DE19606874A1

DE19606874A1 - Stromversorgungsvorrichtung

Info

Publication number: DE19606874A1
Application number: DE19606874A
Authority: DE
Inventors: Toshiaki Nakamura; Haruo Nagase; Hiroichi Shinbori
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1995-02-23
Filing date: 1996-02-23
Publication date: 1996-09-19
Also published as: CN1059295C; US5671128A; CN1142705A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Stromversorgungsvorrich tungen und insbesondere eine Stromversorgungsvorrichtung, welche den Strom steuert, der einer Last über einen Hochfre quenz-Wechselrichter zuzuführen ist.

Bei einer herkömmlichen beispielhaften Stromversorgungsvor richtung des betreffenden Typs wird der Strom einer Wechsel strom-Stromquelle an eine Hochdruck-Entladungslampe, wie z. B. eine Hochdruck-Natrium-Lampe, eine Metallhalid-Lampe oder eine Quecksilber-Lampe, als Last über eine Hochfre quenz-Wechselrichtereinrichtung, eine Wechselstrom/Gleich strom-Umwandlungseinrichtung und eine Rechtecksignal-Wech selrichtereinrichtung geliefert. Ein Rechtecksignal (von einigen hundert Hz) wird an die Last zum stabilen Zünden der Lampenlast angelegt. Wenn die Stromversorgungsvorrichtung an einer Niedrigspannungs-Stromquelle (12 V oder 24 V) wie eine Batterie betrieben wird, beträgt die Spannung an der Last in einem stationären Einschaltzustand etwa 100 V. Da jedoch die Spannung der Wechselstromquelle nur einige zehn V beträgt muß das Wicklungsverhältnis des Transformators in der Hoch frequenz-Wechselrichtereinrichtung, die auch eine Gleich richterschaltung enthält, groß gemacht werden, was darin resultiert, daß der durch die Primärwicklung des Transforma tors fließende Strom von erhöhtem Verlust der Schaltungsele mente und reduzierter Schaltungseffizienz begleitet wird. Weiterhin wird ein größerer Transformator benötigt, so daß die Handhabung der gesamten Stromversorgung erschwert ist. Wenn eine Hochfrequenz-Wechselrichtereinrichtung 2, wie sie beispielshalber in Fig. 50 gezeigt ist, vom Halbbrücken-Typ ist, kann die Einrichtung eine einfache Struktur von nur zwei Transistoren enthalten, aber die Spannung an der Pri märwicklung des Transformators wird nahezu halb so groß wie die Stromquellen-Spannung, was nachteilhafterweise eine Er höhung des Wicklungsverhältnisses des Transformators mit einem großen Übersetzungsverhältnis erfordert.

Ferner ist aus der japanischen offengelegten Patentanmeldung mit der Publikationsnummer 58-53 195, wie in Fig. 51 gezeigt ist, eine Stromquellenvorrichtung bekannt, die eine Hochfre quenz-Wechselrichtereinrichtung mit einer Spannungsresonanz-Gegen taktschaltung enthält. Bei dieser Stromversorgungsvor richtung wird die Spannung an der Primärwicklung des Trans formators zumindest höher als die Stromquellenspannung. So mit kann eine Erhöhung des Wicklungsverhältnisses im Ver gleich mit der des obigen Standes der Technik vermieden wer den. Wenn aber die Eingangsspannung nur einige zehn Volt wie bei einer Batterie beträgt, so verursacht eine Last wie eine Hochdruck-Entladungslampe eine Erhöhung des Übersetzungsver hältnisses mit erhöhtem Primärstrom; wenn hingegen eine Hochfrequenz-Wechselrichterschaltung eine Resonanzschaltung enthält, die an der Primärwicklung des Transformators vorge sehen ist, bringt dies unerwünschtermaßen eine Erhöhung des Leitungsverlustes und die Notwendigkeit, daß ihre Resonanz spule und ihr Resonanzkondensator einen großen Wert haben, mit sich. Weiterhin erfordert die Frequenzsteuerung, welche eine Rauschfrequenz-Fluktuation auf der Ausgangsseite be wirkt, die Benutzung eines Rauschunterdrückungsfilters von großen Ausmaßen, was ebenfalls dazu führt, daß die resultie rende Stromversorgungsvorrichtung große Ausmaße aufweist, und es somit schwierig macht, die gesamte Stromversorgungs vorrichtung kompakt zu machen und eine hohe Effizienz zu realisieren.

Um die genannten Probleme in der obigen japanischen Patent anmeldung zu überwinden, wurde eine Anordnung vorgeschlagen, bei der eine Spannungserhöhungsschaltung 6 in einer voraus gehenden Stufe einer Hochfrequenz-Wechselrichtereinrichtung zum Erhöhen und Stabilisieren einer Spannung an einer Wech selstromquelle, wie in Fig. 52 gezeigt ist, vorgesehen ist. In diesem Fall ist eine Last mit der Hochfrequenz-Wechsel richtereinrichtung über eine Wechselstrom/Gleichstrom-Um wandlungseinrichtung und eine Rechtecksignal-Wechselrich tereinrichtung verbunden. Die Spannungserhöhungsschaltung 6 enthält eine Spannungserhöhungszerhackerschaltung, die aus einer Spule, Transistoren, Dioden und einem Glättungskonden sator besteht, und zum Erhöhen der Eingangsgleichspannung und zum Ausgeben einer stabilisierten Spannung dient. Jedoch ist dieser Stand der Technik insofern nachteilhaft, als das Vorsehen der Spannungserhöhungsschaltung in der vorausgehen den Stufe des Hochfrequenz-Wechselrichters im allgemeinen hohe Herstellungskosten bei geringer Wirtschaftlichkeit er fordert.

Weitere Stromversorgungsvorrichtungen nach dem Stand der Technik mit einem Gleichstrom-Ausgangssignal sind beispiels weise in den US-Patenten Nr. 4,809,148 und 5,282,123, wie in Fig. 53 und 54 gezeigt, offenbart. Dort wird in dem Transformator gespeicherte Energie durch Laden eines Konden sators über Transistoren abgebaut, und die Energie wird an eine Stromquellenseite zurückgeführt, um die Kernverluste des Transformators zu reduzieren. Jedoch bringt diese Anord nung ebenfalls ein ähnliches Problem wie das obige bezüglich des Transformators insofern mit sich, als die Eingangsspan nung an der Primärwicklung des Transformators nur in einem solchen Schaltmodus angelegt werden kann, der die Abnahme eines Ausgangssignals an der Sekundärwicklung des Transfor mators erlaubt.

Da andererseits in letzterem Fall eine Vollweg-Gleichrich terschaltung an der Sekundärwicklung eines Transformators vorgesehen ist, wird die Ausgangsspannung des Transformators nicht nur durch eine Eingangsspannung, sondern auch durch eine Spannung an einem Kondensator ungünstig beeinflußt. Bei dieser Anordnung wird die Anregungsenergie nicht nur an den Kondensator, sondern auch an die Lastseite abgegeben, so daß, wenn der Ausgangsstrom einen vorbestimmten Wert über schreitet, kaum Anregungsenergie in den Kondensator geladen wird, wodurch die Spannung an dem Kondensator nur mäßig hoch ist, was zu einem ähnlichen Problem wie oben erwähnt führt.

Wenn nun eine Last mit negativer Widerstandskennlinie wie eine Entladungslampe verwendet wird, ist es schwierig, Fluk tuationen im Laststrom zu seiner Stabilisierung zu unter drücken. Insbesondere fließt, wenn die Last einen Kurzschluß bewirkt, ein übermäßiger Strom durch die Last, so daß die Belastung der Bauelemente ansteigt, was bei Verwendung von entsprechend noch belastbaren Bauteilen zu hohen Kosten und großen Ausmaßen führt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Stromversor gungsvorrichtung von geringen Ausmaßen zu schaffen, bei der die Spannung einer Stromquelle, die niedriger als eine Aus gangsspannung ist, durch einen Transformators erhöht wird, die dem Transformator auferlegte Belastung durch eine Span nungserhöhungseinrichtung und nicht durch eine Änderung ei nes Wicklungsverhältnisses des Transformators reduziert ist, um dadurch eine einfache Anordnung zu realisieren, und der Transformator durch Reduzieren seines Wicklungsverhältnis ses klein ist.

Ferner wird mit der vorliegenden Erfindung angestrebt, eine Stromquellenvorrichtung zu schaffen, welche die Realisierung eines stabilen Laststroms erleichtern kann, sogar wenn solch eine Last wie eine Entladungslampe mit einer negativen Wi derstandskennlinie verwendet wird.

In Übereinstimmung mit einem Aspekt der vorliegenden Erfin dung wird die obige Aufgabe durch eine Stromversorgungsvor richtung gelöst, bei der eine Serienschaltung aus einem er sten und zweiten Schaltelemente, die ihre Rückströme nicht sperren und abwechselnd durchgeschaltet und gesperrt werden, vorgesehen ist, wobei eine Serienschaltung einer Gleich stromquelle und einer ein Induktivitätselement enthaltenden Lastschaltung zwischen beiden Enden des ersten Schaltele ments der Serienschaltung angeschlossen ist, ein Spannungs erhöhungskondensator zwischen beiden Enden des zweiten Schaltelements der Serienschaltung der beiden Schaltelemente über zumindest die Lastschaltung angeschlossen ist, Energie in der Lastschaltung von der Gleichstromquelle über das er ste Schaltelement gespeichert wird, die Energie in dem Span nungserhöhungskondensator über das zweite Schaltelement ge speichert wird und die Energie in dem Spannungserhöhungskon densator an die Lastschaltung über das zweite Schaltelement geliefert wird, gekennzeichnet durch eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltelemente, um die Schaltfrequenz der Schaltelemente höher als die Resonanzfrequenz des Spannungs erhöhungskondensators und des Induktivitätselements zu ma chen, und um die Spannung an der Serienschaltung der beiden Schaltelemente, die der Spannung an dem Spannungserhöhungs kondensator entspricht,höher als die Spannung der Gleich stromquelle zu machen.

Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden mit Fortgang der folgenden Beschreibung mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen, die in der begleitenden Zeich nung gezeigt sind, klarer erscheinen.

Fig. 1 ist ein Stromlaufplan zum Erklären einer grundlegen den Anordnung der Stromversorgungsvorrichtung in Überein stimmung mit der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ist ein Stromlaufplan einer Form der vorliegenden Erfindung, welche die grundlegende Anordnung von Fig. 1 verwendet;

Fig. 3 ist ein Stromlaufplan einer weiteren Form der vor liegenden Erfindung, welche die grundlegende Anordnung von Fig. 1 verwendet;

Fig. 4 ist ein Stromlaufplan einer Stromversorgungsvorrich tung in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vor liegenden Erfindung;

Fig. 5 ist ein Stromlaufplan einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 6 ist ein Stromlaufplan eines weiteren Beispiels einer bei der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung benutzten Lastschaltung;

Fig. 7 ist ein Stromlaufplan eines weiteren Beispiels einer Lastschaltung, welche bei der Ausführungsform der vorliegen den Erfindung benutzt wird;

Fig. 8 ist ein Stromlaufplan einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 9 ist ein Stromlaufplan eines weiteren Beispiels einer Lastschaltung, welche bei der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 8 benutzt wird;

Fig. 10 ist ein Stromlaufplan eines weiteren Beispiels ei ner Lastschaltung, welche bei der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 8 benutzt wird;

Fig. 11 ist ein spezieller Stromlaufplan eines Entladungs lampen-Zündsystems, das als die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 8 implementiert ist;

Fig. 12 ist ein Stromlaufplan einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 13 ist ein Stromlaufplan einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 14 ist ein Stromlaufplan einer sechsten Ausführungs form der vorliegenden Erfindung;

Fig. 15 ist ein Stromlaufplan einer siebten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 16 ist ein Stromlaufplan einer weiteren Form der sieb ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 15;

Fig. 17 ist ein Stromlaufplan einer weiteren Form der sieb ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 15;

Fig. 18 ist ein Stromlaufplan einer achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 19 zeigt Wellenformen von Signalen, die bei der achten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 18 auf treten;

Fig. 20 ist ein Stromlaufplan einer neunten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 21 zeigt Wellenformen von Signalen, die bei der neun ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 20 auftreten;

Fig. 22 zeigt Wellenformen von Signalen, die bei der drit ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 11 in ihrem stationären Betriebsmodus auftreten;

Fig. 23 zeigt Wellenformen von Signalen, die bei der drit ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 11 in ihrem Startbetriebsmodus auftreten;

Fig. 24 ist ein Stromlaufplan einer zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 25 ist ein Stromlaufplan einer elften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 26 ist ein Stromlaufplan einer zwölften Ausführungs form der vorliegenden Erfindung;

Fig. 27 zeigt Wellenformen von Signalen, die bei der zwölf ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auftreten;

Fig. 28 ist ein Stromlaufplan einer dreizehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 29 ist ein Stromlaufplan eines Beispiels einer Erfas sungsschaltung, die bei der dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 28 benutzt wird;

Fig. 30 ist ein Stromlaufplan eines weiteren Beispiels der Erfassungsschaltung, die bei der dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 28 benutzt wird;

Fig. 31 ist ein Stromlaufplan einer vierzehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 32 zeigt Wellenformen von Signalen, die bei der vier zehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 31 auftreten;

Fig. 33 ist ein Stromlaufplan einer fünfzehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 34 ist ein Stromlaufplan einer sechzehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 35 ist ein Stromlaufplan einer siebzehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 36 ist eine Darstellung zum Erklären des Betriebs der siebzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 35;

Fig. 37 zeigt eine Teilwellenform eines Signals, das bei der siebzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 35 auftritt;

Fig. 38 ist ein Stromlaufplan einer achtzehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 39 ist ein spezieller Stromlaufplan eines Beispiels eines Integrators, der bei der achtzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 38 benutzt wird;

Fig. 40 ist ein spezieller Stromlaufplan eines weiteren Beispiels des Integrators, der bei der achtzehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 38 benutzt wird;

Fig. 41 ist ein spezieller Stromlaufplan eines weiteren Beispiels des Integrators, der bei der achtzehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 38 benutzt wird;

Fig. 42 ist ein spezieller Stromlaufplan von noch einem weiteren Beispiel des Integrators, der bei der achtzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 38 be nutzt wird;

Fig. 43 ist ein spezieller Stromlaufplan von noch einem weiteren Beispiel des Integrators, der bei der achtzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 38 be nutzt wird;

Fig. 44 ist ein Stromlaufplan einer neunzehnten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 45 ist ein Stromlaufplan von noch einer weiteren Form der achtzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 38 und der neunzehnten Ausführungsform der vorlie genden Erfindung von Fig. 44;

Fig. 46 ist ein Stromlaufplan einer zwanzigsten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung;

Fig. 47 ist ein Stromlaufplan von noch einer weiteren Form der zwanzigsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 46;

Fig. 48 ist ein Stromlaufplan einer weiteren Form der zwan zigsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 46;

Fig. 49 zeigt Wellenformen der Signale, die bei der zwan zigsten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von Fig. 46 auftreten;

Fig. 50 ist ein Stromlaufplan einer Ausführungsform einer Stromversorgungsvorrichtung nach dem Stand der Technik;

Fig. 51 ist ein Schaltungsdiagramm einer Anordnung einer weiteren Stromversorgungsvorrichtung nach dem Stand der Technik;

Fig. 52 ist ein Stromlaufplan einer Anordnung einer weite ren Stromversorgungsvorrichtung nach dem Stand der Technik;

Fig. 53 ist ein Stromlaufplan einer Anordnung von noch ei ner weiteren Stromversorgungsvorrichtung nach dem Stand der Technik; und

Fig. 54 ist ein Stromlaufplan einer Anordnung von noch ei ner weiteren Stromversorgungsvorrichtung nach dem Stand der Technik.

