DE1950318A1

DE1950318A1 - Wandlersystem

Info

Publication number: DE1950318A1
Application number: DE19691950318
Authority: DE
Inventors: Brown Neil Lewis
Original assignee: Bissett Berman Corp
Current assignee: Bissett Berman Corp
Priority date: 1969-09-30
Filing date: 1969-09-30
Publication date: 1971-04-08

Description

Wandlersys tem Diese Erfindung betrifft im allgemeinen Meßsysteme und Verfahren zum Umwandeln verschiedener Parameter in elektrische Signale.
Insbesondere betrifft die Erfindung ein Wandlersystem und damit zusammenhängende Techniken und Verfahren, wodurch die störenden Wirkungen von Streuimpedanzen auf ein Minimum gebracht werden können, um die Verwendung von Elementen der Impedanz- und insbesondere der Kapazitätstype zur Durchführung der Wandlerfunktion zu erleichtern.
Praktisch alle Instrumentierungstechniken richten sich auf die Ermittlung der linearen Verschiebung oder solcher Erscheinungen, wie Temperatur, Druck, Kraft oder Beschleunigung, die leicht in eine lineare Verschiebung umwandelbar sind. Der bekannteste Sensor zum Umwandeln einer linearen Verschiebung in ein elektrisches Signal, welches durch ein Sichtgerät, durch Aufzeichnungs-und Übertragungseinrichtungen verwendet werden kann, ist der Widerstands-Dehnungsmesser. Diese Dehnungsmesser sind einfach zu verwenden und billig an Testgebilden zu installieren, ihr Wert bei Durchführung einer präzisen Instrumentierung und Prüfung ist jedoch begrenzt, da ihre Leistung nicht stabil ist bei Anderungen der Temperatur und anderer Bedingungen, und in der Tat driften Dehnungsmesser sogar in einem stabilen Arbeitspunkt.
Es hat sich demnach als zweckmässig erwiesen, die lineare Verschiebung in ein elektrisches Signal unter Verwendung einer Art eines veränderlichen Impedanzsensors neben dem gewöhnlichen Widers tands-Dehnungsmesser. umzuwandeln. Da Messelemente der Induktanztype sehr schwer und unhandlich sein würden, ist das natürliche Element veränderlicher Impedanz, welches den Widerstand ersetzen kann, ein linearer Verschiebungsmesser der Type von veränderlicher Kapazität, kurz gesagt ein Kapazitätssensor oder -wandler.
Ein Kapazitätswandler arbeitet so, dass der Abstand zwischen den beiden Kondensatorplatten auf grund von Änderungen des zu ermittelnden Parameters geändert wird, um die Impedanz des wandlers zu veränderns Demnach kann ein Kapazitätswandler nur eine mechanische Bewegung ermitteln, und es ist deshalb zweckmässig, wenn jeglicher zu ermittelnde physikalische Parameter auf den Wandler in solcher Weise einwirkt, dass irgendeine Änderung des Abstandes zwischen den Kondensatorplatten geschaffen wird. Dies kann auf vielen Wegen erreicht werden, die sich mit der Konstruktion von kompakten und stoßsicheren Wandlern vereinbaren lassen. Z.B.
kann ein Temperatursensor hergestellt werden unter Verwendung von zwei konzentrischen Zylindern mit verschiedenen Temperaturkoeffizienten der linearen Ausdehnung ( z.B. Quarz und Aluminium).
Wenn sich die Temperatur verändert, bewirkt die Differenz der UmfangsänKderungen zwischen den Zylindern eine Änderung der Kapazität dazwischen. Wenn jeder Zylinder als eine Platte eines Kondensators arbeitet, wird sich die Impedanz der Kapazität dementsprechend ändern.
In ähnlicher Weise kann ein Druckwandler entworfen werden, der konzentrische Zylinder des gleichen Materials verwendet, wobei der zu messende Druck entweder zwischen den Zylindern oder auf die Aussenwand eines oder beider Zylinder aufgebracht wird. Da der angelegte Druck neue Verformungen in einem oder beiden Zylindern bewirkt, ändert sich die Kapazität zwischen den Zylindern.
Die Aufbringung eines Wechselstromsignals über den Zylindern und dessen Uberwachung ermittelt diese Kapazitätsänderungenund damit die sie bewirkende Druckänderung. In ähnlicher Weise können die lineare Bewegung, die Kraft, die Beschleunigung und viele andere Parameter ermittelt werden unter Verwendung der oben erwähnten konzentrischen Type eines Kondensators oder eines Kondensators mit parallelen Platten, wenn nur die Kondensatoren so angeordnet sind, dass die Parameteränderung den Abstand zwischen den beiden Platten verändert.
Trotz der Anpassbarkeit der Kapazitätswandler an praktisch jede Form einer notwendigen Parameterüberwachung, wie es oben gezeigt wurde, werden Kapazitätswandler bis jetzt noch nicht in weitem Masse verwendet aufgrund der Schwierigkeit, die durch die Wirkungen von Schaltungsstreukapazitäten auftritt, und auch aufgrund der hohen Impedanzcharakteristik dieser Sensortype. Frühere Verwendungen von Kapazitätswandlern haben auch eine eher schlechte Empfindlichkeit oder Nichtlinearität ergeben. Diese Probleme entstehen, da jede Leitung und jeder Anschluss des elektrischen Systems, indem der Kapazitätswandler arbeitet, als eine Kondensatorplatte in Bezug auf naheliegende Leitungen und Anschlüsse wirkt, so dass eine kleinere als eine unendliche Impedanz dazwischen besteht, insbesondere bei Hochfrequenzsignalen.
