaltung (13) aufnimmt.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die einen Nebenschluß bildenden Schalter (91 —96) der Schalterpaare jeweils eine erste, an den Ausgang der zugeordneten Verzögerung.sstufe (z. B. 71) angeschaltete Klemme (/_ B. 9S), eine zweite Klemme (z. B. 100) und eine gemeinsame Klemme (z. B. 97) zur gesteuerten Anschaltung an die erste und zweite Klemme aufweisen, daß die jeweils zweite Klemme an die jeweils gemeinsame Klemme des vorhergehenden, einen Nebenschluß bildenden Schalters angeschaltet ist, mit Ausnahme des der Verzögerunjisstufe (71) mit größter Verzögerungszeit zugeordneten Schalters (91). dessen zweite Klemme (100) an den Eingang (101) der zugeordneten Verzögerungsslufe (71) angeschaltet ist. daß die die Verzögerungsstufen in die jeweilige Serienkombination einschaltenden Schalter (81—85) der Schaltcrpaare jeweils eine erste, an den Ausgang der zugeordneten Verzögerungsstufe angeschaltete Klemme (z. R 88). eine zweite Klemme (z. B. 87) und eine gemeinsame Klemme (z. B. 86) zur gesteuerten Anschaltung an die erste oder zwciie Klemme aufweisen, daß die jeweils zweite Klemme an die gemeinsame Klemme des jeweils vorhergehenden Schalters angeschaltet ist, mit Ausnahme des der Verzögerungsstufe (71) mit größter Verzögerungszeil zugeordneten Schalters (81). dessen zweite Klemme (87) an den Hingang (101) der zugeordneten Verzögerungsslufe (71) angcselijltct ist. daß die jeweils gemeinsame Klemme (86) der die Verzögerungssiufcn in die jeweilige Scricnkombinaiion einschaltenden Schalter an den Eingang der jeweils nachfolgenden Verzögerungsstufc angeschaltet ist. und daß der zur Verzögerungsslufe (76) mit kürzester Verzögerungszeil gehöhrendc Schalter (96) eine erste, an den Ausgang dieser Verzögerungsstufe angeschaltete Klemme (103). eine zweite an die gemeinsame Kli'inmc des einen Nebenschluß bildenden Schalters (95) der vorhergehenden Stufe (75) angeschaltete Klemme (102) und eine gemeinsame, einen Ausgang der jeweiligen Scricnkombination von Verzögcrungssuifen bildende Klemme (104) zur gesteuerten Anschaltung an die erste oder zweite Klemme (96 oder 102) aufweist.

b. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phascnmeßanordnung (17) als Zeitmcßsignal mehrere getrennte Schaltersicucrsignalc erzeugt, und daß die an die Phascnmcßunordnung (17) angekoppelten Sehallcrpaarc (81,91;82,92;...; 85, 95), sowis; der zur Ver/ogcrungssiufe (76) mit kürzester Verzögerungszeit gehörende Schalter (96) jeweils auf eines der getrennten Schaltersteiieisignalc ansprechen.

7. Anordnung nach einem der Ansprüche I bis b. dadurch gekennzeichnet, daß an den Ausgang des die Verzögerungsstufen (71—76) enthaltenden Verzögerungsnetzwerks (31) ein stufenförmig angc/apf-Ies. nutIeIs weiterer Schalter (106—112. 113) Steuer-

bares Verzögerungsnetzwerk (105) angeschaltet ist, und daß die weiteren Schalter (106—112, 113) zur Steuerung des stufenförmig angezapften Verzögerungsnetzwerks (105) als Funktion der gemessenen Zeitbeziehung zwischen den Signalen an die Phasenmeßanordnung (17) angekoppelt sind.