Mit Bezug auf Fig. 1 ist ein Stromlaufplan einer grundle genden Anordnung einer Stromversorgungsvorrichtung in Über einstimmung mit der vorliegenden Erfindung gezeigt, welche eine Hochfrequenz-Wechselrichtereinrichtung 2, eine Last schaltung 7 mit einer Last 5a, eine Schaltelementvorrich tung 8, einen Spannungserhöhungskondensator Co und eine Hochfrequenz-Spannungserhöhungsschaltung 9 enthält. In die sem Fall ist die Schaltfrequenz der Schaltelementvorrich tung 8 höher eingestellt als eine Resonanzfrequenz, die durch den Spannungserhöhungskondensator Co und eine Spu le Lo, gesehen von der Primärwicklungsseite eines Transfor mators Tf, bestimmt ist, während eine Gruppe von Schaltele menten in der Schaltelementvorrichtung 8 so angeordnet ist, daß die Elemente in solchen Richtungen arbeiten, daß sie eine Spannung an dem Spannungserhöhungskondensator Co erhö hen. Da die Schaltfrequenz höher als die Resonanzfrequenz des Spannungserhöhungskondensators Co und der Spule Lo ein gestellt ist, können Welligkeiten in der Spannung des Span nungserhöhungskondensators Co erniedrigt sein und kann somit der Spannungserhöhungskondensator Co als eine Konstantspan nungsquelle benutzt werden.

Grundlegende Schaltungsanordnungen der Hochfrequenz-Wech selrichtereinrichtung 2, die in der Stromversorgungsvorrich tung von Fig. 1 benutzt wird, sind in Fig. 2 und 3 ge zeigt. Es wird bemerkt, daß die Verbindungsposition des Spannungserhöhungskondensators Co in Fig. 2 verschieden von derjenigen in Fig. 3 ist.

Bei der obigen Anordnung der Erfindung schafft die Hoch frequenz-Wechselrichtereinrichtung 2 zum Umwandeln einer Gleichspannung in eine Hochfrequenzspannung die magnetische Energie, die in einer Schaltungsimpedanz gespeichert ist, während eines Durchschalt- und Sperrbetriebs der Schaltele mentvorrichtung 8 zum Spannungserhöhungskondensator Co, um eine erhöhte Spannung zu erhalten, und liefert die erhöhte Spannung an die Lastschaltung 7. Wenn in der Schaltung von Fig. 2 ein Transistor Qb eingeschaltet ist, wird Energie von einer Gleichstromquelle 1 an die Last 5a geliefert und in der Spule Lo gespeichert; wenn hingegen der Transistor Qb ausgeschaltet ist, wird die Energie der Spule Lo über eine Diode Da und einen Transistor Qa zum Spannungserhöhungskon densator Co geschafft, um die Spannung an dem Spannungserhö hungskondensator Co zu erhöhen. Wenn der Transistor Qa ein geschaltet ist, wird die in dem Spannungserhöhungskondensa tor Co gespeicherte Energie zur Last 5a gesendet. Ein Unter schied zwischen Fig. 2 und 3 im Betrieb ist der, ob, wenn ein Strom durch den Spannungserhöhungskondensator Co fließt, der Strom durch die Gleichstromquelle 1 fließt oder nicht.

Bei solch einer Stromversorgungsvorrichtung mit dem Trans formator Tf der in Fig. 1 gezeigt ist, kann das Anlegen der an dem Spannungserhöhungskondensator Co erhöhten Span nung an die Primärwicklungsseite des Transformators Tf das Wicklungsverhältnis des Transformators Tf reduzieren, was zur Realisierung einer Stromquellenvorrichtung mit geringen Ausmaßen führt. Obwohl eine hohe Spannung in eine Sekundär wicklungsseite nur durch die Spannungserhöhungseinrichtung, die auf einem Wicklungsverhältnis in einem üblichen Trans formator beruht, induziert wird, ermöglicht der kooperative Betrieb einer Spannungserhöhungseinrichtung durch den Span nungserhöhungskondensator Co, der auf der Primärwicklungs seite des Transformators Tf vorgesehen ist, und einer Span nungserhöhungseinrichtung durch das Wicklungsverhältnis des Transformators Tf, daß die Belastung des Transformators Tf erleichtert ist, das Wicklungsverhältnis des Transforma tors Tf erniedrigt sein kann und die Größe einer resultie renden Stromversorgungsvorrichtung nach der vorliegenden Erfindung klein sein kann.

In Fig. 4 ist ein detaillierter Stromlaufplan einer Ausfüh rungsform 1 nach der vorliegenden Erfindung gezeigt, welche eine Spannungserhöhungs-Wechselrichterschaltung 2 mit einer Spannungserhöhungsfunktion enthält, die von der Spannungser höhungsfunktion, welche auf dem Transformator Tf beruht, verschieden ist. Die Lastschaltung 7, die mit der Sekundär wicklung des Transformators Tf verbunden ist, enthält eine Gleichrichterstrom-Glättungsschaltung 3 und eine zweite Wechselrichterschaltung 4, und dient zum Zünden der Last 5, wie z. B. einer Entladungslampe, die mit den Ausgängen der zweiten Wechselrichterschaltung 4 verbunden ist. Mit einem Eingang einer Gleichrichterschaltung DB1 ist eine Filter drosselspule L2 verbunden. Dabei ist die Lastschaltung 7 nicht auf die gezeigte Schaltungsanordnung beschränkt, son dern kann irgendeine Schaltungsanordnung sein, solange sie zum Ansteuern der Lastschaltung 7, welche eine hohe Spannung von einer Niedriggleichspannungs-Stromquelle 1 benötigt, dient.

Detaillierter gesagt, enthält die Spannungserhöhungs-Wech selrichterschaltung 2 ein Paar bidirektionaler Schaltelemen te mit npn-Transistoren Qa und Qb, welche zwischen ihrem Emitter und ihrem Kollektor mit Dioden Da und Db in umge kehrter paralleler Beziehung dazu überbrückt sind, wobei eine Serienschaltung der beiden Schaltelemente zwischen bei den Enden des Spannungserhöhungskondensators Co angeschlos sen ist, der Transistor Qb an einer Niedrigspannungsseite an seinem Kollektor mit einem Positivanschluß der Wechselstrom quelle 1 über die Primärwicklung des Transformators Tf ver bunden ist und ein Negativanschluß der Gleichstromquelle 1 mit dem Emitter des Transistors Qb verbunden ist. Die beiden Transistoren Qa und Qb werden abwechselnd unter der Steue rung einer Steuerschaltung 10 durchgeschaltet und gesperrt, um das gleichzeitige Einschalten der beiden Transistoren zu verhindern. Die Steuerschaltung 10 steuert ebenfalls den Durchschalt- und Sperrbetrieb der Transistoren Q3 bis Q6 in der Lastschaltung 7. Weiterhin ist eine Schaltfrequenz fsw, unter der die Transistoren Qa und Qb durchgeschaltet und gesperrt werden, höher als eine Resonanzfrequenz fLC einer Resonanzschaltung mit der Primärwicklung des Transforma tors Tf und dem Spannungserhöhungskondensator Co (fsw < fLC) eingestellt.

Wenn der Transistor Qb jetzt eingeschaltet ist, bewirkt dies das Einrichten eines geschlossenen Stromkreises mit der Gleichstromquelle 1, der Primärwicklung des Transforma tors Tf und dem Transistor Qb, wodurch Strom an die Last schaltung 7 über den Transformator Tf geliefert wird. Wenn der Transistor Qb ausgeschaltet ist, bewirkt dies, daß die in dem Transformator Tf und der Induktivität der Sekundär wicklung des Transformators gespeicherte Energie über die Primärwicklung des Transformators Tf, die Diode Da, den Spannungserhöhungskondensator Co, die Gleichstromquelle 1 und wieder die Primärwicklung des Transformators Tf entladen wird, so daß der Spannungserhöhungskondensator Co mit einer Spannung, die einer Summe der Spannung der Gleichstromquel le 1 und einer Spannung an der Primärwicklung des Transfor mators Tf entspricht, geladen wird. Das bedeutet, daß die Spannung am Spannungserhöhungskondensator Co auf einen höhe ren Wert als die Spannung der Gleichstromquelle 1 erhöht wird.

Wenn als nächstes der Transistor Qa jetzt eingeschaltet wird, bewirkt dies das Einrichten eines geschlossenen Strom kreises mit dem Spannungserhöhungskondensator Co als Strom quelle, dem Transistor Qa, der Primärwicklung des Transfor mators Tf und der Gleichstromquelle 1, wodurch Strom an die Lastschaltung 7 über den Transformator Tf geliefert wird. Wenn darauf der Transistor Qa ausgeschaltet ist, bewirkt dies das Einrichten eines geschlossenen Stromkreises mit der Primärwicklung des Transformators Tf, der Gleichstromquel le 1 und der Diode Db, wodurch ein Strom durch die Primär wicklung des Transformators Tf fließt.

Die Wiederholung der obigen Operationen basierend auf dem Durchschalt-/Sperrbetrieb der Transistoren Qa und Qb be wirkt, daß die Spannung über dem Spannungserhöhungskondensa tor Co höher als die Spannung der Gleichstromquelle 1 ist, so daß eine hohe Spannung an die Primärwicklung des Trans formators Tf angelegt ist. Wenn somit die hohe Spannung gleich einer Spannung wird, die in die Sekundärwicklung des Transformators Tf induziert wird, kann das Wicklungsverhält nis des Transformators Tf kleiner als das der üblichen Wech selrichterschaltungsanordnung gemacht werden. Mit anderen Worten kann der Transformator Tf kleine Ausmaße haben, und somit kann die gesamte Größe und/oder das Gewicht der Strom quellenvorrichtung klein sein.

Es sei jetzt angenommen, daß der Transistor Qa so einge stellt ist, daß er eine Durchschaltzeit Ta hat, der Transi stor Qb so eingestellt ist, daß er eine Durchschaltzeit Tb hat, und eine Beziehung Ta < Tb erfüllt ist. Dann ist die Spannung am Spannungserhöhungskondensator Co in seiner Span nungserhöhungsrichtung derart, daß die obigen Durchschalt zeiten Ta und Tb gemäß der Spannung der Gleichstromquelle 1 und einer Spannung, die durch die Lastschaltung 7 erfordert ist, eingestellt werden können, um die Bedingungen der Last schaltung 7 zu erfüllen. Wenn weiterhin die Schaltfre quenz fsw der Transistoren Qa und Qb höher als die Resonanz frequenz fLC der Resonanzfrequenz der Resonanzschaltung, die durch die Primärwicklung des Transformators Tf und durch den Spannungserhöhungskondensator Co eingerichtet ist, einge stellt ist, können Welligkeiten in der Spannung am Span nungserhöhungskondensator Co unterdrückt werden, so daß die Spannung am Spannungserhöhungskondensator Co im wesentlichen als eine Konstantspannung betrachtet werden kann.

Bei der Schaltungsanordnung der üblichen Stromversorgungs vorrichtung, die in Fig. 50 gezeigt ist, konnte nur etwa die halbe Spannung der Gleichstromquelle an die Primärwick lung des Transformators Tf angelegt werden. Bei der vorlie genden Ausführungsform kann andererseits eine Spannung, die gleich oder höher als die Spannung der Gleichstromquelle 1 ist, an die Primärwicklung des Transformators Tf angelegt werden. Daraus resultierend kann die vorliegende Ausfüh rungsform das Wicklungsverhältnis des Transformators halb so groß wie das der üblichen Stromversorgungsvorrichtung oder geringer machen und somit die gesamte Stromversorgungsvor richtung kompakter machen.

Mit Bezug auf Fig. 5 ist eine Ausführungsform 2 in Überein stimmung mit der vorliegenden Erfindung gezeigt, bei der ein Transformator dem Transformator Tf in der Anordnung der Aus führungsform 1 entspricht, aber seine Primärwicklung mit einem Abgriff versehen ist, solche Verdrahtung wie bei der Primärwicklung der Ausführungsform 1 an einem Ende der Pri märwicklung bezüglich des Abgriffs vorgesehen ist, und das andere Ende der Primärwicklung bezüglich des Abgriffs mit einem positiven Ende des Spannungserhöhungskondensators Co über eine Diode Dc verbunden ist. Diese Anordnung unter scheidet sich von der Ausführungsform 1 darin, daß der Span nungserhöhungskondensator Co über den Transformator Tf und beide Dioden Da und Dc geladen wird, doch die weitere Anord nung und der Betrieb sind im wesentlichen gleich wie die bei der Ausführungsform 1.