Hauptziel und Zweck der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines elektrischen Systems mit Kapazitätswandler, bei dem solche Ungenauigkeiten und Verzerrung der durch den Kapazitätswandler zu ermittelnden Information ausgeschlossen sind. Das Hauptziel der Einrichtung dieses Systems ist das Ausschliessen der Wirkungen von Shunt-Streukapazitäten, die dem Ermittlungskondensator zugeordnet sind, auf solche Weise, dass die wahren Änderungen der Impedanz sicher ermittelt werden können, die bis jetzt praktisch unmöglich elektrisch abzuleiten waren.
Zum Erreichen der obigen und anderer Ziele und als Merkmal der vorliegenden Erfindung ist ein elektrisches System mit Kapazitätswandler geschaffen, bei dem all die verschiedenen in der Schaltung auftretenden Streukapazitäten, sei es zwischen einem Punkt der Schaltung und einem anderen Punkt der Schaltung oder zwischen einem bestimmten Punkt der Schaltung und Masse oder parallel mit irgendeinem Element der Schaltung, durch verschiedene Verfahren ausgeschlossen sind. Oft können die Streukapazitäten parallel zu den Schaltungselementen durch eine geeignete Abschirmung ausgeschlossen werden, aber Kapazitäten zwischen verschiedenen Leitungen und Anschlüssen der Schaltungen und Masse sind wesentlich schwieriger zu behandeln. Dementsprechend ist es ein Merkmal der vorliegenden Erfindung, dass die Sensorkapazität in einem Kapazitätswandlersystem zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsanschluss eines Operationsverstärkers verbunden ist. Gleichzeitig ist eine Bezugskapazität in Reihe zwischen der Eingangsklemme des Operationsventärkers und der Treibersignalquelle verbunden.
Infolge dieser Anordnung ist nur der Stromfluss durch die Bezugskapazität wichtig für die Genauigkeit des Ausgangssignals der Schaltung, so dass alle Streukapazitäten zwischen der Bezugskapazität und der Eingangssignalquelle irrelevant für die Genauigkeit der Ausgangsablesung sind. Da ein Verstärker mit hoher Verstärkung praktisch eine unendliche Eingangsimpedanz aufweist, wird jede Stretkapazität zwischen dem Bezugskondensator, dem Sensorkondensator und der Eingangsklemme des Verstärkers hoher Verstärkung praktisch parallel mit einer Nullspannung liegen und deshalb wirksam nach Masse kurzgeschlossen sein. Schliesslich liegen alle Kapazitäten zwischen der Ausgangsklemme des Verstärkers, dem Sensorkondensator und der Ausgangsklemme der Schaltung parallel zu der sehr niedrigen Ausgangsimpedanz des Verstärkers mit hoher Verstärkung und sind demnach nach Masse geshunted, In der folgenden genauen Beschreibung wird die allgemeine Arbeitsweise der vorliegenden neuen Schaltung methematisch verifiziert.
Darüber hinaus haben Kapazitätswandlersysteme, die gemäss den oben besprochenen Prinzipien konstruiert sind, eine Genauigkeit von einem Teil in 30 000 selbst in Situationen gezeigt, wo die Streukapazitäten so weit anstiegen, dass sie praktisch gleich der Summe aus der Bezugs- und der Sensorkapazität waren.
Als weiteres Merkmal des vorliegenden Kapazi tätswandlersys tems sind neue und verbesserte Sensoren geschaffen zur Umwandlung verschiedener Parameter in genauere elektrische Signale.
Als weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung besitzt das hierin offenbarte Kapazitätswandlersystem eine verbesserte Schaltung zur Erhöhung der' Empfindlichkeit und des Abgleichs der Ableseschaltung des Systems.
Alsweiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung wird eine genaue digitale Ablesung für das Wandlersystem geschaffen, um einen automatischen Abgleich und eine Analog-Digital-Wandlung zu schaffen.
Als weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung kann der Ausgang des Wandlersystems durch ein System frequenzmoduliert werden, welches die einzigartige Eigenschaft hat, dass sein Frequenzausgang eine lineare Funktion des Verhältnisses der Ausgangszur Eingangsspannung des eikgentlichen Kapazi tätswandlersys tems ist, so dass die Ausgangsablesung nicht beeinflusstwird durch Änderungen der an den Sensorkondensator angelegten Eingangsleistung Weitere Zielt Sud Merkmale der vorliegenden Erfindung und ein besseres Verständnis dieser Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung und den Ansprüchen hervorgehen, wenn sie in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen betrachtet werden, in denen Fig. 1 eine shema-tische Zeichnung eines elektrischen Systems mit Kapazitätswandler gemäss den Prinzipien der vorliegenden Erfindung ist, Fig. 2 eine schematische Darstellung der Kennzeichen eines Kondensators mit parallelen Platten ist, Fig. 3 eine schematische Darstellung der Kennzeichen eines Kondensators mit konzentrischen Zylindern ist, Fig. 4 die Prinzipien einer Temperatursondenkonstruktion gemäss den Prinzipien der vorliegenden Erfindung darstellt, Fig. 5 eine Form eines Beschleunigungsmessers oder eines Kraftwandlers zeigt, der zur genaueren Umwandlung gemäss den Prinzipien der vorliegenden Erfindung verwendet wird, Fig. 6 eine schematische Darstellung eines Verstärkers hoher Verstärkung und der Bezugskondensator- sowie der Sensorkondensator-Verbindungen mit dem Verstärker gemäss den Prinzipien der vorliegenden Erfindung ist, Fig. 7 einen digitalisiertes Kapazitätswandlersystem gemäss den Prinzipien der vorliegenden Erfindung zeigt und Fig. 8 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Form einer Frequenzmodulationsschaltung zur Verwendung in dem Kapazitätswandlersystem der vorliegenden Erfindung darstellt.
In Fig. 1, die eine schematische Darstellung des Kapazitätswandlersystemß ist, ist der veränderliche Kapazitätswandler selbst als ein Kondensator bei 10 angezeigt. Dieser Kapaflitätawanaler 1Q besitzt eine erste Platte 12 und eine zweite Platte a, Der Kapazitätswandler 10 ist hierin auch mit C5 bezeichnet, was Kapazitätssensor bedeuten soll. In der schematischen Darstellung in der Fig. 1 ist der oben erwähnte Bezugskondensator mit 16 bezeichnet und besitzt eine erste Platte 18 sowie eine zweite Platte 20 und wird hierin auch mit r bezeichnet.
