DE19524963A1 - Schaltnetzteil mit B-Steuerung - Google Patents

Description

Stand der Technik ist es, bei einem Schaltnetzteil den Ausgangsstrom oder die Ausgangsspannung im current- oder im voltagemode zu regeln.

Im current-mode arbeitet der Schaltregler nach folgendem Prinzip: Es wird ein Spitzenstromsollwert vorgegeben, der im Übertrager erreicht werden soll. Je nach Sollwert stellt sich dann eine bestimmte Pulsweite am Übertrager ein, wie das Fig. 1 verdeutlicht. Es zeigt den Strom i im Übertrager, den Sollwert des Spitzenstromes I_s und die daraus resultiernde Pulsweite p.

Dabei ist leicht zu erkennen, daß die Pulsweite p bei transienten Vorgängen sehr schnell große Werte annehmen kann, wodurch der Übertrager schon nach wenigen Takten in die Sättigung läuft, da er bei großen Pulsweiten nicht mehr vollständig entmagnetisiert. Man könnte natürlich die Pulsweite p auf einen festen Wert begrenzen, das hat jedoch den Nachteil, daß Weitbereichsnetzteile kaum noch zu realisieren sind.

Im voltage-mode ist der vorgegebene Sollwert kein Spitzenstrom, sondern direkt die Pulsweite p (Fig. 2).

Erzeugt wird diese durch Vergleich einer Dreieck- oder Sägezahnspannung mit dem Sollwert. Aber auch hier besteht das gleiche Problem, daß bei transienten Vorgängen die Pulsweite p zu groß werden kann und der Übertrager nicht mehr entmagnetisiert. Das Fig. 2 zeigt die drei Signale im voltage-mode: Dreieckspannung U_D, Sollwert U_S und Pulsweite.

Ziel dieser Aufgabe ist gewesen, eine Möglichkeit zu finden, die Pulsweite bei einem Schaltnetzteil nach dem Eintakt- Flußwandlerprinzip derart zu begrenzen, daß Sättigungserscheinungen im Übertrager und die damit verbundenen Überspannungen vermieden werden.

Kern und Vorteile der Erfindung

Durch die Vorgabe bzw. Begrenzung der maximalen Flußdichte im Übertrager, anstelle des Spitzenstromes oder gar der Pulsweite direkt (current- o. voltage-mode), ist es möglich, sowohl den Übertrager als auch die Leistungsbausteine optimal auszunutzen, bzw. dem geringsten thermischen Streß auszusetzen (bedingt durch entstehende Überspannungen).

Desweiteren ergeben sich Vorteile beim Anlauf des Schaltnetzteils, da die Pulsweite niemals unzulässige Werte überschreitet, und durch günstige Anordnung der erforderlichen Komponenten automatisch ein "Sanftanlauf" gegeben ist.

Ein vorteilhafter Nebeneffekt stellt sich für den Ausgangsregler dar. Während das System insbesondere im current-mode zur Instabilität neigt (zumindest in den Grenzbereichen : Nennlast bei Netzunterspannung, Leerlauf und Kurzschluß des Ausgangs), zeigt das erfindungsgemäße Schaltreglerprinzip erhöhte Stabilitätseigenschaften.

Und letztlich kann der Schaltregler sehr einfach mit existierenden Schaltkreisen (IC) für den current-mode aufgebaut werden. Dabei entfällt der primäre Shunt- Widerstand, was dem Wirkungsgrad des Netzteils zugutekommt.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 ein Strom- bzw. Spannungsdiagramm eines bekannten Reglers im current-mode, Fig. 2 zeigt zwei Spannungsdiagramme eines bekannten Schaltreglers im voltage-mode, Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel als Blockschaltbild und Fig. 4 zeigt zwei Spannungsdiagramme des Schaltreglers nach Fig. 3.