Die Lastschaltung 7 ist bei jeder der vorhergehenden Ausfüh rungsformen 1 und 2 von einem üblichen Typ. Wenn jedoch die Lastschaltung 7 aus der Last 5a besteht, an die eine Wech selspannung, wie in Fig. 6 gezeigt ist, angelegt wird, kann die Last 5a mit der Sekundärwicklung des Transformators Tf lediglich über eine Strombegrenzungsspule L2 verbunden wer den. Alternativermaßen wird, wie in Fig. 7 gezeigt ist, eine Gleichspannung an die Last 5a so angelegt, daß ein Se kundärwicklungsausgangssignal des Transformators Tf durch eine Gleichrichterschaltung DB2, die als Diodenbrücke ausge bildet ist, gleichgerichtet wird, durch einen Glättungskon densator C4 geglättet wird und dann an die Last 5a über den Glättungskondensator C4 angelegt wird.

In Fig. 8 ist eine Ausführungsform 3 der vorliegenden Er findung gezeigt, bei der ein Einschalten des Transistors Qb zunächst das Einrichten eines geschlossenen Stromkreises mit der Gleichstromquelle 1, der Primärwicklung Lo des Transfor mators Tf und dem Transistor Qb bewirkt, wodurch Strom an die Lastschaltung 7 über den Transformator Tf geliefert wird. Das Ausschalten des Transistors Qb bewirkt dann, daß die im Transformator Tf und in der Induktivität der Sekun därwicklung gespeicherte Energie über einen geschlossenen Stromkreis mit der Primärwicklung Lo, der Diode Da und dem Kondensator Co entladen wird und dann zum Kondensator Co geschafft wird, um die Spannung des Kondensators Co zu erhö hen. Als nächstes bewirkt das Einschalten des Transistors Qa das Einrichten eines geschlossenen Stromkreises mit dem Kon densators Co, dem Transistor Qa und der Primärwicklung Lo, um dadurch Strom an die Lastschaltung über den Transforma tor Tf vom Kondensator Co als Stromquelle zu liefern. Das Ausschalten des Transistors Qa bewirkt, daß ein Strom von der Primärwicklung Lo über einen geschlossenen Stromkreis mit der Primärwicklung Lo, der Gleichstromquelle 1 und der Diode Db fließt. Durch die Wiederholung des obigen Betriebs wird die Spannung des Kondensators Co erhöht, so daß eine hohe Spannung an die Primärwicklung Lo angelegt wird, wo durch das Wicklungsverhältnis des Transformators Tf in großem Ausmaß erniedrigt sein kann. Wenn insbesondere die Durchschaltzeit des Transistors Qb größer als die Durch schaltzeit des Transistors Qa eingestellt ist, ist der Kon densator Co in seiner Spannungserhöhungsrichtung. Deshalb muß die Durchschaltzeit nur gemäß der Lastspannung einge stellt werden. Sogar bei der Anordnung der vorliegenden Aus führungsform kann eine Spannung, die gleich oder höher als die Stromquellenspannung ist, an den Transformator Tf ange legt werden und das Wicklungsverhältnis auf 1/2 oder weniger reduziert werden, wodurch der Transformator Tf in seinen Ausmaßen klein sein kann.

Bei einer Ausführungsform 3 von Fig. 8 wird solch eine Lastschaltung 7, wie in Fig. 9 gezeigt ist, verwendet. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird ein Hochfrequenz-Aus gangssignal an die Last 5a über eine Strombegrenzungsspu le L2 angelegt, um eine Stromsteuerung auszuführen. Solch eine Schaltungsanordnung kann verwendet werden, bei der die Last 5a der Lastschaltung 7 mit Gleichstrom, wie in Fig. 10 gezeigt, angesteuert wird. In diesem Fall wird eine Ein gangsspannung in eine Gleichspannung durch eine Gleichrich ter/Glättungsschaltung, die aus einer Diodenbrücke und dem Kondensator C4 besteht, umgewandelt und dann an die Last 5a als Gleichspannung geliefert.

Fig. 11 zeigt ein spezielles Beispiel, bei dem die Strom versorgungsvorrichtung von der Ausführungsform 3 auf ein Entladungslampen-Zündsystem zum Rechtecksignal-Zünden einer Hochdruck-Entladungslampe als der Last 5 verwendet wird. In diesem Fall wird die Spannung der Gleichstromquelle 1 durch einen Kondensator Cs aufrechterhalten. Dies ist vorteilhaft, wenn die Gleichstromquelle 1 entfernt von der Stromversor gungsvorrichtung gelegen ist, wie beispielsweise bei einem Lampen-Zündsystem zur Frontbeleuchtung eines Fahrzeuges, da diese Anordnung die Einflüsse der Verdrahtungsimpedanz oder Rauschen unterdrücken kann. Weiterhin dient eine Strombe grenzungs-Drosselspule L2 zum Steuern eines Stroms, der durch die Last 5 fließt. In diesem Fall erfaßt eine Steuer schaltung 10 eine Ausgangsspannung und steuert gemäß dem erfaßten Wert die Impulsbreite der Transistoren Qa und Qb. Die Transistoren Q3 bis Q6 werden mit einer niedrigen Fre quenz angesteuert, beispielsweise mit einigen hundert Hz, so daß die Transistoren Q3, Q6 und die Transistoren Q4, Q5 ab wechselnd durchgeschaltet und gesperrt werden. Ein Glät tungskondensator C2 ist vorgesehen, um die harmonischen Kom ponenten in der Hochfrequenz-Wechselrichtereinrichtung 2 abzuschneiden und um einen Strom mit weniger harmonischen Komponenten durch die Entladungslampe als der Last 5 zur Stabilisierung ihres Entladungsbetriebs durchzulassen. Es wird bemerkt werden, daß der Transformator Tf kompakt ge staltet werden kann, da die Spannung an dem Kondensator Co erhöht werden kann, was somit in der Realisierung einer Mi niaturisierung und einer Gewichtsreduktion des gesamten Lam pen-Zündsystems resultiert.

Der Kondensator Co, der an der Primärwicklungsseite des Transformators Tf vorgesehen ist, dient zum Minimalisieren von Welligkeitskomponenten in der darüber liegenden Span nung, da er als Stromquelle funktioniert. Dazu ist die Schaltfrequenz der Transistoren Qa und Qb höher als die Reso nanzfrequenz, die durch eine äquivalente Induktivitätskompo nente, gesehen von der Primärwicklungsseite des Transforma tors Tf, und durch den Kondensator Co bestimmt ist, einge stellt.

Wenn dabei die Lastimpedanz in einem Bereich von einigen bis einigen hundert Ohm bis unendlich (Zustand ohne Last) in ihrem Ausschaltzustand wie bei der Hochdruck-Entladungslampe von Fig. 11 variiert, wird die Resonanzfrequenz gesehen von der Primärwicklungsseite maximal, wenn die Sekundärwicklung kurzgeschlossen ist und die folgende Beziehung erfüllt.

fmax = (1/2π)√{1/LO + n²/L2)/CO}

Somit wird die Schaltfrequenz fsw der Transistoren Qa und Qb höher als die maximale Resonanzfrequenz fmax eingestellt. Wenn beispielsweise angenommen wird, daß L2 = 200 µH, CO = 2 µF, die Primärwicklungsreaktanz LO des Transformators Tf = 10 µH und n = 12 sind, dann wird die maximale Resonanzfrequenz 102 kHz. Es hat sich herausgestellt, daß, wenn eine Nennlast impedanz 200 Ω ist, Welligkeitskomponenten in der Spannung am Kondensator Co hinreichend unterdrückt werden können, solan ge die Schaltfrequenz auf 150 kHz oder höher eingestellt ist. Da die Resonanzfrequenz in einem Modus ohne Last, der durch die Spule Lo und den Kondensator Co bestimmt ist, 36 kHz ist, während, wenn die Lastseite (Sekundärwicklungsseite) kurzge schlossen ist (die Last 5 hat einen Widerstand von Null), die Resonanzfrequenz etwa 100 kHz wird, so daß, wenn die Schaltfrequenz fsw der Transistoren Qa und Qb das 1,5fache oder mehr der Resonanzfrequenz im kurzgeschlossenen Sekun därwicklungsmodus ist, ein stabiler und bevorzugter Betrieb eingerichtet werden kann.

In Fig. 12 ist eine Ausführungsform 4 der vorliegenden Er findung gezeigt, wobei zwei Wicklungen auf der Primärwick lungsseite des Transformators Tf vorgesehen sind, so daß, wenn der Transistor Qb eingeschaltet ist, die Spannung über dem Kondensator Co über einen geschlossenen Stromkreis mit der Primärwicklung Lo2 des Transformators Tf, einer Diode Dc und einem Kondensator Co erhöht wird, während, sogar wenn der Transistor Qb ausgeschaltet ist, Energie über eine ge schlossene Schaltung der Primärwicklung Lo1 des Transforma tors Tf, der Diode Da und des Kondensators Co gespeichert wird. Somit kann die vorliegende Ausführungsform vorteilhaf terweise eine relativ hohe Ausgangsspannung leicht erzeugen. Falls sogar beispielsweise eine Stromquellen-Spannung nied rig ist (wenn die Stromquellen-Spannung von ihrem Nennwert abfällt, usw.), kann die Spannung des Kondensators Co auf einem hohen Wert gehalten werden, um somit seinen Ausgangs bereich zu vergrößeren.

Fig. 13 ist ein Stromlaufplan einer Ausführungsform 5 der vorliegenden Erfindung, bei der die Strombegrenzungsspule L2 zwischen der Sekundärwicklung des Transformators Tf und der Gleichrichterschaltung DB1 in der Hochfrequenz-Wechselrich tereinrichtung 2 angeschlossen ist. Ebenfalls angeschlossen als Last ist die Hochdruck-Entladungslampe 5, wie z. B. eine Metallhalidlampe. Die Lastspannung, wenn die Lampe in ihrem Einschaltzustand ist, ist beispielsweise etwa 85 V, während die Lastspannung so relativ hoch wie etwa 300 V sein muß, um die Lampe in einem Modus ohne Last zu starten. Um dem zu genügen, resultiert dies, wenn die Anzahl von Wicklungen in der Sekundärwicklung des Transformators Tf erhöht ist, in einer Erhöhung des Primärwicklungsstroms im Einschaltzustand der Lampe. Deshalb ist bei der vorliegenden Ausführungsform ein Resonanzkondensator Cr zwischen der Strombegrenzungsspu le L2 und einer Gleichrichterschaltung DB1 parallel dazu angeschlossen, so daß in einem Modus ohne Last eine Resonanz zwischen der Strombegrenzungsspule L2 und dem Resonanzkon densator Cr eingerichtet ist, um eine Resonanzspannung zu erhalten, die benutzt wird, um eine hohe Spannung ohne Last zu erhalten. Da ein Strom durch den Resonanzkondensator Cr in einem stationären Einschaltzustand der Lampe abnimmt, ist es vorzuziehen, daß der Resonanzkondensator Cr eine kleine Kapazität hat.

Eine Stromsteuerung in einem Nennlastmodus wird durch den Vergleich eines Ausgangssignals eines Fehlerverstärkers EA mit einer Dreieckswelle eines Dreieckswellen-Oszillators 12 an einem Komparator CP1 zur Erzeugung eines PWM-Signals und durch Benutzung des PWM-Signals zum Steuern des Tastverhält nisses der Transistoren Qa und Qb ausgeführt. Bei der vor liegenden Ausführungsform sind Ansteuerschaltungen Xa und Xb vorgesehen. Der Dreieckswellen-Oszillator 12 enthält einen Kondensator Ct, eine Schmitt-Schaltung G zum Erfassen einer Spannung an dem Kondensator Ct, einen Schalter S zum steuer baren Ausführen seines Schaltbetriebs auf der Basis eines Ausgangssignals der Schmitt-Schaltung G, eine erste Strom quelle Ic zum Laden des Kondensators Ct und eine zweite Stromquelle Ie zum Entladen des Kondensators Ct. Wenn das Laden von der ersten Stromquelle Ic bewirkt, daß die Span nung an dem Kondensator Ct ansteigt und einen oberen Grenz wert der Schmitt-Schaltung G erreicht, wird der Schalter S umgekehrt geschaltet. Wenn das Entladen an die zweite Strom quelle Ie bewirkt, daß die Spannung an dem Kondensator Ct auf einen unteren Grenzwert der Schmitt-Schaltung G fällt, wird der Schalter S wieder umgekehrt geschaltet. Dies be wirkt, daß das Laden und Entladen des Kondensators Ct wie derholt wird, um eine Dreieckswelle zu erzeugen. Die Strom werte der ersten Stromquellen Ic und Ie werden variabel ge mäß einem Befehlswert, der von einer Frequenzbefehlsschal tung 11 eingegeben wird, geändert, um dadurch die Oszilla tionsfrequenz des Dreieckswellen-Oszillators 12 zu ändern.

Wenn als nächstes sich der Modus auf den Modus ohne Last ändert (wenn die Lampenlast ausgeschaltet ist) und die Aus gangsspannung (oder die Spannung an dem Kondensator C2) gleich oder größer einer eingestellten Spannung wird, gibt die Frequenzbefehlsschaltung 11 einen Befehlswert an den Dreieckswellen-Oszillator 12, so daß die Schaltfrequenz fsw, die durch die Oszillationsfrequenz des Dreieckswellen-Os zillators 12 bestimmt ist, etwas höher als die Resonanzfre quenz wird, die durch die Strombegrenzungsspule L2 und den Resonanzkondensator Cr bestimmt ist. Das Tastverhältnis im Modus ohne Last ist auf einen bestimmten Einstellwert fest gelegt, so daß die Einstellung der Ausgangsspannung durch Einstellen der Frequenz ausgeführt wird.

Bei solch einer Ausführungsform, wie oben erwähnt, sind die Strombegrenzungsspule L2 und der Resonanzkondensator Cr auf der Sekundärwicklungsseite des Transformators Tf vorgesehen, und eine geeignete Schaltfrequenz ist so eingestellt, daß der Resonanzbetrieb im Modus ohne Last bewirkt, daß die Spannung an dem Resonanzkondensator Cr ansteigt, und eben falls bewirkt, daß verhindert wird, daß ein Spitzenstrom durch die Transistoren Qa und Qb fließt, um die Belastung zu unterdrücken.