Die Schaltung der Fig. 1 besitzt eine Eingangsklemme 22 und eine Bezugsklemme 24. Bei Betrieb der Schaltung wird ein Treibersignal (Ein) oder ein Eingangserregungssignal über den Klemmen 22 und 24 angelegt. Die erste Platte 18 des Bezugskondensators 16 ist mit der EingangiLemme 22 verbunden. Die zweite Platte 20 des Bezugskondensators 16 ist mit einem Operationsverstärker 26 verbunden, der zwischen der Bezugsleitung 24 und einer Eingangsleitung 28 sowie einer Ausgangsleitung 30 arbeitet. Die zweite Platte 20 des Bezugskondensators 16 ist mit der Eingangsleitung 28 verbunden, während die zweite Platte 14 des Sensorkondensators 10 mit der Ausgangsleitung 30 in Verbindung steht. Die erste Platte 12 des Sensorkondensators 10 liegt an der Eingangsleitung 28, so dass der Sensorkondensator 10 ei L--@@ckl@pplungsschleife zwischen der Ausgangsklemme 30 des Oper* @@@@@tärkers 26 und der Eingangsklemme 28 bildet. Die Ausgangsspannung ilsr Schaltung gmäss Fig. 1 wird zwischen der Bezugs leitung 24 und einer Klemme 32 abgenommen.
Damit die Schaltung eine Nullablesung für den gewünschten Bezugsparameter aufweist, ist die Spannung von der Ausgangsklemme 30 des Ausgangsverstärkers mit der Ausgangsklemme 32 über ein erstes Spannungsteilernetzwerk aus der Reihenschaltung des Widerstandes 34 und eines veränderliohen .viderstandes 36 zwischen der Ausgangsklemme des Operationsverstärkers und der Eingangsklemme 22 gekoppelt. Die Spannung am Punkt 38 zwischen diesen beiden Widerständen wird dann über einen veränderlichen Widerstand 40 mit der Ausgangsklemme 32 verbunden, wobei der Schleifer 42 so einstellbar ist, dass er die Ausgangsspannung Eo dämpft.
0 Die in die Schaltung der Fig. 1 gestrichelt eingezeichneten Elemente sind die Streukapazitäten, die von grossem Interesse bei der vorliegenden Anwendung sind. Sowohl Cs, der Kapazitätswandler 10, als auch CR der Bezugskondensator 16, besitzen Streukapazitäten 50 bzw. 52 parallel dazu. Zusätzlich wird die Leistung der Kapazitätswandlerschaltung gemäss Fig. 1 beinflusst durch eine Kapazität-54 zwischen der Eingangsklemme 22 und der Bezugsleitung 24 und einer Kapazität 55 zwischen der Platte 20 des Bezugskondensators 16 und Masse. Eine Streukapazität 56 tritt zwischen der Platte 12 des Kapazitätswandlers 10 und Masse auf, während eine Streukapazität 57 über den Ausgangsklemmen 24 und 30 der Wandlerschaltung selbst auftritt.
Wie oben angegeben wurde, können die ungewünschten Streukapazitäten parallel zu den kapazitiven Elementen in einer Wandlerschaltung durch Abschirmung ausgeschaltet werden, wie es hier bei 60 gezeigt ist. Gewöhnlich würde die Abschirmung 60 mit der Bezugsleitung oder Masse verbunden sein, wie es durch die Leitung 62 zwischen der Abschirmung 60 und der Bezugsleitung 24 gezeigt wird. Obwohl die Abschirmung 60 die Wirkungen der Streukapazitäten 50 und 52 ausschliesst, sind sehr viel kompliziertere Techniken erforderlich, als sie durch die vorliegende Erfindung gelehrt werden, um den durch die Streukapazitäten zwischen den verschiedenen Klemmen und der Bezugs leitung 24, die hier als Streukapazitäten 54 bis 57 angezeigt sind, erzeugten Fehler auszus ch liessen.
Die unerwünschten und Fehler erzeugenden Streukapazitäten nach Masse, die zu den Kapazitätswandlern gehören, wie sie bei 10 in Fig. 1 gezeigt werden, können brauchbar aufgeteilt werden in Eingangsstreukapazitäten, die über den Eingangsklemmen der Schaltung auftreten ( in Fig. 1 die Streukapazität 54 über den Klemmen 22, 24 ), aus Ausgangsstreukapazitäten ( in Fig. 1 die Streukapazität 57 zwischen den Leitungen 30 und 24 ) und Kapazitäten in der Schaltung ( in Fig. 1 bei 55 und 56 ). Als ein Merkmal dieser Erfindung wird die Wirkung, der Eingangsstreukapazität 54 auf Null gebracht durch die Einführung des Bezugskondensators 16 und des Operationsverstärkers 26 in die Sensorschaltung in solcher Anordnung, dass der Sensorkondensator 10 in der Rückkopplungsschleife des Verstärkers 26 liegt.
Der Operationsverstärker 26 hat eine sehr hohe Verstärkung, eine hohe Eingangsimpedanz und eine niedrige Ausgangsimpedanz. Die Verstärkung bei offener Schleife kann 5 x 10' betragen, während die Eingangsströme selten 10 1OA und die Eingangsspannung 2 x 10 überschreiten. Demnach liegt die Klemme 28 praktisch auf, der Masse 24, und zwar innerhalb von 2/uV. Dadurch wird praktisch die Streukapazität 54 geerdet und in dem Masse, in dem die Klemmen 22, 24 mit einer Quelle niedriger Impedanz gekoppelt sind ( was gewöhnlich der Fall ist ) wird dieser Kurzschlusseffekt sogar noch weiter verbessert.