8. Anordnung nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch eine Analog-Phasenvergleichsschaltung (18) mit einem an den Ausgang des angezapften Verzögerungsnetzwerks (105) angekoppelten Eingang und einem weiteren, das nichtverzögerte Signal aufnehmenden Eingang, an dem ein der Zeitdifferenz zwischen dem verzögerten und dem nichtverzögerten Signal entsprechendes Analogsignal abnehmbar ist, und durch eine mit ihrem Eingang an den Ausgang des angezapften Verzögerungsnetzwerks (105) angekoppelte, von der Analog-Phasenvergleichsschaltung (!8) steuerbare, kontinuierlich variable Verzögerungsschaltung (16).

9. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Pasenmeßanordnung (17) einen auf Taktimpulse aus einem Taktirnpulsgenerator (118) ansprechenden, die Zeitmeßsignale abgebenden digitalen Signalgenerator (48) mit einer Zähleranordnung (123, 127,128,129) aufweist, die von einer Gatteranordnung (41, 51) gesteuert zugeführte Taktimpulse zählt, und daß die Gatteranordnung (41, 51) auf das Auftreten der Synchronsignale des Bezugssignals und des Informationssignals relativ zueinander anspricht, wodurch die Zähleranordnung (123, 127, 128, 129) eine der Zeitdifferenz des Auftretens der Synchronsignale proportionale Zahl von Zaktimpulsen zählt.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Zähleranordnung (123, 127, 128, 129) einen Zeitwortgenerator (123) in Form eines zyklisch arbeitenden Binärzählers, welcher auf die durch den Taktimpulsgenerator (118) gelieferten Impulse anspricht und aufeinanderfolgend Binärwörter liefert, ere von der Gatteranordnung (41, 51) gesteuerte Registeranordnung (127, 129) zur getrennten Speicherung der mit den Synchronsignalen des Bezugssignals und des Informationssignals auftretenden Binärwörter, und eine an die Registeranordnung (127, 129) angekoppelte Binär-Subtraktionsstufe (''2H), welche die Binärwörter zur Bildungeines das Zeitmeßsignal bildenden Binärdifferenzwortes subtrahiert, aufweist.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Gatteranordnung (41, 51) einen Impulszeit-Umsetzer und Analogfehlergenerator (41) aufweist, der auf die Synchronsignale des Bezugssignals und des Informationssignals anspricht und die Registeranordnung (127, 129) zur Speicherung entsprechender Binärwörter zu auf die Synchronsignale folgenden Zeitpunkten veranlaßt, relativ zu denen die Zeitmessung vorzunehmen ist, daß der Impulszeit-Umsetzer und Analogfehlergenerator (41) für die Synchronsignale des Informationssignals und des Bezugssignals getrennte Analogfehlersignale liefert, deren Größen proportional zu der Zeitdauer zwischen dem Auftreten der Synchronsignale und den zugehörigen Taktzeiten sind, und daß die Gatteranordnung (41, 51) eine Analog-Digital-Korrekturstufe (51) aufweist, die auf einen vorgegebenen Schwellwert und eine vorgegebene Polarität der Differenz zwischen den Analogfehlersignalen ansoricht und das von der Binär-Subtraktionsstufe

(128) erzeugte Binärdifferenzwort um einen vorgegebenen digitalen Wert ändert

12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Analog-Digitalkorrekturstufe (51) eine die Analogfehlersignale voneinander substrahierende Subtraktionsstufe (158) und eine Schwellwert-Detektoranordnung (162, 163) aufweist, weiche als Funktion der Größe und Polarität des von der Subtraktionsstufe (158) gelieferten analogen Differenzsignals den digitalen Wert des Binärdifferenzwortes ändert

13. Anordnung nach einem der Ansprüche 10 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Registeranordnung (127, 129) und die Binär-Substraktionsstufe (128) eine 1-Addieranordnung (132,133) in Serie geschaltet ist, die, gesteuert von der Analog-Digitalkorrekturstufe (51), zu einem der voneinander zu subtrahierenden Binärworte selektiv ein Binärbit addiert.

14. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß das iitormationssignal ein Videosignal ist, und daß die periodischen Synchronsignale in dem Videosignal enthaltene Signalanteile zur Synchronisation des Tastvorgangs eines Videomonitors sind.