Bei einer Ausführungsform 6 der vorliegenden Erfindung, die in Fig. 14 gezeigt ist, ist der Resonanzkondensator Cr zwi schen der Strombegrenzungsspule L2 und der Gleichrichter schaltung DB1 parallel dazu angeschlossen, so daß die Reso nanz zwischen der Strombegrenzungsspule L2 und dem Resonanz kondensator Cr in einem Modus ohne Last eingerichtet wird, um eine Resonanzspannung zu erhalten, und die Resonanzspan nung wird zum Erzeugen einer hohen Spannung ohne Last be nutzt. Zum Zweck des Erniedrigens eines Stroms, der durch den Resonanzkondensator Cr in einem stationären Einschalt zustand fließt, wird ein Kondensator mit einer kleineren Kapazität als der Resonanzkondensator Cr verwendet. Wenn die Spannung über dem Kondensator C2 so hoch wie ein bestimmter Wert wird, wird die Frequenz des Dreieckswellen-Oszilla tors 12, der die Schaltfrequenz bestimmt, auf einen Wert geschaltet, der etwas höher als die Resonanzfrequenz der Strombegrenzungsspule L2 und des Resonanzkondensators Cr liegt. Daraus resultierend gibt ein Komparator CP2 ein Schaltsignal aus, um zu bewirken, daß der Transistor Q8 das Spannungsteilungsverhältnis der Widerstände R1 und R2 än dert, wodurch eine Eingangsspannung für die Frequenzeinstel lung an dem Dreieckswellen-Oszillator 12 geändert wird. Die Spannungseinstellung wird durch Vergleichen des Ausgangs signals des Fehlerverstärkers EA mit einem Ausgangssignal des Dreieckswellen-Oszillators 12 am Komparator CP1 zum Steuern des Tastverhältnisses der Transistoren Qa und Qb ausgeführt. Die Tastverhältnissteuerung ist hinsichtlich der Rauschunterdrückung vorteilhaft gegenüber der Frequenzsteue rung der Transistoren Qa und Qb, so daß die Ausgangsspannung relativ stabil in der Nähe der Resonanzfrequenz, bei der die Steuerverstärkung hoch wird, gesteuert werden kann.

Wenn dabei eine Hochdruck-Entladungslampe als die Last be nutzt wird, das heißt, wenn eine Lastimpedanz über einen breiten Bereich variiert und eine für die Lampe notwendige Lastspannung dementsprechend über einen breiten Bereich va riiert; und wenn solch eine Steuerung bewirken soll, daß je niedriger die Lastspannung ist, desto mehr der Ausgangsstrom ansteigt, wie es der Fall ist, wenn eine hohe Ausgangslei stung zur Zeit der Konstantstromsteuerung oder niedriger Impedanz erwünscht ist; erhöht das große Wicklungsverhältnis des Spannungserhöhungstransformators Tf den Primärwicklungs strom, was unerwünschtermaßen einen erhöhten Verlust oder die Notwendigkeit des Erhöhens der Kapazität des Schaltele ments mit sich bringt. Der Anstieg des Primärwicklungsstroms resultiert aus der Tatsache, daß das Wicklungsverhältnis des Transformators Tf für die Ausgangsspannung des Transforma tors Tf nicht geeignet ist. Aus diesem Grund ist es vorzu ziehen, solch eine Anordnung zu verwenden, bei der das Wick lungsverhältnis der Sekundärwicklung gemäß der Ausgangsspan nung umgeschaltet wird, wobei diese Ausführungsform nachste hend beschrieben werden wird.

Bei einer Ausführungsform 7 in Übereinstimmung mit der vor liegenden Erfindung, die in Fig. 15 gezeigt ist, ist der Transformator Tf an seiner Sekundärwicklung mit einem Zwi schenabgriff versehen, so daß der Schaltbetrieb der Gleich richterdiodenbrücke DB1 basierend auf einer Lastspannung zum Ändern einer Stromverteilung benutzt wird, die vom Sekundär wicklungsanschluß des Transformators Tf auf der Basis der Ausgangsspannung abzunehmen ist. Bei solch einer Anordnung wird, wenn eine Lastimpedanz klein und eine Lastspannung gering ist, ein Strom hauptsächlich von dem Zwischenabgriff (Wicklungszahl: n1) in der Sekundärwicklung des Transforma tors Tf ausgegeben; wohingegen ein Strom hauptsächlich von beiden Enden (Wicklungszahl: n2) der Sekundärwicklung des Transformators Tf durch die Spule L2 ausgegeben wird, wenn die Lastimpedanz groß und die Lastspannung hoch ist.

Bezüglich des Zwischenabgriffs ist es vorzuziehen, die Zwi schenabgriffsposition n1 in der Sekundärwicklung und die Wicklungszahl n2 für die gesamte Sekundärwicklung so einzu stellen, daß sie die folgenden Bedingungen erfüllen, wobei der Strom der Last berücksichtigt wird.

Es sei angenommen, daß die Last eine maximale Lastimpedanz (mit Ausnahme des Modus ohne Last und des Ausschaltzustand einer Entladungslampenlast) R im Betriebsbereich hat, eine Spule L2 mit der Sekundärwicklungsseite des Transforma tors Tf verbunden ist und eine Schaltfrequenz auf ω/2π eingestellt ist. Wenn dann die Wicklungszahl n2 der gesamten Sekundärwicklung und die der Zwischenabgriffsposition n1 so eingestellt sind, daß sie eine Beziehung (n1/n2) < √{R²/(ω2L2² + R²)} erfüllen, kann eine effektive Stromversorgung an die Last erreicht werden und kann eine Strombelastung in der Primärwicklung merklich reduziert wer den. Daraus resultierend, können der Transformator Tf oder die Transistoren Qa und Qb hinsichtlich Größe und Kosten klein gestaltet werden.

Wie in Fig. 16 und 17 gezeigt, können, sogar falls die Diode D6 oder D5 in der Diodenbrücke DB1 von der Ausfüh rungsform von Fig. 15 entfernt wird, im wesentlichen die selben Effekte realisiert werden.

Bei einer Ausführungsform 8 von Fig. 18 sind in Überein stimmung mit der vorliegenden Erfindung eine Durchschalt zeit Ta des Transistors Qa und eine Durchschaltzeit Tb des Transistors Qb so eingestellt, daß sie eine Bezie hung Ta < Tb erfüllen. Wenn die Durchschaltzeit Tb des Tran sistors Qb größer als die Durchschaltzeit Ta des Transi stors Qa ist, um Energie von der Gleichstromquelle 1 an den Transformator Tf zu liefern, bewirkt das Ausschalten des Transistors Qb, daß die Energie des Transformators Tf in den Kondensator Co geladen wird, damit die Spannung am Kondensa tor auf einen höheren Wert als die Spannung der Gleichstrom quelle 1 erhöht wird. In Fig. 19, in der Wellenformen von Signalen gezeigt sind, die in einem stationären Modus der Schaltung von Fig. 18 auftreten, genügen die Durchschalt zeiten Ta und Tb der Transistoren Qa und Qb der Bezie hung Ta < Tb. Die Energie, die gespeichert wird, wenn der Transistor Qb eingeschaltet ist, wird, sobald der Transi stor Qb ausgeschaltet ist, für den Spannungserhöhungsbetrieb der Sekundärwicklungsseite des Transformators Tf und des Kondensators Co entladen. Eine Spannung Vc am Kondensator Co und eine Spannung Vs der Gleichstromquelle 1 genügen einer Beziehung Vs < Vc, wie aus Fig. 19 klar erscheinen wird. Wenn die Durchschaltzeiten Ta und Tb der Transistoren Qa und Qb gemäß dem Zustand der Last 5a gesteuert werden, kann die Spannung an dem Kondensator Co erhöht und aufrechterhalten werden. Weiterhin kann, wenn diese Beziehung beibehalten wird, die Steuerung des Laststroms vereinfacht sein. Daraus resultierend kann der Transformator Tf kompakt gemacht wer den und die den Transistoren Qa und Qb, welche an der Pri märwicklung des Transformators Tf vorgesehen sind, auferleg te Belastung kann stark erleichtert werden. Da zusätzlich die Steuerung der Durchschaltzeit der Transistoren Qa und Qb, das heißt die sogenannte PWM-Steuerung, ohne Ändern der Schaltfrequenz realisiert werden kann, ist die vorliegende Ausführungsform hinsichtlich der Leichtigkeit der Filteraus wahl und der Rauschreduzierung vorteilhaft. In diesem Zusam menhang können die Transistoren Qa und Qb Feldeffekttransi storen (FETs) sein, wobei die FETs jeweils eine umgekehrt gerichtete Diode enthalten und somit die Dioden Da und Db entfernt werden können.

Bei einer Ausführungsform 9 in Übereinstimmung mit der vor liegenden Erfindung von Fig. 20 sind die Transistoren Qa und Qb FETs und enthalten jeweils eine umgekehrt gerichtete Diode zwischen ihrem Drain- und Source-Anschluß. Bei einer Hochfrequenz-Wechselrichterschaltung mit einer niedrigen Stromquellenspannung fließt, wenn die Ausgangsspannung hoch ist und die Ausgangsleistung groß ist, ein großer Strom durch die Primärwicklung des Transformators Tf, was die Be nutzung von solch einem Element, das eine niedrige Durch bruchsspannung, aber einen hohen Durchbruchsstrom hat, er fordert. Wenn weiterhin die Impulsbreite der Transistoren Qa und Qb gesteuert werden, um die Durchschaltzeiten der jewei ligen Transistoren einzustellen, variieren die Durchschalt zeiten in einem breiten Bereich, und somit muß ein Durch bruchsstrom beim maximalen Tastverhältnis bestimmt werden, was darin resultiert, daß die Schaltelemente groß werden und dementsprechend eine resultierende Stromversorgungseinrich tung teuer und voluminös wird. Zusätzlich ist das Element mit einer großen Stromtragfähigkeit im allgemeinen langsam in seiner Schaltgeschwindigkeit und hat ebenfalls eine Gren ze in seiner Betriebsfrequenz. Um dies zu vermeiden, ist die vorliegende Ausführungsform so entworfen, daß die Transisto ren Qa und Qb der FETs unabhängig voneinander arbeiten und die Schaltfrequenzen und Durchschaltzeiten der Transistoren so eingestellt sind, daß sie die ihnen auferlegte Belastung unterdrücken.

In Fig. 21 sind mit (a) bis (c) Wellenformen von Signalen in verschiedenen Zuständen der Ausführungsform 9 von Fig. 20 gezeigt. Insbesondere ist im Zustand (a) von Fig. 20 die Schaltfrequenz des Transistors Qb höher als die des Transistors Qa eingestellt, so daß, sogar falls die gesamte Durchschaltzeit des Transistors Qb in einer Periode länger als die gesamte Durchschaltzeit des Transistors Qa ist, die Durchschaltzeit des Transistors Qb kürzer wird, wodurch ein Strom, der durch den Transistor Qb fließt, unmittelbar bevor der Transistor ausgeschaltet wird, reduziert werden kann. Im Zustand (b) von Fig. 21 wird der Transistor Qa bei einer Frequenz betrieben, die höher als die des Transistors Qb ist. Im Zustand (c) sind solche Dauern vorgesehen, daß die Transistoren Qa und Qb beide unabhängig durchgeschaltet und gesperrt werden. Auf diese Art und Weise ist die gesamte Durchschaltzeit des Transistors Qb, der, wenn er eingeschal tet ist, eine geschlossene Schaltung mit der Gleichstrom quelle 1 bildet, länger als die des Transistors Qa in jegli chem der Zustände (a) bis (c) von Fig. 15, wodurch die Spannung an dem Kondensator Co erhöht werden kann, um das Wicklungsverhältnis des Transformators Tf zu reduzieren. Daraus resultierend kann der Gleichstrom-Durchbruchsstrom des Schaltelements niedrig gemacht werden, können die Vor richtungskosten niedrig gemacht werden, und somit kann die Vorrichtung geringe Ausmaße haben. Da weiterhin der Spitzen wert des Stroms unterdrückt werden kann, kann die jeweiligen Teilen (einschließlich des Transformators) auferlegte Bela stung reduziert werden.

Zum besseren Verständnis verschiedener Ausführungsformen der Stromversorgungsvorrichtung in Übereinstimmung mit der vor liegenden Erfindung wird als nächstes eine Erklärung hin sichtlich der Steuerung der Schaltfrequenz oder hinsichtlich der Steuerung des Tastzyklus, wenn der Betrieb der Vorrich tung sich von seinem Betriebsstartmodus auf einen stationä ren Modus verschiebt, durchgeführt werden. Bei der grundle genden Ausführungsform, die in Fig. 11 gezeigt ist, sind die Wellenformen der Stromsignale, die durch die Schaltele mente (Transistoren Qa und Qb und Dioden Da und Db) im sta tionären Modus fließen, so, wie in Fig. 22 gezeigt ist. In der Zeichnung bezeichnet Bezugszeichen Ia einen Strom, der durch den Transistor Qa (oder die Diode Da) fließt, Ib einen Strom, der durch den Transistor Qb (oder die Diode Db) fließt, und IT1 einen Primärstrom, der durch den Transforma tor Tf fließt. Wenn die Änderung des Transistors Qb von sei nem Durchschaltzustand auf seinen Sperrzustand bewirkt, daß die in den jeweiligen Induktivitäten gespeicherte Energie zunächst in den Kondensator Co über die Diode Da geladen wird, sind die Spannungen an den jeweiligen Kondensatoren niedrig, unmittelbar nachdem die Vorrichtung gestartet wird, wodurch der Ladestrom, der durch den Kondensator Co fließt, einen leichten Gradienten der Dämpfungswellenform des Lade stroms in den Kondensator Co hat. Aus diesem Grund wird der Ladestrom, der durch den Kondensator Co über die Diode Da fließt, Null, so daß vor Einrichten eines Strompfades, in dem Ladungen in dem Kondensator Co an die Lastseite über den Transistor Qa entladen werden, das heißt, während der Lade strom zum Kondensator Co fließt, die Stromschaltperiode zum Nächsten verschoben wird, um den Transistor Qb einzuschal ten, wobei dieser Zustand als Masse-Kurzschluß-Zustand be zeichnet wird, in dem ein Spitzenstrom Is, wie aus Fig. 23 ersichtlich ist, fließt. Die Erzeugung dieses Spitzen stroms Is resultiert aus folgendem Grund. Da die Spannungen über dem Kondensator Co und dem Kondensator C2 in der Last schaltung niedrig sind, bewirkt die Änderung des Transi stors Qa von seinem Durchschaltzustand auf seinen Sperrzu stand, daß die in den jeweiligen Induktivitätskomponenten gespeicherte Energie in den Kondensator Co mit einem kleinen Dämpfungsfaktor geladen wird. Dies resultiert darin, daß die Dauer bis zur Vervollständigung der Ladung länger als die stationäre Dauer wird, so daß die Energie, die in den jewei ligen Induktivitäten während der Sperrperiode des Transi stors Qb mit demselben Tastzyklus und der Schaltfrequenz wie denen im stationären Modus, die dafür eingestellt sind, ge laden wird, nicht vollständig in den Kondensator Co entladen werden kann.