Für die Streukapazität 57 ist zu sehen, dassie parallel zu den Ausgangsklemmen 30, 24 des Operationsverstärkers 26 liegt. Da die Ausgangsimpedanz des Verstärkers sehr niedrig ist, sind die durch 57 dargestellten Streukapazitäten einfach durch einen Nebenschluss niedriger Impedanz nach Masse 24 kurzgeschlossen.
Die verbleibenden oder internen Streukapazitäten (55 und 56 in Fig. 1) liegen im wesentlichen parallel zueinander und können deshalb zu einem Gesamtwert CT zusammengefasst werden. Bei den meisten Kapazitätswandlerschaltungen ist CT mindestens gleich Cm und C5, und oft ist CT grösser als die Summe von Cr und Bei der Schaltung der Fig. 1 kann gesagt werden, dass CT die Kapazität zwischen den Eingangsklemmen 28, 24- des Verstärkers 26 ist. Da die Spannung über diesen Klemmen 28, 24 im Mikrovoltbereich verbleibt, kann nur wenig Spannung oder Strom über CT entwickelt werden.
Da praktisch kein Strom durch den Verstärker 26 fliesst, kann die Spannung eOüber den Ausgangsklemmen 30, 24 des Verstärkers 26 aus Ein durch die Gleichung für die Verstärkung des Operationsverstärkers gefunden werden, die nicht absolut genau, aber eine sehr gute Annäherung ist: Da Zf die Impedanz der Rückkopplungsschleife, hier Cs, ist und Zi die Reihenimpedanz am Eingang des Operationsverstärkers 26, hier Cr, rist, kann die Gleichung (1) neu beschrieben werden: Z5 und Z r sind die Schaltungsimpedanzen der Kapazitäten 10 und 16, im wesentlichen ihre Reaktanzen Xs und Xr. Da X5 und Xr mit Cs 5 und Cr durch den gleichen konstanten Faktor in Beziehung stehen, wenn sie bei der gleichen Frequenz arbeiten, gilt Aus der Gleichung (4) ist zu ersehen, dass CT nicht vorkommt in dem abschliessenden Verhältnis von eO , in der Hauptsache, weil zin es gleichartig wirkt sowohl auf Cs als auch Cr, da es mit beiden direkt gekoppelt ist.
Zusammenfassend ist zu sagen, dass die Schaltung nach Fig. 1 die Streukapazitätswirkung aller Streukapazitäten 54 bis 57 durch die eine oder andere Massnahme ausschliessen kann, wodurch eine genaue Kapazitätsermittlung durch den Wandler 10 möglich gemacht ist.
Demnach liefert diese Erfindung neue und brauchbare Vorteile für Meßsysteme und -verfahren zum Umwandeln verschiedener Parameter in elektrische Signale durch Vereinfachung eines Wandlersystems und der dazugehörigen Techniken und Verfahren, wodurch die storenden Wirkungen von Streuimpedanzen auf ein Minimum gebracht werden können, um die Verwendung von Elementen der Impedanz- und insbesondere der Kapazitätstype zur Durchführung der Umwandlungsfunktion zu erleichtern.
Wie oben angegeben wurde, richten sich nahezu alle Instrumentierungstechniken auf das Ermitteln einer linearen Verschiebung oder von Erscheinungen, wie Temperatur, Druck, Kraft oder Beschleunigung, die zuerst in eine lineare Verschiebung umgewandelt werden, bevor sie in ein elektrisches Signal verwandelt werden. Bis jetzt war der bekannteste Sensor zur Umwandlung einer linearen Verschiebung in ein elektrisches Signal, welches durch ein Sichtgerät, eine Aufzeichnungs- und eine Übertragungsvorrichtung verwendet werden kann, der Widerstands-Dehnungsmesser, der einfach zu verwenden und billig auf Prüfgebilden zu installieren ist, der Jedoch Nachteile bei der Durchführung einer genauen Instrumentierung und Prüfung aufweist, da seine Leistung nicht stabil ist bei Änderung der Temperatur und anderer Bedingungen und er einer Drift unterworfen ist.
Da es demnach zweckmässig ist, eine lineare Verschiebung in ein elektrisches Signal unter Verwendung einer etwas genaueren Type eines Sensors mit veränderlicher Impa'eanz neben dem üblichen Widerstands-Dehnungsmesser umzuwandeln und da das natürlich er danzveränderliche Element zur Verwendung anstelle des Widerstandes der Kapazitätssensor oder Wandler 10 ist, sind die Prinzipien der Erfindung von grosser Bedeutung für eine Verbesserung der Instrumentierungsgenauigkeit über diejenige hinaus, die bei Dehnungsmessern möglich ist. Der Kapazitätswandler 10 arbeitet so, dass der Abstand zwischen den beiden Kondensatorplatten 12, 14 geändert wird aufgrund von Änderungen in dem zu ermittelnden Parameter, um die Reaktanz Xs oder C5 des Wandlers 10 zu verändern. Da ein solcher Kapazitätswandler 10 nur eine mechanische Bewegung ermitteln kann, ist es zweckmässig, wenn jeglicher physikalische Parameter, der zu ermitteln ist, auf den Wandler 10 in einer solchen Weise einwirkt, dass er eine gewisse Änderung des Abstandes zwischen den Kondensatorplatten 12, 14 hervorruft. Dies kann auf verschiedenste Weise erreicht werden und wird im folgenden besprochen.