Beschreibung des Ausführungsbeispiels

Fig. 3 zeigt einen Übertrager 17 mit zwei magnetisch gekoppelten Spulen 19, 20, die von einer weiteren gekoppelten Spule 18 versorgt werden. Die Spule 20 ist über einen in Reihe geschalteten Gleichrichter 21 und einem Shuntwiderstand 23 einem Ausgangskondensator 24 parallelgeschaltet. Parallel zum Ausgangskondensator 24 ist eine Ausgangsklemme 37, 38, eine Lagespannung U abgreifbar. Die Spule 18 ist mit ihrem einen Ende auf Masse gelegt und mit ihrem zweiten Ende über eine Diode 15 mit einer Versorgung 14 verbunden. An dem Knoten 1 zwischen dem zweiten Ende der Spule 19 und der Diode 15 ist ein Integrierer 11 angeschlossen. Der Integrierer 11 hat eingangsseitig einen Widerstand R1 und einen Kondensator C1, dessen zweites Ende mit einer Referenzspannung V_ref verbunden ist. An dem zweiten Knoten 2, der von dem Kondensator C1 und dem Widerstand R1 gebildet ist, ist über einen weiteren Widerstand 22 die Referenzspannung V_ref angeschlossen. An dem Knoten 2 ist desweiteren ein erster Eingang 34 eines Schaltreglers 10 angeschlossen. Der Schaltregler 10 ist vorzugsweise als handelsübliche integrierte Schaltung vorgesehen. Sie hat einen Komparator 28, dessen invertierender Eingang mit dem ersten Eingang 34 verbunden ist. Der nichtinvertierende Eingang des Comparators 28 bildet einen Knoten 3, an dem die Regelspannung U_R vorgegeben wird. Der Knoten 3 ist über eine Begrenzung 27 mit einem zweiten Eingang 35 des Schaltreglers 10 verbunden. Der Ausgang des Comparators 28 ist mit einem Eingang R eine Flip-Flops 31 verbunden. An einen Setzeingang S des Flip-Flops 31 ist ein Oszillator 30 geschaltet. Ein Ausgang Q des Flip-Flops 31 ist mit einer Treiberstufe 32 verbunden, deren Ausgang über eine Klemme 33 und einem Trennwiderstand 39 mit einem Steuereingang eines Transistors T1 verbunden ist. Vollständigkeitshalber wird noch darauf hingewiesen, daß der Schaltregler 10 eine Stabilisierung 29 aufweist, die zur Versorgung der internen Baugruppen und Bildung einer Referenzspannung V_ref ausgebildet ist.

Der Transistor T1, beispielsweise ein MUS-Transistor hat in seinem Lastkreis eine Freilaufdiode 16 geschaltet. Der Transistor T1 ist einerseits auf Masse und andererseits mit einem Ende der weiteren Spule 18 verbunden. Das andere Spule 18 ist über einen Gleichrichter 26 mit der Netzspannung U_AC verbunden. Parallel zu dem Gleichrichter 26 ist ein Siebkondensator 25 gegen Masse geschaltet.

An dem Knoten zwischen dem Shuntwiderstand 23 und der Spule 20 ist ein Stromregler 12 geschaltet, dessen zweiter Anschluß über eine Potentialtrennung 13 mit dem zweiten Eingang 35 des Schaltreglers 10 verbunden ist.

Fig. 4 zeigt zwei Diagramme mit dem zeitlichen Verlauf der Ladespannung an den drei Knoten 1 bis 3. Das obere Diagramm zeigt dabei den Spannungsverlauf an dem ersten Knoten 1, gemessen an der Spule 19 (Hilfswicklung) des Übertragers 17.

Das untere Diagramm zeigt in zeitlicher Relation zum oberen Diagramm den entsprechenden Spannungsverlauf an den Knoten 2 und 3.

Im folgenden wird die Funktionsweise des Ausführungsbeispiels nach Fig. 3 näher erläutert.