Dementsprechend wird zum Reduzieren der durch den Spitzen strom im Startmodus verursachten Belastung, das heißt zum vollständigen Laden der in den jeweiligen Induktivitäten gespeicherten Energie in den Kondensator Co, (1) die Schalt frequenz fest, das Einschalt-Tastverhältnis des Transi stors Qb klein gemacht, um weniger Energie in der Induktivi tät zu speichern, und dadurch die Entladungszeit der Energie in den Kondensator Co klein zu machen, oder (2) die Schalt frequenz verändert und ebenfalls das Einschalt-Tastverhält nis des Transistors Qb klein gemacht. Solche Tastverhältnis-Steu erung oder Schaltfrequenz-Steuerung wird für eine vorbe stimmte Zeitperiode, ausgehend von dem Betriebsstartmodus, ausgeführt, und daraufhin werden die Schaltfrequenz und das Tastverhältnis schrittweise oder graduell zu denen im sta tionären Modus verschoben.

Beim obigen Betrieb (1) oder (2) wird ein Einschaltsignal an den Transistor Qa während der Sperrperiode des Transi stors Qb ausgegeben, so daß die Vervollständigung des Ladens in den Kondensator Co über die Diode Da bewirkt, daß der Transistor Qa eingeschaltet wird, um das Entladen des Kon densators Co zu starten. Jetzt wird der Steuerbetrieb (1) oder (2) ausgeführt, um nun den Transistor Qb zu betreiben, und vorher den Transistor Qa zu stoppen. Dies ermöglicht, daß die Spannung an dem Kondensator Co schnell ansteigt, und ermöglicht somit, daß die Ladezeit in den Kondensator Co auf denselben Wert wie im stationären Modus verkürzt wird. Bei dieser Anordnung kann eine Zeit verkürzt sein, die zum Ver schieben des Operationsstartmodus auf den stationären Modus benötigt ist.

Bei einer Ausführungsform 10 in Übereinstimmung mit der vor liegenden Erfindung, die in Fig. 24 gezeigt ist, werden die Transistoren Qa und Qb in der Hochfrequenz-Wechselrichter einrichtung 2 abwechselnd durchgeschaltet und gesperrt, um die Spannung der Gleichstromquelle 1 in eine Hochfrequenz-Span nung umzuwandeln, die dann durch den Transformator Tf erhöht wird. Verbunden mit der Sekundärwicklung des Trans formators Tf ist die Lastschaltung 7. Unmittelbar nachdem die Stromquelle eingeschaltet ist, wird eine Stromquellen-Über wachungsschaltung 20 betrieben, um eine Hilfssteuer schaltung 21 zu starten. Dabei werden die Schalter Sa und Sb umgeschaltet, um Ausgangssignale der Hilfssteuerschaltung 21 zum Ansteuern der Schaltungen Xa und Xb jeweils anzulegen. Die Betriebszeit der Hilfssteuerschaltung 21 ist durch eine Zeitgeberschaltung 22 eingestellt, die das Ausgangssignal der Stromquellen-Überwachungsschaltung 20 empfängt. Wenn die eingestellte Betriebszeit abläuft, werden die Schalter Sa und Sb umgeschaltet, um ein Ausgangssignal der Steuerschal tung 10 an die Ansteuerschaltungen Xa und Xb anzulegen. Die Hilfssteuerschaltung 21 ist so ausgelegt, daß sie die obige Tastverhältnis-Steuerung oder Schaltfrequenz-Steuerung der obigen Punkte (1) oder (2) ausführt.

Bei einer Ausführungsform 11 in Übereinstimmung mit der vor liegenden Erfindung von Fig. 25 ist die Zeitgeberschal tung 22 bei der vorhergehenden Ausführungsform 10 durch solch eine Anordnung ersetzt, daß die Hilfssteuerung im Be triebsstartmodus ausgeführt wird, so daß Spannungen über den Kondensatoren Co und C2 erfaßt werden und in Komperato ren CP4 und CP5 verglichen werden, bis die Spannungen gleich den eingestellten Spannungen Vref4 und Vref5 werden. Unmit telbar nachdem die Stromquelle eingeschaltet ist, wird die Stromquellen-Überwachungsschaltung 20 betrieben, um ein Rücksetzsignal an einen RS-Flip-Flop FF zu senden und seinen Q-Eingang auf seinen L-Zustand zu setzen. Dies bewirkt, daß eine Schalterschaltung 23 betrieben wird, um den Transi stor Qa und die Transistoren Q3 bis Q6, bestehend aus der Rechtecksignal-Wechselrichtereinrichtung 4 in einer Aus gangsschaltung, zu stoppen. Zur selben Zeit bewirkt ein Aus gangssignal des Oszillators 24, daß der Transistor Qb be trieben wird. Der Oszillator 24 ist so eingestellt, daß er solch eine Frequenz und solch einen Tastzyklus liefert, die hinreichend sind, daß der Kondensator Co geladen wird, wenn der Transistor Qb im Betriebsstartmodus ausgeschaltet wird. Wenn die Spannung über dem Kondensator Co oder C2 einen be stimmten Einstellwert überschreitet, gilt der Q-Ausgang RS-Flip-Flop FF auf seinen H-Zustand, so daß die Schalterschal tung 23 arbeitet und die Stromquellenvorrichtung auf einen gewöhnlichen Steuerbetriebsmodus verschoben wird. Da dies ermöglicht, daß die den Schaltelementen zur Zeit des Starts der Stromquellenvorrichtung auferlegte Belastung erleichtert wird, kann der Durchbruchsstrom der Elemente reduziert wer den, und die den weiteren Teilen auferlegte Belastung kann ebenfalls reduziert werden. In diesem Zusammenhang enthält die vorliegende Ausführungsform eine logische ODER-Schal tung 25 und einen Niedrigfrequenz-Oszillator 26.

Eine Ausführungsform 12 in Übereinstimmung mit der vorlie genden Erfindung von Fig. 26 enthält einen Controller 30, eine Spannungserfassungsschaltung 31, eine Sägezahnwellen-Oszil latorschaltung 32, eine Zeitgeberschaltung 33, eine Wiederzünd-Kompensationsschaltung (Referenzspannungs-Ände rungsschaltung) 34, eine Niedrigfrequenz-Oszillationsschal tung 35 und eine Frequenzteilerschaltung 36. Ebenfalls ent halten in der vorliegenden Ausführungsform sind Ansteuer schaltungen Xa, Xb und X3 bis X5 für die Transistoren Qa, Qb und Q3 bis Q5, ein Fehlerverstärker EA, ein Komparator CP1, Widerstände R1 und R2 sowie ein Transistor Q8. Das Bezugs zeichen Vref bezeichnet eine Referenzspannung. In diesem Zusammenhang sind die Strukturen der Hochfrequenz-Wechsel richtereinrichtung 2, des Wechselstrom/Gleichstrom-Wand lers 3 und der Rechtecksignal-Wechselrichtereinrichtung 4 im wesentlichen dieselben wie die bei der vorhergehenden Aus führungsform 3; und der Betrieb der Hauptschaltung ist eben falls im wesentlichen derselbe wie der bei den vorhergehen den Ausführungsformen.

Bei der vorliegenden Ausführungsform ist eine Einrichtung zum Erleichtern des Wiederzünd-Betriebs einer Entladungslam pe vorgesehen, wenn die Lampe mit Rechtecksignalstrom gezün det wird. Eine Erklärung wird hinsichtlich des Wiederzünd-Be triebs gemacht werden. Die Benutzung der Entladungslampe während einer langen Zeit bewirkt, daß die Lampenspannung ansteigt, was in der Tatsache resultiert, daß, insbesondere da die Wiederzünd-Spannung zur Zeit der Polaritätsumkehr hoch wird, ein Auslöschen stattfindet. Zum Zwecke der Reali sierung eines stabilen Zündens der Entladungslampe während einer langen Zeitperiode wird solch eine Anordnung verwen det, daß die Sekundärspannung des Transformators hoch einge stellt ist. Diese Anordnung bringt jedoch einen Anstieg der Größe des Transformators Tf mit sich und bringt ebenfalls einen Anstieg der Belastung mit sich, welche der Primärwick lung durch das dementsprechend erhöhte Wicklungsverhältnis auferlegt ist. Bei der vorliegenden Ausführungsform ist zum Realisieren des stabilen Zündens der Lampe in der Nähe des Wiederzünd-Punktes des Lampenstroms, zumindest wenn sich die Polarität umkehrt (was eine der Ursachen für das Auslöschen ist), und ebenfalls zum Unterdrücken des Auslöschens eine Einrichtung zum zeitweiligen Anlegen einer Spannung, die höher als die im stationären Zustand ist, vorgesehen.

In Fig. 27 sind die Lampenspannung V5 und eine Spannung Vc über dem Kondensator Co bei der vorliegenden Ausführungs form 12 gezeigt. Im Controller 30 wird eine Erfassungsspan nung, die durch die Spannungserfassungsschaltung 31 erfaßt ist, mit der Referenzspannung Vref verglichen und im Fehler verstärker EA verstärkt, wobei ein Ausgangssignal des Ver stärkers mit einem Ausgangssignal der Sägezahnwellen-Oszil latorschaltung 32 im Komparator CP1 verglichen wird, der ein PWM-Signal, welches in seiner Durchschaltzeit variabel ist, erzeugt. Das PWM-Signal wird zum Ein- und Ausschalten der Transistoren Qa und Qb mit einer Oszillationsfrequenz (von einigen zehn bis einigen hundert kHz) der Sägezahnwellen-Oszil lationsschaltung 32 benutzt, so daß die Durchschaltzeit der Transistoren Qa und Qb gemäß dem erfaßten Wert der Span nungserfassungsschaltung 31 gesteuert werden kann. In einem normalen Modus der Wiederzünd-Kompensationsschaltung 34 wird der Transistor Q8 nur in der Nähe der Polaritätsumkehrzeit der Rechtecksignal-Zündung durchgeschaltet und gesperrt. Dies bewirkt, daß die Referenzspannung Vref, die an dem Feh lerverstärker EA angelegt ist, ansteigt, und das Ausgangs signal des Fehlerverstärkers abfällt, woraus resultiert, daß das Impulsbreiten-Steuersignal (Ausgangssignal des Kompara tors CP1) in solch einer Richtung variiert, daß es die Durchschaltzeit verbreitert. Diese Zeitsteuerung wird syn chron mit einem Ausgangssignal der Niedrigfrequenz-Oszilla tionsschaltung 35 ausgeführt, und die Zeitgeberschaltung 33 stellt die Durchschaltzeit des Transistors Q8 ein. Die Nie drigfrequenz-Oszillationsschaltung 35 erzeugt eine Rechteck welle, die Zündfrequenz zum Ansteuern der Transistoren Q3 bis Q6. Der Ausgang des Komparators CP1 bestimmt die Durch schaltzeit des Transistors Qb, und sein invertiertes Signal bestimmt die Durchschaltzeit des Transistors Qa. Wenn die Durchschaltzeit des Transistors Qb verlängert ist, ist der Strom, der von der Gleichstromquelle 1 geliefert wird, er höht, so daß die Verstärkungsfähigkeit des Kondensators Co zur Zeit des Ausschaltens des Transistors Qb erhöht ist, wie in Fig. 27 gezeigt (t1, t2, etc.) ist.

Bei dem erhöhten Wert der Spannung Vc steigt eine Sekundär spannung V2 des Transformators Tf, was das Wiederzünden der Entladungslampe in ihrem Rechtecksignal-Zündmodus erleich tert, und somit darin resultiert, daß die Entladungslampe stabil ohne Auslöschen gezündet werden kann. Mit anderen Worten kann die Entladungslampe stabil über eine lange Zeit periode gezündet werden. Da weiterhin die Wiederzünd-Kom pensation ohne Anstieg des Wicklungsverhältnisses des Trans formators Tf realisiert werden kann, kann der Transforma tor Tf klein in seinen Ausmaßen gestaltet werden. Obwohl der zeitweilige Spannungsanstieg in der Nähe der Wiederzünd-Zeit bei der vorliegenden Ausführungsform vorgesehen ist, kann solch eine Anordnung, falls notwendig, verwendet werden, bei der, wenn die Auslöschung dazu tendiert, leicht stattzufin den, wie es der Fall ist, wenn die Stromquellen-Spannung abgefallen ist oder wenn die Lampenspannung im stationären Modus ansteigt, die Wiederzünd-Kompensation gemäß der Erfas sung solch einer Tendenz ausgeführt werden.