Trotz der Anpassbarkeit des Kapazitätswandlers 10 an fast jede Art einer notwendigen Parameterüberwachung, wie es oben gezeigt wurde, wurden solche Kapazitätswandler bis jetzt noch nicht viel verwendet aufgrund der Schwierigkeit, die durch die Wirkungen unerwünschter Schaltungsstreukapazitäten ( wie bei 54 bis 57 ), e auftritt, und auch wegen der hohen Impdenzcharakteristik dieser Sensorart. Mit anderen Worten haben frühere Verwendungen von Kapazitätswandlern entweder eine schlechte Empfindlichkeit oder eine Nichtlinearität ergeben, da jede Leitung und Klemme des elektrischen Systems, in welchem der Kapazitätswandler arbeitet, als eine Kondensatorplatte in Bezug auf naheliegende Leitungen und Anschlüsse wirkt, so dass eine kleinere als eine unendliche Impedanz dazwischen existiert, insbesondere bei Hochfrequenzsignalen. Es ist ein grosser Erfolg und Beitrag der voihiegenden Erfindung, dass ein elektrisches System mit Kapazitätswandler gemäss Fig. 1 geschaffen wird, bei dem solche Ungenauigkeit und Verzerrung der durch den Kapazitätswandler 10 zu ermittelnden Information ausgeschlossen sind. Das Hauptprinzip der Einrichtung dieses Systems besteht darin, die Wirkungen der dem Ermittlungskondensator 10 zugeordneten Shunt-Streukapazitäten auf Null in solcher Weise zu bringen, dass tatsächliche Änderungen der Impedanz des Kondensators 10 sicher bestimmt werden können, die bis jetzt praktisch unmöglich elektrisch abzunehmen waren, indem allein die Beziehung eO oder Eo ermittelt wird, dä Eo nur "in eine gedämpfte und abgeglichene Version von eO ist.
Im Grunde umfassen die Prinzipien der Erfindung die Schaffung eines elektrischen Systems mit Kapazitätswandler ( von dem die Fig.
1 eine bevorzugte Ausführungsform zeigt ), welches alle die verschiedenen Streukapazitäten 50 bis 57, die in der Schaltung auftreten, ausschliesst, gleichgültig ob sie zwischen einem Punkt der Schaltung und einem anderen Punkt der Schaltung oder zwischen einem bestimmten Schaltungspunkt und Masse 24, wie bei 54 bis 57, oder parallel zu irgendeinem Schaltungselement auftreten, wie bei 50 bis 52. Die Streukapazitäten 50 und 52 parallel zu den Schaltungselementen wie Cs und Cr können einfach ausgeschaltet werden durch richtige Abschirmung wie bei 60, doch Kapazitäten wie 54 bis 57, die zwischen verschiedenen Leitungen und Anschlüssen der Schaltung und Masse 24 auftreten, sind viel schwieriger zu behandeln.
Dementsprechend ist es ein wichtiges Prinzip der Erfindung, dass der Sensorkondensator 10 in einem Kapazitätswandlersystembzwischen den Eingangs- und Ausgangsanschlüssen 28 - 70des Verstärkers 26 mit hoher Verstärkung liegt. Gleichzeitig ist ein Bezugskondensator 16 zwischen der Eingangsklemme 28 des Operationsverstärkers und seiner Treibersignalquelle 22, 24 gekoppelt ist, welcha Ein erzeugt oder liefert. ( Selbstverständlich können die Positionen von CT und Cs umgeschaltet werden, ohne das erfinderische Ergebnis zu verlieren.) Als Ergebnis dieser Anordnung ist nur der Stromfluss durch den Bezugskondensator 16 für die Genauigkeit des Ausgangssignals eO der Schaltung von Bedeutung, so dass die Streukapazität 54 zwischen dem Bezugskondensator 16 und der Eingangssignalquelle 22 für die Genauigkeit der Ausgangsablesung irrelevant ist.
Da der Verstärker 26 mit hoher Verstärkung praktisch eine unendliche Eingangsimpedanz aufweist, liegen alle Streukapazitäten zwischen dem Bezugskondensator 16, dem Sensorkondensator 10 und der Eingangsklemme 28 des Verstärkers 26 parallel zu praktisch einer Nullspannung und sind deshalb wirksam nach Masse oder nach der Bezugsleitung 24 kurzgeschlossen. Schliesslich liegen die bei 57 symbolisierten Kapazitäten zwischen der Ausgangsklemme 30 des Verstärkers, der zweiten Platte 14 des Sensorkondensators 10 und der Ausgangsklemme 32 der Schaltung parallel zur sehr niedrigen Ausgangsimpedanz des Verstärkers 26 und sind demnach nach Masse 24 geshunted. Wie oben angegeben wurde, zeigtg ein Kapazitätswandlersystem, welches gemäss den Prinzipien der Zeichnung nach Fig, 1 konOtruiert war, eine Genauigkeit innerhalb eines Teiles in 30 000, obwohl die Streukapazitäten 54 - 57 bis auf beinahe die Summe von C5 und 0r anstieges.
Eine Type eines Kapazitätswandlers, der an der Stelle 10 ( Cis ) in Fig. 1 brauchbar ist, ist gemäss Fig. 2 der Kondensator mit parallelen Platten, der eine erste Platte 100 und eine zweite Platte 102 aufweist mit elektrischen Zuführungen 98 bzw. 99 daran.
Zur Illustration sind die Platten 100 und 102 mit identischen Abmessungen W und b mit der daraus sich ergebenden Fläche A dargestellt. Der Wert von Cs für diesen Kondensator ist dann proportional zu A , und die Reaktanz Xcs ist proportional zu zA d wobei F die Frequenz des angelegten elektrischen Signals Ein ist.
Ein Wandler mit parallelen Platten, der die Anordnung gemäss Fig.
2 verwendet, arbeitet durch Veränderung des wirksamen d, wovon der augenblickliche Wert von Cs und Xcs abhängt. Sowohl F als auch A bleiben konstant. Das wirksame d wird verändert, indem man die Platten 100 und 102 voneinander fortbewegt, indem man sie relativ zueinander gleiten lässt oder indem man selbst die Dielektrizitätskonstante des Materials im Raum 103 dazwischen ändert.