Die Flußdichtenänderung im Übertrager kann nach dem Induktionsgesetz berechnet werden:

Dabei sind alle Größen im Schaltnetzteil bekannt oder leicht meßbar. ΔB ist die gesuchte Flußdichtenänderung, N ist die Windungszahl des Übertragers bezogen auf die zu integrierende Spannung u, und A ist die kleinste Querschnittsfläche des Übertragers. Fast jeder Übertrager besitzt primär eine Hilfswicklung, um den Schaltregler zu versorgen. Diese kann direkt integriert werden, um die momentane Flußdichte zu bestimmen.

Eine Schaltung für die Integration dieser Spannung ist sehr einfach. Sie besteht nur aus einem RC-Glied R1, C1, dessen Dimensionierung leicht herzuleiten ist.

Die Erfindung liegt nun darin, den Schaltregler nicht im current- bzw. voltage-mode zu betreiben, sondern als Sollwert eine Spitzenflußdichte vorzugeben, bei dessen Erreichen der Schalttransistor ausgeschaltet wird.

Das Fig. 3 zeigt die Prinzipschaltung eines solchen Reglers und Fig. 4 die wesentlichen zeitlichen Verläufe am Beispiel eines Eintakt-Durchflußwandlers mit sekundärer Stromregelung im eingeschwungenem Zustand.

Zum Verständnis: In Fig. 3 dient der Oszillator 30 zum Erzeugen der Schaltfrequenz. Er versucht in festen Zeitabständen, den Transistor T1 durch das Setzen des Flip- Flops 31 einzuschalten. Dies wird jedoch nur gesetzt, wenn der Comparator keinen Resetimpuls verlangt. Wird es gesetzt, schaltet T1 ein, und der Übertrager 17 wird mit Zwischenkreisspannung aufmagnetisiert. C1 und R1 bilden den Integrierer der Übertragerspannung, so daß am Knoten 2 eine der Flußdichte proportionale Spannung entsteht. Überschreitet diese den am Knoten 3 vorgegebenen Sollwert, der auf eine feste Spannung begrenzt werden kann, so führt der Comparator einen Reset durch, wodurch T1 wieder ausgeschaltet wird. Jetzt magnetisiert der Übertrager 17 über die Transistorkapazität von T1 um. Auch dies wird an C1 registriert und korrekt wiedergegeben. Vom Ende der Ummagnetisierung bis zum nächsten Einschalten des Transistors bleibt die negative Vormagnetisierung erhalten.

Dadurch daß C1 nicht nach Masse geschaltet ist, sondern nach VRef, ergibt sich ein Sanftanlauf beim Starten des Netzteils. R2 dient lediglich der Offsetanpassung der Spannung am Knoten 2, um den Eingang des Comparators 28 nicht zu übersteuern. Alle Komponenten die unter dem Begriff Schaltregler 10 zusammengefaßt sind gibt es integriert in einem IC in low-cost-Ausführung.

Claims (3)

1. Schaltnetzteil mit einem Übertrager, mit einem Schaltregler und mit einem Strom- oder Spannungsregler zur Regelung des Ausgangsstromes oder der Ausgangsspannung am Ausgang eines primär getakteten Übertragers, dadurch gekennzeichnet,

• - daß Schaltmittel (11) vorgesehen sind, mit denen eine der magnetischen Flußdichte (B) des Übertragers (17) entsprechende Magnetisierungsspannung (u_M) meßbar ist,
• - daß die Magnetisierungsspannung (u_M) mit einer vorgegebenen Referenzspannung (U_R) vergleichbar ist und
• - daß bei Erreichen der Referenzspannung (U_R) die Stromversorgung des Übertragers (17) umschaltbar ist.

2. Schaltnetzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltmittel (11) einen Integrierer aufweisen.

3. Schaltnetzteil nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Integrierer (11) eine Reihenschaltung aus einem Widerstand (R1) und einem Kondensator (C1) aufweist.