In Übereinstimmung mit der vorliegenden Ausführungsform kann lediglich durch zeitweiliges Verbreitern der Durchschaltzeit des Transistors Qb das Verhindern der Auslöschung mit einer leichten Steuerung erzielt werden. Obwohl die Steuerung der Durchschaltzeit durch Ändern der Referenzspannung Vref bei der vorliegenden Ausführungsform ausgeführt worden ist, kann solch eine Anordnung verwendet werden, daß der Erfassungs spannungswert zeitweilig geteilt wird oder eine weitere Schaltung hinzugefügt wird, um vorzugsweise die Schaltung zeitweilig zu steuern. Das heißt, jegliche Anordnung kann benutzt werden, solange sie so arbeitet, daß sie steuerbar die Spannung Vc über dem Kondensator Co erhöht.

Bei einer Ausführungsform 13 der vorliegenden Erfindung ist, wie in Fig. 28 gezeigt ist, ein Spannungserfassungstrans formator Td unmittelbar stromaufwärts des Eingangs der Gleichrichterschaltung DB1 angeschlossen, und die Hochfre quenz-Wechselrichtereinrichtung 2 erzeugt ein Hochfrequenz-Aus gangssignal, wodurch ein kompakter Erfassungstransforma tor Td realisiert werden kann. Das heißt beim Verfahren zum Erfassen des Ausgangssignals der Rechtecksignal-Wechsel richtereinrichtung 4 oder der Spannung über dem Kondensa tor C2 muß, da die zweite Wechselrichterschaltung 4 ein Nie drigfrequenz-Ausgangssignal erzeugt, daraus resultierend der Transformator Tf groß in seinen Ausmaßen gemacht werden; und da die Spannung an dem Kondensator C2 eine Gleichspannung ist, tendiert sie dazu, es stark zu erschweren, sie mittels eines Transformators zu erfassen. Da andererseits bei der vorliegenden Ausführungsform der Spannungserfassungstrans formator Td direkt stromaufwärts der Gleichrichterschal tung DB1 angeschlossen ist, kann ein Erfassungsausgangs signal, das durch den Transformator geringer Größe abge trennt wird, erhalten werden. Verbunden mit dem Ausgang ei ner Sekundärwicklung des Spannungserfassungstransforma tors Td ist eine Spannungserfassungsschaltung 40, um das Gleichstrom-Erfassungsausgangssignal zu erhalten. In dem Fall, in dem die Spannung des Kondensators C2 im wesentli chen gleich der Ausgangsspannung unmittelbar stromaufwärts der Gleichrichterschaltung DB1 erfaßt wird, werden Dioden in der Gleichrichterschaltung DB1 leitend, wenn die Eingangs spannung der Gleichrichterschaltung DB1 gleich oder höher als die Spannung an dem Kondensator C2 wird. Dabei wird die Eingangsspannung der Gleichrichterschaltung DB1 gleich der Spannung des Kondensators C2. Wenn die Kapazität des Konden sators C2 groß ist und die erzeugte Spannung geringe Wellig keiten enthält, bleibt die Spannung im wesentlichen auf dem selben Pegel, welcher einem Spitzenwert in der Wellenform während der Leitung der Dioden der Gleichrichterschal tung DB1 entspricht. Die Spannungserfassungsschaltung 40 findet einen Spitzenwert in der Wellenform der durch den Spannungserfassungstransformator Td erfaßten Spannung und erzeugt eine Ausgangsspannung (das heißt die Spannung des Kondensators C2). In der Spannungserfassungsschaltung 40 ist eine Zeitkonstante einer Filterschaltung zum Glätten seiner Ausgangsspannung so eingestellt, daß sie zumindest länger als die Schaltperiode der Transistoren Qa und Qb ist. Die durch die Spannungserfassungsschaltung 40 erfaßte Spannung wird an die Steuerschaltung 10 zur Ausgangssteuerung ange legt.

In Fig. 29 ist ein detailliertes Beispiel der Spannungser fassungsschaltung 40 gezeigt. Insbesondere wird ein Aus gangssignal einer Sekundärwicklung des Spannungserfassungs transformators Td durch eine Diode D8 gleichgerichtet und dann in einen Kondensator C8 geladen. Eine Zeitkonstante, die durch den Kondensator C8 und einen Widerstand R8 be stimmt ist, ist auf einen viel größeren Wert als die Schalt frequenz eingestellt. Dies resultiert darin, daß eine Span nung an dem Kondensator C8 im wesentlichen gleich einer Spitzenspannung der Spannungserfassungsschaltung 40 wird und dann durch einen Verstärker 41 ausgegeben wird. Die Span nungserfassungsschaltung 40 kann ein Vollwellen-Gleichrichter sein, der zwei Dioden D8 und D9, wie in Fig. 30 gezeigt ist, benutzt.

Eine Ausführungsform 14 der vorliegenden Erfindung, die in Fig. 31 gezeigt ist, ist so ausgelegt, daß sie eine stärker verbesserte Erfassungsansprechcharakteristik der Spannungs erfassungsschaltung 40 von Fig. 28 hat und für eine ge nauere Steuerung geeignet ist. In diesem Fall wird die Se kundärausgangsspannung V2 des Spannungserfassungstransforma tors Td in den Kondensator C8 während seines Halbzyklus ge laden. Während des nächsten Halbzyklus wird der Kondensa tor C8 nicht mit der Spannung V2 aufgrund der Gegenwart der Diode D8 geladen. Innerhalb eines eingestellten Zeitinter valls t1 des Halbzyklus, während dessen der Kondensator C8 nicht geladen wird, ist ein Schalter S1 in seinem Durch schaltzustand, so daß die Erfassungsspannung durch den Ver stärker 41 und eine Filterschaltung 42 ausgegeben wird. In nerhalb eines restlichen Zeitintervalls t0 des Halbzyklus, während dessen der Kondensator C8 nicht geladen wird, ist ein Schalter S0 in seinem Durchschaltzustand, um Ladungen aus dem Kondensator C8 zu entladen. Dies resultiert darin, daß der Kondensator C8 mit jedem Zyklus der Spitzenspannung geladen wird und ebenfalls weniger durch seine Wellenform beeinflußt wird. Weiterhin ist eine Ansprechcharakteristik, die durch einen Abfall der Spannung verursacht wird, stark gegenüber der von beispielsweise der Ausführungsform 13 ver bessert. In Fig. 32 sind Wellenformen der Sekundärspan nung V2 des Spannungserfassungstransformators Td und Signale der Schalter S0 und S1 gezeigt. Obwohl bei der in Fig. 31 gezeigten Ausführungsform der Schaltung die Erfassungswel lenform-Spannung an einem Komparator 43 verglichen wird und dann durch eine Zeitgeberschaltung 44, eine logische Inver terschaltung 45 und eine logische UND-Schaltung 46 durchge lassen wird, um die Betriebssignale der Schalter S0 und S1 zu erhalten, kann solch eine Anordnung verwendet werden, bei der das Ausgangssignal des Komparators 43 durch ein Ansteu ersignal für ein Hochfrequenz-Schaltelement 8 ersetzt wird.

Eine Ausführungsform 15 der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 33 gezeigt. Da die Spannung an dem Kondensator Co mit dem Tastverhältnis der Transistoren Qa und Qb in der Wech selrichterschaltung fluktuiert, kann die Spannung an dem Kondensator Co abhängig vom Tastverhältnis manchmal höher als die Stromquellen-Spannung sein. Wenn die Spannung des Kondensators Co zu hoch wird, überschreitet sie die Durch bruchsspannungen der Transistoren Qa und Qb und die Durch bruchsspannung der Sekundärwicklung des Transformators Tf, was zu einer der Ausfallursachen führt. Um dies zu vermei den, wird bei der vorliegenden Ausführungsform die Spannung des Kondensators Co durch eine Spannungserfassungsschal tung 50 so erfaßt, daß, wenn die erfaßte Spannung gleich oder höher als eine eingestellte Spannung wird, ein Kompara tor CP6 arbeitet, um eine Schaltung 51 zur Verhinderung ei ner abnormalen Spannung anzusteuern, wodurch die Ansteuer signale der Transistoren Qa und Qb deaktiviert werden, um den Betrieb der Transistoren Qa und Qb zu stoppen. In der Zeichnung bezeichnen Bezugszeichen Idt und Vdt erfaßte Werte des Ausgangsstroms beziehungsweise der Ausgangsspannung.

In einer Ausführungsform 16 der vorliegenden Erfindung, die in Fig. 34 gezeigt ist, wird, um zu verhindern, daß eine übermäßige Spannung an dem Kondensator Co auftritt, wenn das Tastverhältnis des Transistors Qb zu hoch ist, das größere der Ausgangssignale des Fehlerverstärkers EA für die normale Ausgangssteuerung und des Fehlerverstärkers EA6 zum Überwa chen der Spannung an dem Kondensator Co über die Dioden D11 und D12 ausgewählt und dann an den Komparator CP1 angelegt, um ein Schaltsignal zu erzeugen, wodurch die Spannung an dem Kondensator Co so gesteuert wird, daß sie einen eingestell ten Wert nicht überschreitet. In diesem Zusammenhang kann die ähnliche Steuerung wie bei den obigen Ausführungsformen durch Erfassen der Spannungen an den Kondensatoren Co und Cs realisiert werden. Das kommt daher, weil die Spannung der Gleichstromquelle 1 gleich der Spannung an dem Kondensa tor Cs ist und stabil ist, so daß die Spannung an dem Kon densator Co als eine Spannung an einer Reihenschaltung der Kondensatoren Co und Cs erfaßt werden kann.

Eine Ausführungsform 17 der vorliegenden Erfindung, die in Fig. 35 gezeigt ist, welche ein detaillierteres Beispiel der Ausführungsform von Fig. 11 ist, ist so ausgelegt, daß sie steuerbar eine Entladungslampenlast mit einer vorbe stimmten Energiemenge zündet. Die vorliegende Ausführungs form enthält eine Steuerschaltung DRb zum Ansteuern von Schaltelementen Q3 bis Q6, eine Steuerschaltung DRa zum An steuern der Schaltelemente Qa und Qb, einen Verstärker Amp1 zum Verstärken eines erfaßten Stroms, der in eine Wechsel richterschaltung der Schaltelemente Q3 bis Q6 fließt, einen Verstärker Amp2 zum Verstärken einer erfaßten Spannung, die an die Wechselrichterschaltung der Schaltelemente Q3 bis Q6 anzulegen ist, einen Multiplizierer MUL1 zum Multiplizieren der Ausgangssignale der Verstärker Amp1 und Amp2, einen Feh lerverstärker EAI zum Vergleichen eines Ausgangssignals des Multiplizierers MUL1 mit einem Strombefehl P1, einen Fehler verstärker EA2 zum Vergleichen eines Ausgangssignals des Verstärkers Amp2 mit einem begrenzten maximalen Spannungs wert V1, einen Fehlerverstärker EA3 zum Vergleichen des Aus gangssignals des Verstärkers Amp1 mit einem begrenzten maxi malen Stromwert I1, einen Komparator CP1 zum Vergleichen des maximalen Ausgangssignals der Fehlerverstärker EA1 bis EA3 über Dioden D11, D21 und D31 mit einem Ausgangssignal eines Hochfrequenz-Dreieckswellengenerators 12 und zum Ausgeben eines Ausgangssignals an die Steuerschaltung DRa und einen Niedrigfrequenz-Oszillator 26 zum Senden eines Steuersignals an die Schaltelemente Q3 bis Q6 über die Steuerschal tung DRb.

Der Betrieb der vorliegenden Ausführungsform wird als näch stes kurz erklärt werden. In einem stationären Modus wird das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers EA1 zum Steuern der Schaltelemente Qa und Qb benutzt, und der einer Entladungs lampe 5 zugeführte Strom wird im wesentlichen auf einen kon stanten Wert zum stabilen Zünden der Entladungslampe 5 ge steuert. In einem Niedrigimpedanzmodus, wie unmittelbar nach Zünden der Entladungslampe 5, wird das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers EA3 zum Steuern der Schaltelemente Qa und Qb in einer Weise, daß ein Lampenstrom unterhalb eines maxi malen Nennstroms fällt, benutzt. In einem Ausschaltzustand, in dem die Entladungslampe 5 in ihrem Ausschaltzustand ist, wird das Ausgangssignal des Fehlerverstärkers EA2 zum Steu ern der Schaltelemente Qa und Qb in solch einer Weise, daß die an die Entladungslampe 5 angelegte Spannung um bei spielsweise 300 V höher als die im Einschaltzustand zum Star ten der Entladungslampe 5 ist, benutzt.

Jedoch birgt die Ausführungsform 17 von Fig. 35 insofern eine Gefahr, als daß folgendes Problem auftreten kann.

Das heißt, falls angenommen wird, daß die Schaltelemente Qa und Qb ihre Durchschaltzeiten Ta und Tb und eine Periode T jeweils haben, dann ist eine Beziehung zwischen einem Ein schalt-Tastverhältnis Tastverhältnis B (=Tb/T) des Schalt elements Qb und einer Ausgangsleistung der Schaltung der vorliegenden Ausführungsform nach Fig. 35 erfüllt.

Im stationären Einschaltzustand der Entladungslampe 5 oder dann, wenn die Last eine Impedanz aufweist, die im wesentli chen gleich der Lampenimpedanz im stationären Einschaltzu stand ist, steigt die Ausgangsleistung mit erhöhtem Ein schalt-Tastverhältnis Tastverhältnis B des Schaltele ments Qb, wie in Fig. 36 (a) gezeigt ist. Wenn weiterhin die Lampenimpedanz (oder Lastimpedanz) um einen kleinen Be trag im Vergleich mit dem im obigen Fall ansteigt, fällt die Ausgangsleistung im ganzen, wie in Fig. 36 (b) gezeigt. In einem Impedanzmodus, in dem die Lampenimpedanz (oder Lastim pedanz) niedrig ist, sowie im Fall, unmittelbar nachdem die Entladungslampe 5 gezündet wurde, variiert, wenn es er wünscht ist, ein Ausgangssignal hauptsächlich von dem Zwi schenabgriff, der in der Sekundärwicklung n2 des Transforma tors Tf vorgesehen ist, zu erhalten, die Ausgangsleistung im wesentlichen entlang einer parabolischen Kurve, wenn das Einschalt-Tastverhältnis Tastverhältnis B des Schaltele ments Qb ansteigt, wie in Fig. 36 (c) gezeigt ist. Wenn das Einschalt-Tastverhältnis Tastverhältnis B des Schaltele ments Qb unterhalb dm liegt, steigt die Ausgangsleistung mit dem Ansteigen des Einschalt-Tastverhältnisses Tastverhält nis B des Schaltelements Qb. Wenn das Einschalt-Tastver hältnis Tastverhältnis B des Schaltelements Qb dm über schreitet, wird andererseits ein Primärstrom IT1, der durch die Primärwicklung des Transformators Tf fließt, stets höher als Null sein, wie in Fig. 37 gezeigt ist, so daß der Pri märstrom IT1 übermäßig und gesättigt wird. Dies resultiert darin, daß die Ausgangsleistung abnimmt, wenn das Einschalt-Tast verhältnis Tastverhältnis B des Schaltelements Qb an steigt, wie in Fig. 36 (c) gezeigt ist. Somit variiert die Ausgangsleistungscharakteristik stark in Abhängigkeit von dem Wert der Lampenimpedanz (oder Lastimpedanz).