Z.B. kann eine Temperaturänderung bewirkt werden, indem die Platten 100 und 102 zusammen mit Säulen aus irgendeinem Material mit einem hohen Ausdehnstemperaturkoeffizientenverbunden werden, während ein Druck gemessen werden kann, indem eine Platte fort von der anderen gegen die Vorspannung durch-eine Feder ( nicht gezeigt ) gedrückt wird. In ähnlicher Art können Kraft und Beschleunigung ausgedrückt oderaif den Kapazitätswandler der Fig.2 in solcher Weise aufgebracht werden, dass sich der Wert d ändert, so dass die Platten 100 und 102 eine lineare Verschiebung "sehen".
Tatsächliche lineare Verschiebungen können selbstverständlich direkt umgewandelt werden, indem eine der Platten 100,102 mit der Verschiebung bewegt wird, während die andere Platte festgehalten wird.
Fig. 3 zeigt einen anderen Kapazitätswandler, der zwei Zylinder 104 und 106 oder dergl. verwendet, wobei einer den anderen umgibt und entsprechende Leitungen 98 und 99 vorgesehen sind. Das wirksame d zwischen ihnen beträgt 1/2 (dz04 - D106 ), wobei D104 und D106die Durchmesser der Çylinder 104 bzw. 106 sind. Wenn D104 und D106 sehr viel grösser als das wirksame d sind, dann ist C5 annähernd, jedoch nicht streng proportional zu d während Xcs sich etwa mit ; verändert. Der Wandler der Fig. 3 kann in seinem wirksamen d ( und damit C5 und Xcs ) verändert werden durch Bewegung der Zylinder 104 und 106 axial relativ zueinander oder durch Veränderung der Dielektrizitätskonstanten des Materials im Raum 107 zwischen den Zylindern 104 und 106 oder durch Ausdehung des äusseren Zylinders 104 bei Zusammenziehung des Innenzylinders 106.
In Fig. 4 ist die konzentrische Zylinderanordnung der Fig. 3 zu einem Wandler entwickelt, der ein temperaturveränderliches Os in der Stelle 10 der Fig. 1 liefert. Der Aussenzylinder vergrössert sich und zieht sich zusammen, wenn die Temperatur steigt oder fällt, obwohl gleichermassen diese Ausdehnungs/Zusammenziehungs-Funktion auch vom Innenzylinder 106 durchgeführt werden kann. Die sich ergebende kapazitive Temperatursonde ist in eine Schicht 108 eines isolierenden Materials eingebettet und besitzt erste und zweite elektrische «tJUPnhb en 110 und 112.
Die erste elektrische Leitung 110 ist rr t der !ussenplatte 104 verbunden, die vorzugsweise aus Aluminium oder einem anderen Metall besteht, welches sowohl leitend ist alsßih stark mit der Temperatur ausdehnt. Ein bevorzugtes Material für die Innenplatte 106 ist Quarz, welches einen Temperaturausdehnungskoeffizienten von nahezu Null hat. Da die Platte 106 nicht gut leitend ist, wenn sie aus Quarz besteht, ist die Leitung 112 in Fig. 4 mit einem leitenden Film 114 auf dem Aussendurchmesser des Quarzzylinders oder der Platte 106 verbunden.
Fig. 5 zeigt einen Beschleunigungsmesser oder einen Wandler für die angelegte Kraft oder den Stoss, der das Prinzip der parallelen Platten verwendet, welches schematisch in Fig. 2 gezeigt wird. Der Wandler ist in einer elektrostatischen Abschirmung 120 enthalten, durch welche die Leitungen 98 und 99 hindurchgehen.
Die Platte 100 ist meinen Quarzrahmen 122 eingebettet, um Stosssicherheit und Temperaturunempfindlichkeit für den Wandler sicherzustellen. Um Kraft, Beschleunigung oder Stoss umzuwandeln, ist die Platte 102 auf einem Ausleger 126 befestigt, an welchem die Leitung 99 befestigt werden kann, wenn die Masse 124 und der Träger 126 leitend sind. Beim Betrieb des Wandlers der Fig. 5 bewirkt jegliche Kraft oder BescheW nigung ( einschliesslich dem Stoss ), die eine-vektorielle Komponente senkrecht zu den Platten 100 und 102 aufweist, dass die Masse 124 gegen die neutrale Stellung des Trägers 126 ausgelenkt wird. Dadurch wird das d zwischen den Platten 100, 102 verändert, indem die Platte 102 relativ zu der sicher befestigten Platte 100 bewegt wird. Diese Veränderung von d bewirkt eine Veränderung der Ausgangsimpedanz Xcs über den Leitungen 98, 99. Bei der Schaltung der Fig. 1 hat dann das Verhältnis r einen neuen Wert, und damit e0 5 in Die Wirkung der Wandler der Figuren 2 bis 4 in der Schaltung der Fig. 1 besteht gleichermassen darin, eO zu verändern, wie es in oben besprochen wurde.
Es ist festzustellen, dass die oben erwähnten Kapazitätswandler wesentlich leichter einzustellen sind als die meisten anderen.
Z.B. kann der Wandler der Fig. 5 hinsichtlich seiner Annäherungsempfindlichkei tskons tanten verändert werden durch (a) Änderung der Masse des Schwinggewichtes, (b) Änderung der Federkonstanten des Auslegerträgers, (c) Änderung der Länge des Auslegerträgers oder (d) Änderung des Anfangsabstandes zwischen der Elektrode an dem Quarz und dem Schwinggewicht.
( Die Tatsache, dass das Schwinggewicht in einem Bogen anstatt auf einer geraden Linie schwingen möchte, ist kein Problem, vsausgesetzt, dass die Gesamtbewegung sehr klein ist im Vergleich zu der Länge des Auslegerträgers. ) Es gibt selbstverständlich viele Variable, die mit ähnlichen Sensortypen ermittelt werden können. Die Genauigkeit eines jeden Sensors ist nur abhängig von der mechanischen Güte. Es wurde schon demonstruiert, dass die Kapazitäts-Ermittlungstechnik mindestens um eine, möglicherweise um zwei Grössenordnungen präziser ist als die vorhandener Sensoren. Frühere Sensoren waren begrenzt durch eine verhältnismässig niedrige Stabilität und Empfindlichkeit solcher elektrischer Elemente, wie Dehnungsmesser usw.