Wenn sich beispielsweise der Modus abrupt von einem Modus, in dem die Schaltelemente Qa und Qb so betrieben wurden, daß das Einschalt-Tastverhältnis Tastverhältnis B des Schaltele ments Qb gleich dn war und eine Spannung (zum Beispiel 300 V) der Entladungslampe 5 an sie in ihrem Ausschaltzustand ange legt war, auf einen Niedrigimpedanz-Modus verschiebt, in dem die Entladungslampe 5 in ihrem Durchschaltzustand mit einer niedrigen Lampenimpedanz war, verursacht der Betrieb der Schaltelemente Qa und Qb mit dem Einschalt-Tastverhältnis Tastverhältnis B=dn des Schaltelements Qb, daß der übermäßi ge Primärstrom IT1 durch die Primärwicklung des Transforma tors Tf fließt und zu sättigen ist, so daß eine Möglichkeit auftreten kann, daß den Schaltelementen usw. eine übermäßige Belastung auferlegt wird.

Um dies zu vermeiden, ist solch eine Ausfüh 09914 00070 552 001000280000000200012000285910980300040 0002019606874 00004 09795rungsform, wie in Fig. 38 gezeigt, derart ausgelegt, daß sie einen Integra tor INT1 zum Erfassen und Integrieren einer primären Aus gangsspannung des Transformators Tf und zum darauffolgenden Anlegen desselben an einen negativen Eingangsanschluß des Komparators CP1 über eine Diode D41 vorsieht. Die weitere Anordnung ist im wesentlichen die gleiche wie die von Fig. 35 mit im wesentlichen denselben Effekten.

Die vorliegende Erfindung ist so ausgelegt, daß sie die Tat sache ausnutzt, daß, wenn solch ein übermäßiger Primär strom IT1, wie in Fig. 37 gezeigt ist, durch die Primär wicklung des Transformators Tf fließt und gesättigt ist, der integrierte Wert der Primärspannung, der an die Primärwick lung des Transformators Tf angelegt ist, nicht Null ist. Das heißt, wenn der Integrator INT1 die Primärspannung des Tran sformators Tf erfaßt, sie integriert und herausfindet, daß sie nicht Null ist, beurteilt der Integrator, daß sich der Primärstrom IT1 in solch eine Richtung ändert, daß der Pri märstrom IT1 gesättigt ist, und führt eine Steuerung durch, um das Einschalt-Tastverhältnis des Schaltelements Qb zu erniedrigen, das heißt die Ausgangsleistung der Entladungs lampe 5 zu unterdrücken.

In Fig. 39 bis 43 sind verschiedene detaillierte Beispie le des Integrators INT1, der bei der Ausführungsform von Fig. 38 benutzbar ist, gezeigt.

Bei solch einer Schaltung, wie sie in Fig. 39 gezeigt ist, wird die Primärspannung des Transformators Tf zwischen posi tive und negative Eingangsanschlüsse eines Fehlerverstär kers EA4 über eine Filterschaltung aus einem Widerstand Ra und einem Kondensator Ca angelegt, so daß ein Ausgangssignal des Fehlerverstärkers EA4 als ein Ausgangssignal des Inte grators INT1 benutzt wird. In diesem Fall ist eine Zeitkon stante, welche durch den Widerstand Ra und den Kondensa tor Ca bestimmt ist, so eingestellt, daß sie genügend größer als die Schaltfrequenz der Schaltelemente Qa und Qb ist. In einem normalen Betriebsmodus werden die Spannungen an den positiven und negativen Eingangsanschlüssen des Fehlerver stärkers EA4 nahezu einander gleich sein, so daß das Aus gangssignal des Fehlerverstärkers EA4 Null wird. Wenn der gesättigte Primärstrom IT1 durch die Primärwicklung Lo des Transformators Tf fließt, ist die Spannung an dem negativen Eingangsanschluß des Fehlerverstärkers EA niedriger als die des postiven Eingangsanschlusses davon, so daß der Fehler verstärker EA einen H-Pegel als Ausgangssignal ausgibt, wo bei darauf basierend beurteilt wird, daß der Primärstrom gesättigt ist. In diesem Zusammenhang kann die obige Ein gangsanordnung für die positiven und negativen Eingangsan schlüsse des Fehlerverstärkers EA4 durch solch eine Anord nung mit einer Spannungsteilung durch die Widerstände Rb und Rc und einen Kondensator Cc, wie in Fig. 40 gezeigt ist, ersetzt werden.

Bei solch einer Schaltung, wie sie in Fig. 41 gezeigt ist, wird eine Spannung an der Primärwicklung Lo des Transforma tors Tf durch zwei Widerstände Rd geteilt, wobei eine mitt lere Spannung, die an einem Verbindungspunkt der zwei Wider stände Rd auftritt, durch einen Kondensator Cd gefiltert wird und dann an einen negativen Eingangsanschluß des Feh lerverstärkers EA4 angelegt wird, wobei an diesem positiven Eingangsanschluß ebenfalls die Spannung der Gleichstromquel le Vs angelegt ist.

In einem normalen Betriebsmodus wird die Spannung an dem Kondensator Cd nahezu gleich der Gleichspannung Vs der Stromquelle, so daß das Ausgangssignal des Fehlerverstär kers EA4 Null wird. Dabei wird, wenn der gesättigte Primär strom IT1, der durch die Primärwicklung Lo des Transforma tors Tf fließt, die Spannung am negativen Eingangsanschluß des Fehlerverstärkers EA4 niedriger als die Spannung am po sitiven Eingangsanschluß des Fehlerverstärkers EA4, so daß der Fehlerverstärker EA4 ein Ausgangssignal mit einem H-Pegel erzeugt und auf der Basis des Signals beurteilt werden kann, daß der Primärstrom IT1 gesättigt ist. In diesem Zu sammenhang kann die obige Eingangsanordnung an den negativen Eingangsanschluß des Fehlerverstärkers EA4 durch solch eine Anordnung mit Spannungsteilung durch Widerstände Re, Rf und Rg und einen Kondensator Cg ersetzt werden, und die obige Eingangsanordnung an den positiven Eingangsanschluß des Feh lerverstärkers EA4 kann durch solch eine Anordnung mit Span nungsteilung durch Widerstände Rf und Rg und einen Kondensa tor Cg, wie in Fig. 42 gezeigt ist, ersetzt werden.

In solch einer Schaltung, wie sie in Fig. 43 gezeigt ist, sind ein Widerstand Rh, ein Kondensator Ch und der Fehler verstärker EA4 so ausgelegt, daß sie eine Integrationsschal tungsanordnung aufweisen.

Bei den obigen Beispielen kann der Integrator INT1 durch eine Mittlungsschaltung zum Mitteln der Primärspannung des Transformators Tf oder durch eine Filterschaltung mit einer Abschneidefrequenz, die niedriger als die Betriebsfrequenz der Schaltelemente Qa und Qb ist, zum Filtern der Primär spannung des Transformators Tf ersetzt werden.

Bei einer Ausführungsform 19 der vorliegenden Erfindung, welche in Fig. 44 gezeigt ist, ist eine Differenzierschal tung DEF1 zum Vergleichen des Ausgangssignals des Verstär kers Amp2 mit der Referenzspannung Vx am Komparator CP7, um ein Signal Vco2 zu erhalten, und zum Differenzieren des Signals Vco2, um eine Spannung V6 zu erhalten, und zum Anle gen derselben an einen negativen Eingangsanschluß des Kompa rators CP1 über eine Diode D51 vorgesehen. Die weitere An ordnung ist im wesentlichen dieselbe wie die von Fig. 35, wobei im wesentlichen der gleiche Betrieb erzeugt wird.

Bei der vorliegenden Ausführungsform beurteilt der Kompara tor CP7 den Augenblick, in dem die Entladungslampe 5 gezün det wurde, und führt eine Steuerung durch, um zu bewirken, daß eine Ausgangsspannung Vco2 des Komparators CP7 sich von ihrem L-Zustand auf ihren H-Zustand ändert, um an die Diffe renzierschaltung DEF1 angelegt zu werden. Als Reaktion auf den Empfang der Ausgangsspannung Vco2 gibt die Differenzier schaltung DEF1 eine pulsierende Spannung V6 aus und sendet sie zum Komparator CP1, was darin resultiert, daß der der Entladungslampe 5 zuzuführende Strom reduziert wird.

Bei solch einer Anordnung wird, sobald die Entladungslampe 5 gezündet ist, der Betrieb zwangsweise geändert, um zeitwei lig den Strom, der der Entladungslampe 5 zuzuführen ist, zu reduzieren, das heißt, um das Einschalt-Tastverhältnis des Schaltelements Qb kleinzumachen, um somit die Sättigung des Primärstroms IT1 zu verhindern. Die Ausgangsleistung wird dann auf solch einen niedrigen Wert reduziert, daß das Aus löschen der Entladungslampe 5 nicht stattfinden wird.

Obwohl die Schaltelemente Q in allen vorhergehenden Ausfüh rungsformen FETs umfassen, können sie Schaltelemente eines anderen Typs sein, wie zum Beispiel gewöhnliche Transisto ren. Weiterhin kann die Wechselrichterschaltung, die mit der Primärwicklungsseite des Transformators Tf verbunden ist und die Schaltelemente Qa und Qb enthält, durch solch eine Struktur ersetzt werden, wie sie beispielsweise in Fig. 45 gezeigt ist. Im letzteren Fall ist der Kondensator Co zwi schen beiden Enden einer Serienverbindung der Schaltelemen te Qa und Qb angeschlossen, und eine Serienverbindung der Gleichstromquelle 1 und der Primärwicklung Lo des Transfor mators Tf ist parallel zum Schaltelement Qb angeschlossen.

Eine Ausführungsform 20 der vorliegenden Erfindung, die in Fig. 46 gezeigt ist, zeigt ein weiteres Beispiel einer Gleichrichterschaltung, die an der Sekundärwicklung des Transformators Tf vorgesehen ist. In diesem Fall wird, wenn eine Spannung VT2 negativ ist, der Kondensator Cx geladen; dagegen werden, wenn die Spannung VT2 positiv wird, Ladungen im Kondensator Cx zum Kondensator C2 über einen Weg aus der Spule L2, dem Kondensator Cx, der Diode D1a und dem Konden sator C2 geschafft, um einen doppelten Spannungsgleichrich tungs-Schaltungsbetrieb durchzuführen. Dabei ist eine Diode D3a, wenn der Kondensator Cx entladen wird und eine Spannung daran Null wird, leitend, so daß der Kondensator Cx geklemmt wird und ein Strom durch einen Weg mit der Sekun därwicklung des Transformators Tf, der Spule L2, der Diode D3a, der Diode 1a und dem Kondensator C2 fließt, wo raus resultierend der Sekundärstrom des Transformators Tf direkt an die Lastseite geliefert wird. In diesem Fall ist die Kapazität des Kondensators Cx auf einen vorbestimmten Wert eingestellt, der kleiner als der des Kondensators C2 ist.

Fig. 49 zeigt Wellenformen einer Spannung und eines Stroms, die in der Sekundärwicklung des Transformators Tf bei der vorhergehenden Ausführungsform 20 auftreten. Es wird bemerkt werden, daß ein Strom ID, der an den Glättungskondensator C2 geliefert wird, eine trapezförmige Wellenform hat und somit der Stromspitzenwert reduziert werden kann und der Verlust der Gleichrichterschaltung effektiv reduziert werden kann. Die Position des Kondensators Cx zum Klemmen der Diode D3a in der Ausführungsform 20 von Fig. 46 kann, wie in Fig. 47 gezeigt ist, geändert werden, und ein anderes Strombegren zungselement (wie eine gezeigte Spule L2a) kann in einem Weg vorgesehen sein, durch den ein Strom nur zur Zeit des Ladens des Kondensators Cx, wie in Fig. 48 gezeigt ist, fließt.

Claims

1. Stromversorgungsvorrichtung, bei der eine Serienschaltung aus einem ersten und zweiten Schaltelemente, die ihre Rück ströme nicht sperren und abwechselnd durchgeschaltet und gesperrt werden, vorgesehen ist, wobei eine Serienschaltung einer Gleichstromquelle und einer ein Induktivitätselement enthaltenden Lastschaltung zwischen beiden Enden des ersten Schaltelements der Serienschaltung angeschlossen ist, ein Spannungserhöhungskondensator zwischen beiden Enden des zweiten Schaltelements der Serienschaltung der beiden Schaltelemente über zumindest die Lastschaltung angeschlos sen ist, Energie in der Lastschaltung von der Gleichstrom quelle über das erste Schaltelement gespeichert wird, die Energie in dem Spannungserhöhungskondensator über das zweite Schaltelement gespeichert wird und die Energie in dem Span nungserhöhungskondensator an die Lastschaltung über das zweite Schaltelement geliefert wird, gekennzeichnet durch eine Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltelemente, um die Schaltfrequenz der Schaltelemente höher als die Reso nanzfrequenz des Spannungserhöhungskondensators und des In duktivitätselements zu machen, und um die Spannung an der Serienschaltung der beiden Schaltelemente, die der Spannung an dem Spannungserhöhungskondensator entspricht, höher als die Spannung der Gleichstromquelle zu machen.