In Fig. 6 wird eine bevorzugte Schaltung dargestellt, die die Prinzipien der Fig. 1 verkörpert, wobei in der Schaltung der Operationsverstärkereingang 28 mit der Steuerelektrode eines Unijunction-Transistors 130 verbunden ist, der einen Emitter 132 ( die Steuerelektrode ) und zwei Kollektoren 134 und 136 aufweist. Ein Vorspannungswiderstand 138 koppelt den Emitter 132 mit der Masseleitung 24, während ein anderer Widerstand den Emitter 132 mit einer Stromversorgungsklemme 140 koppelt. Bei einer gemäss der schematischen Darstellung der Fig. 6 gebauten und betriebenen Schaltung lieferte die Stromversorgung 14Q eine Gleichspannung von +24 V. Der Kollektor 134 des Unijunction-Transistors 130 ist über einen Widerstand 142 mit der Stromversorgung 140 und mit Masse 24 über einen das Rauschen entkoppelnden Kondensator 144 gekoppelt.
Der Kollektor 136 ist die Ausgangsklemme der Unijunction-Stufe des Verstärkers 26 und istdementsprechend über einen Widerstand 146 mit einem Oszillatorschwingkreis verbunden, die einen Parallelinduktior 148 und eine Kapazität 149 aufweist. Im Betrieb des Wandlersystems der Fig. 6 ist der Oszillatorschwingkreis 148 - 149 auf den Frequenzbereich von Ein abgestimmt, so dass der Schwingkreis eine differentielle Impedanz für diesen Frequenzbereich darstellt, durch die die Verstärkung des VePstärkers im gesamten Bereich hoch ist. Der Sohwingkreis 148 - 149 führt auch alle anderen Frequenzen nach Masse 24 ab, so dass die Harmonischen der Grundfrequenz von IGln und das vom Unijunation 130 und seinen Widerständen ges¢hafrene Rauschen herausgetrennt werden. Der Schwingkreis 148 - 149 ist ueber einen weiteren Gleichstrom-Vorspannungswiderstand 150 und seine Wechselstrom-Nebenwegkapazität 152 mit Masse 24 verbunden.
Der Ausgang des Kollektors 136 wird durch zwei herkömnliche Transistorstufen 154 und 156 verstärkt, auf die ein RI;C-Kreis aus dem Widerstand 157 und der Induktiviit 158 in Reihe zwischen dem Verstärker 156 und der Stromversorgung 140 und einem Kondensator 159 parallel dazu folgt, der wieder die Funktionen ausführt, die der Schwingkreis 148 - 149 erfüllt.
Ein EmitterSolger-Transistor 160 mit dem Emitter 162, der Basis 164 und dem Kollektor 166 liefert eine Impedanzkopplung am Ausgang der Schaltung. Die Basis 164 empfängt das Ausgangssignal des Transistors 156 und stellt eine praktisch unendliche Impedanz für die davorliegende Schaltung dar, da sie keine Vorspannungswiderstände aufweist, die Wechselstrompfade liefern könnten.
Der Kollektor 176 ist über einen Widerstand 168 mit der Stromversorgung 140 verbunden, während der Emitter 162, über einen Widerstand 169 mit der Masseleitung 24 verbunden ist.
Der Ausgang am Emitter 162 des Transistors 160 ist das eO in Fig. 1 zwischen den Punkten 30 und 24. Als solches wird dieses Signal als Rückkopplung auf den Sensorkondensator 10 gegeben und wird auch weiter behandelt, wie es notwendig ist, um die gewUnschte Form von eO zu erzielen. Es ist eine bekannte Eigenschaft des als Emitterfolger geschalteten Transistors, dass seine Ausgangsimpedanz sehr niedrig ist, so dass der gewünschte Nebenschluss für die Streukapazität 57 sichergestellt ist.
Der experimentelle Verstärker der Fig. 6 hat eine offene Schleifenverstärkung von 100 000 und eine Eingangsimpedanz von 7MOhm aufgrund seiner Feldeffekttransisor-Eingangsstufe. Für eine gesamte Schaltungskapazität von 200 pF ( d.h. Ct + Cs + 0r = 200) ist die Reaktanz Xc des Kapazitätsnetzwerkes bei 10 kHz gegeben durch Diese Zahl ist klein im Vergleich zu der Eingangsimpedanz von 7 MOhm des Verstärkers.
Der obige Verstärker wurde in eine Schaltung mit zwei Kapazitäten r und Cs gelegt, deren direktes Kapazitätsverhältnis genau gemessen wurde unter Verwendung einer Ubersetzungsverhältnisbrücke.
Die berechnete geschlossene Schleifenverstärkung des Verstärkers lag innerhalb eines Teiles in'30 000 des gemessenen Wertes, obwohl die Streukapazitäten etwa gleich den direkten Kapazitäten waren.
Fig. 6 zeigt das Schaltbild des Verstär1'ers. Es ist zu sehen, dass es zwei Resonanzkreise L1, C1 und L2, L2>C2aufweist. Die Widerstände R1 und R2 und der Ladeeffekt von Q2 und Q4 verändern die Amplitudenempfindlichkeit in solcher Art, dass sich die Verstärkung nur wenig von 7000 bis 14 000 Hz verändert, und die Phasenempfindlichkeit ist so, dass, wenn 100 % Rückkopplung an den Bezugspunkt angelegt werdenund die Sensorkapazitäten gemäss den Figuren 3a und 3b geschaltet sind, die geschlossene Schleife ziemlich stabil ist.