2. Stromversorgungsvorrichtung mit:
einer Serienschaltung mit ersten und zweiten Schaltele menten, welche ihre Rückströme nicht sperren und abwechselnd durchgeschaltet und gesperrt werden;
einer Serienschaltung einer Gleichstromquelle und einer Lastschaltung einschließlich eines Induktivitätselements, die zwischen beiden Enden des ersten Schaltelements ange schlossen ist;
einem Spannungserhöhungskondensator, der zwischen bei den Enden der Serienschaltung der ersten und zweiten Schalt elemente angeschlossen ist; und
einer Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltelemente, um zu bewirken, daß eine Schaltfrequenz der Schaltelemente höher als eine Resonanzfrequenz des Spannungserhöhungskon densators und des Induktivitätselements eingestellt ist, und um zu bewirken, daß eine Spannung an der Serienschaltung der ersten und zweiten Schaltelemente entsprechend einer Span nung an dem Spannungserhöhungskondensator höher als eine Spannung der Gleichstromquelle ist,
wobei Energie in der Lastschaltung von der Gleichstrom quelle über das erste Schaltelement gespeichert wird, die Energie in dem Spannungserhöhungskondensator über das zweite Schaltelement und die Gleichstromquelle in gleichsinniger Polaritätsrichtung gespeichert wird, und die Energie im Spannungserhöhungskondensator an die Lastschaltung über das zweite Schaltelement und die Gleichstromquelle in einer ge gensinnigen Polaritätsrichtung geliefert wird.

3. Stromversorgungsvorrichtung mit:
einer Serienschaltung erster und zweiter Schaltelemen te, welche ihre Rückströme nicht sperren;
einer Serienschaltung eines Spannungserhöhungskondensa tors und einer Gleichstromquelle, die parallel zur Serien schaltung der ersten und zweiten Schaltelemente verbunden ist;
einer Lastschaltung einschließlich eines Induktivitäts elements, die zwischen einem Verbindungspunkt der Gleich stromquelle und des Kondensators und einem Verbindungspunkt der beiden Schaltelemente angeschlossen ist; und
einer Steuereinrichtung zum Steuern der Schaltelemente, um zu bewirken, daß eine Schaltfrequenz der Schaltelemente höher als eine Resonanzfrequenz des Spannungserhöhungskon densators und des Induktivitätselements eingestellt ist, und um zu bewirken, daß eine Spannung über der Serienschaltung der ersten und zweiten Schaltelemente entsprechend einer Spannung über dem Spannungserhöhungskondensator höher als eine Spannung der Gleichstromquelle ist.

4. Stromversorgungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung eine Transformatorkopplung aufweist.

5. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß die Schaltfrequenz in einem normalen Modus auf das 1,5fache oder mehr der Resonanzfrequenz des Konden sators und der Induktivität eines Transformators, wenn die Lastschaltung an ihrer Ausgangsseite kurzgeschlossen ist, eingestellt ist.

6. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß eine LC-Serienresonanzschaltung an einer Sekundärwicklungsseite eines Transformators vorgesehen ist und die Schaltfrequenz in einem Modus ohne Last wenig höher als die Resonanzfrequenz der LC-Serienresonanzschaltung ein gestellt ist.

7. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß die Durchschaltzeit eines der Schaltele mente kürzer als die Durchschaltzeit des anderen Schaltele ments eingestellt ist.

8. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, gekennzeich net durch eine Einrichtung zum Steuern der Tastverhältnisse der Schaltelemente, um zu bewirken, daß die Ausgangsspannung einen vorbestimmten Wert bei der Schaltfrequenz in einem Modus ohne Last annimmt.

9. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch ge kennzeichnet, daß die Durchschaltzeit eines der Schaltele mente länger als die Durchschaltzeit des anderen Schaltele ments eingestellt ist, und das Schaltelement mit der länge ren Durchschaltzeit beim Durchschalten einen geschlossenen Stromkreis mit der Gleichstromquelle und der Primärwicklung des Transformators bildet.

10. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß während der Sperrdauer eines der Schalt elemente das andere Schaltelement vielfach durchgeschaltet wird.

11. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß eine Hilfssteuerschaltung zum Einstellen der Sperrzeit des Schaltelements, das den geschlossenen Stromkreis mit der Gleichstromquelle und der Primärwicklung des Transformators bildet, auf einen längeren Wert nur wäh rend einer vorbestimmten Zeitdauer, unmittelbar nachdem die Vorrichtung gestartet ist, vorgesehen ist.

12. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfssteuerschaltung die Durch schaltzeit des Schaltelements, das die geschlossenen Strom kreis mit der Gleichstromquelle und dem Transformator bil det, während der vorbestimmten Zeitdauer, unmittelbar nach dem die Vorrichtung gestartet ist, verkürzt.

13. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Hilfssteuerschaltung das andere Schaltelement während der vorbestimmten Zeitdauer, unmittel bar nachdem die Vorrichtung gestartet ist, anhält.

14. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung aus der Gruppe der folgenden Schaltungen ausgewählt ist:
eine Wechselrichterschaltung zum Umwandeln einer Gleichspan nung der Gleichrichter/Glättungsschaltung, die durch Gleich richten und Glätten eines Ausgangssignals der Sekundärwick lung des Transformators in eine Wechselstrom-Rechteck signalspannung erhalten wird, und zum Anlegen derselben an eine Last,
eine Schaltung zum Liefern des Ausgangssignals der Sekundär wicklung des Transformators an die Last über ein Strombe grenzungselement als Hochfrequenzleistung und
eine Schaltung zum Gleichrichten und Glätten des Ausgangs signals der Sekundärwicklung des Transformators in Gleich strom und Zuführen des Gleichstroms an die Last.

15. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung aus einer Schaltung zum Gleichrichten und Glätten der Spannung der Sekundärwick lung des Transformators in eine Gleichspannung, einer Wech selrichterschaltung zum Umwandeln der Gleichspannung in eine Rechtecksignalspannung einer niedrigen Frequenz und einer durch ein Ausgangssignal der Wechselrichterschaltung ange steuerten Last besteht.

16. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung aus einer Schaltung zum Gleichrichten und Glätten einer Spannung der Sekundär wicklung des Transformators in eine Gleichspannung, einer Wechselrichterschaltung zum Umwandeln der Gleichspannung in eine Rechtecksignalspannung einer niedrigen Frequenz und einer Entladungslampe, die durch ein Ausgangssignal der Wechselrichterschaltung angesteuert wird, besteht und wei terhin eine Wiederzünd-Kompensationseinrichtung zum Einstel len der Durchschaltzeit des Schaltelements, das den ge schlossenen Stromkreis mit der Gleichstromquelle und der Primärwicklung des Transformators bildet, auf einen zeitwei lig längeren Wert, enthält.

17. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Wiederzünd-Kompensationseinrichtung aktiviert wird, wenn die Polarität des Rechtecksignals, die an die Entladungslampe angelegt ist, sich umkehrt.

18. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Lastschaltung eine Gleichrichter schaltung zum Gleichrichten der Spannung der Sekundärwick lung des Transformators und einen Glättungskondensator zum Glätten des Ausgangssignals der Gleichrichterschaltung auf weist, wobei die Gleichrichterschaltung an ihren beiden Ein gangsanschlüssen mit einem Spannungserfassungstransformator verbunden ist und der Spannungserfassungstransformator an seinem Ausgang mit einer Spitzenwert-Erfassungsschaltung verbunden ist.

19. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, gekenn zeichnet durch eine Spannungserfassungsschaltung zum Erfas sen der Spannung an dem Kondensator und eine Steuerschaltung für eine anormale Spannung zum steuerbaren Einstellen der Durchschaltzeit des Schaltelements auf einen kürzeren Wert, wenn die an dem Kondensator erfaßte Spannung gleich oder höher als ein vorbestimmter Wert ist.

20. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Last eine Entladungslampe ist.

21. Stromversorgungsvorrichtung mit:
zwei Schaltelementen, die in Serie geschaltet sind und die abwechselnd durchgeschaltet und gesperrt werden;
einem Transformator, dessen Primärwicklung einen Ab griff hat, wobei eine Serienschaltung aus dem einen dem Ab griff gegenüberliegenden Ende der Primärwicklung und einer Gleichstromquelle zwischen beiden Enden eines der Schaltele mente angeschlossen ist;
einem Kondensator, der zwischen beiden Enden einer Se rienschaltung aus den beiden Schaltelementen angeschlossen ist; und
einer Diode, die in Durchlaßrichtung von der Stromquel le zwischen dem bezüglich des Abgriffs anderen Ende der Primärwicklung des Transformators und dem Kondensator zum Kondensator hin eingesetzt ist,
wobei der Strom an eine Lastschaltung, die mit einer Sekundärwicklung des Transformators verbunden ist, geliefert wird.

22. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Sekundärwicklung des Transformators mit einem Zwischenabgriff versehen ist.

23. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß eine Spule in Serie mit einer Hochspan nungs-Sekundärwicklung des Transformators, welche über eine Gleichrichterschaltung mit einer Last zu verbinden ist, ver bunden ist und der Zwischenabgriff mit der Last über die Diode verbunden ist.

24. Stromversorgungsvorrichtung mit:
zwei bidirektionalen Schaltelementen, die in Serie ver bunden sind und abwechselnd durchgeschaltet und gesperrt werden;
einem Transformator, dessen Sekundärwicklung einen Zwi schenabgriff hat und dessen Primärwicklung zwischen ihren beiden Enden mit einer Serienschaltung einer Gleichstrom quelle und einem der Schaltelemente verbunden ist;
einem Kondensator, der zwischen beiden Enden einer Se rienschaltung der beiden Schaltelemente angeschlossen ist; und
einer Lastschaltung, die zwischen beiden Enden der Se kundärwicklung des Transformators angeschlossen ist und zu mindest eine Entladungslampe enthält,
wobei der Strom, der der Entladungslampe zu liefern ist, reduziert wird, wenn ein integrierter Wert einer Span nung, die an beiden Enden der Primärwicklung auftritt, einen vorbestimmten Wert überschreitet.

25. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der integrierte Wert der Spannung an der Primärwicklung durch einen Mittelwert der Spannung an der Primärwicklung ersetzt ist.

26. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der integrierte Spannungswert an der Pri märwicklung durch einen Spannungswert an der Primärwicklung ersetzt ist, der sich nach Filterung mittels einer Filter schaltung mit einer Trennfrequenz ergibt, die niedriger als die Betriebsfrequenz der Schaltelemente ist.

27. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß eine Impedanzabsenkung der Entladungs lampe erfaßt wird, um den Strom, der der Entladungslampe zu liefern ist, zu reduzieren.

28. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Augenblick, in dem die Entladungs lampe gezündet wird, erfaßt wird, um den Strom, der an die Entladungslampe zu liefern ist, zu reduzieren.

29. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 15 oder An spruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichrichter schaltung zum Gleichrichten des Ausgangssignals über der Sekundärwicklung des Transformators eine Strombegrenzungs spule (L2), einen Kondensator (Cx) und einen Glättungskon densator enthält, wobei ein geschlossener Stromkreis durch die Strombegrenzungsspule, den Kondensator (Cx) und die Se kundärwicklung des Transformators zum Aufladen des Kondensa tors (Cx) mit nur einer Polarität, wenn das Ausgangssignal über der Sekundärwicklung die Polarität hat, eingerichtet ist, wobei der durch die Sekundärwicklung fließende Aus gangsstrom in solch einer Richtung fließt, daß er Ladungen im Kondensator (Cx) durch die Spule (L2) und den Kondensator (Cx) abführt und in den Glättungskondensator auf der Last seite fließt, wenn der Sekundärausgang die andere Polarität hat und die Spannung am Kondensator (Cx) gleich oder größer als ein vorbestimmter Wert ist, wobei der Ausgangsstrom der Sekundärwicklung von der Spule (L2) direkt in den Glättungs kondensator auf der Lastseite fließt, wenn die Spannung an dem Kondensator (Cx) unterhalb des vorbestimmten Werts liegt.

30. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe der Strombegrenzungsinduktivi tät mit der Polarität des Stromes in der Sekundärwicklung variiert.

31. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 1, gekenn zeichnet durch:
eine erste Serienschaltung aus zwei Schaltelementen, die ihre Rückströme nicht sperren und abwechselnd durchge schaltet und gesperrt werden;
eine zweite Serienschaltung einer Gleichstromquelle und eines Spannungserhöhungskondensators, die zwischen beiden Enden der ersten Serienschaltung angeschlossen ist;
eine Lastschaltung einschließlich eines Induktivitäts elements, das zwischen einem Verbindungspunkt der ersten Serienschaltung und einem Verbindungspunkt der zweiten Se rienschaltung angeschlossen ist; und
eine Steuereinrichtung zum Steuern der zwei Schaltele mente,
wobei die Lastschaltung eine Primär- und eine Sekundär wicklung eines Transformators, einen Gleichrichter, der an die Sekundärwicklung über eine Strombegrenzungs-Drosselspule angeschlossen ist, eine Wechselrichterschaltung zum Umwan deln der Gleichspannungs-Ausgangsspannung des Gleichrichters in eine Rechtecksignalspannung und eine durch ein Ausgangs signal der Wechselrichterschaltung gespeiste Last enthält, wobei die Steuereinrichtung die Schaltelemente steuert, um zu bewirken, daß Energie in die Lastschaltung von der Gleichstromquelle über das erste Schaltelement gespeichert wird, um zu bewirken, daß Energie in einem Spannungserhö hungskondensator über das zweite Schaltelement gespeichert wird, um zu bewirken, daß die Energie in dem Spannungserhö hungskondensator an die Lastschaltung über das zweite Schaltelement geliefert wird, um zu bewirken, daß eine Schaltfrequenz der Schaltelemente höher als die Resonanzfre quenz des Spannungserhöhungskondensators und des Induktivi tätselements eingestellt ist, und um zu bewirken, daß die Spannung zwischen beiden Enden der ersten Serienschaltung des ersten und zweiten Schaltelementes als die Spannung am Glättungskondensator höher als die Spannung der Gleichstrom quelle ist.

32. Stromversorgungsvorrichtung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß die Last eine Hochdruck-Entladungslampe ist.