Gemäss Fig. 7 ùmfasst ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung die Prinzipien zum Erzielen eines digitalen Ausgangssignals von dem grundlegenden erfinderischen Kapazitätswandlersystem 10-16-26. Bei einer solchen Digitalisierung wird das erfindungsgemässe Signal Eo von dem Verstärker 26 mit Ein verglichen, indem Eo über einen einstellbaren Widerstand 200 auf einen Summenpunkt 202 und Ein über einen Widerstand 204 auf diesen Summenpunkt 202 gegeben werden. Vor der Prüfung oder in irgendeinem Bezugszustand von Cs 10 wird der Widerstand 200 so eingestellt, dass 1200 und I204, die von den Signalen Eo und Ein in ihren entsprechenden Widerständen 200 und 204 entwickelten Ströme, gleich sind. Da E0 um 1800 gegenüber Ein aufgrund der Gesamtphasenumkehrung von drei Verstärkungsstufen bei 26 phasenverschoben ist, sind I200 und I204 einander entgegengerichtet und heben sich auf, so dass ein "Abweichungs"-Signal Signal Null am Summenpunkt 202 auftritt, welcher der Eingangsanschluss eines Abweichungsverstärkers 206 ist. Nach der Nulleinstellung des Widerstandes 200 werden Änderungen in C5 10 ein Abweichungssignal an dem Verstärker 206 erzeugen durch Änderung von E auf #E0 und dadurch das Verhältnis Eo -vmVerhältnis R200 in' R204 wegschieben. Abweichungssignale vom Verstärker 206 werden mit einem Bezugssignal von einer Quelle 28 verglichen, woraus ein Ein in einem Abweichungsdetektor 210 erzeugt wird, dessen abweichungsproportionales Ausgangssignal auf eine Schmitt-Trigger-Schaltung 212 mit positiven und negativen Ausgangszuständen geliefert wird, z.B. OV, wenn das Abweichungssignal von 210 unter einem bestimmten Detektorpegel liegt, und +10V, wenn das Abweichungssignal von 210 einen bestimmten Pegel überschreitet. Kurz heisst das, dass OV am Triggerschaltungsausgang keineAbweichung darstellt und +10V eine "Abweichung" signalisiert1 Bevor die Anwendung dieses 'BAbweichungs"/"keine Abweichung"-Signals ( das im folgenden mit ENE ) bezeichnet wird, verfolgt wird, wird der eigentliche Zweck für seine Herleitung besprochen.
Das ENE führt schliesslich zu der Digital-Quantifizierung von Eo durch das Schalten logischer Schaltkreise, welche eine Reihe von UND-Gattern 220 bis 229 steuern, die die Stromkomponenten liefern, welche notwendig sind, um einen korrigierenden Strom Ic zu bilden, der die Abweichung am Summenpunkt 202 verschiebt. Jedes Gatter 220-229 hat als festen Eingang einen Teil von Ein ( hierin als Ec bezeichnet ), der dadurch hergeleitet wird, dass Ein tiber einem veränderlichen Widerstand 232 und einem festen Widerstand 234 geteilt wird. Zwischen jedem Gatter 220 - 229 und dem Summenpunkt 202 liegt ein Widerstand 240 - 249, so dass das Öffnen eines der Gatter 220 - 229 Ecüber den zugehörigen Widerstand 240 - 249 an den Summenpunkt 202 liefert. Sobald sie in die Schaltung eingeschaltet ist, wird eine bestimmte Komponente von 1c dann zu den anderen Strömen am Summenpunkt 202 addiert, bis 1200 + I204 + Ic nicht mehr länger einen ausreichenden Fehler darstellt, um die Schmitt-Trigger-Schaltung 212 in ihrem "Abweichung" -Zustand zu halten, d.h. auf 10V.
Der schaltbare Eingang bei jedem UND-Gatter 220 - 229 ist der Ausgangszustand des Steuerflipflops 250 - 259 des Gatters. In einer gemäss der schematischen Darstellung der Fig. 7 aufgebauten Schaltung Wfnet eine Gleichspannung von OV am Ausgang eines Flipflops 250 - 259 ein Gatter, eine Gleichspannung von +10V sperrt das Gatter. Das Öffnen des Gatters bewirkt selbstverständlich, dass die-Komponente Ic, die von diesem Gatter geliefert wird, zum Summenpunkt 202 fliesst. Der Zustand jedes Flipflops 250-259 ( d.h. OV oder +10V ) kann dazu verwendet werden, entweder einen seriellen oder einen parallelen digitalen Ausgang für das Wandlersystem durch eine Schaltung herkömmlichen Entwurfs zu liefern, die nicht gezeigt wird und auch nicht weiter besprochen wird.
Setzbefehle und Rücksetzbefehle für jedes Flipflop 250 - 259 werden durch zwei Gruppen von '2UND-Gattern mit Je drei Eingängen, die mit 260 - 269 für den Setzeingang bezeichnet sind und mit 270 - 279 für den Rücksetzeingang bezeichnet sind, geliefert.
Der erste Eingang jedes Gatters in beiden Gruppen 260 - 269 und 270 - 279 empfängt eine stete Folge von Triggerimpulsen, die dadurch erzeugt wird, dass zuerst Ein bei 281 halbiert und dann Ein und seine invertierte Wellenform ( die bei 280 abgenommen wird ), über RC-Differenziernetzwerke, die aus den Kapazitäten 282 bzw.
284 und den Parallelwiderständen 283 und 285 bestehen, gekoppelt werden indem sie auf die Eingangsklemmen des ODER-Gatters 286 gegeben werden. Zwei Dioden 288 und 289 schliessen die negativen Differenzierungsspitzen sowohl von Ein als auch von der invertierten Spannung nach Masse kurz, so dass eine Folge positiver Impulse mit der Frequenz Ein aus dem ODER-Gatter 286 herauskommt, und diese Impulse können dann bei 288 verstärkt und invertiert und auf jedes der Gatter 260 - 279 gegeben werden. Demnach triggern diese Spitzen dZ Flipflops 250 - 259, wenn die Gatter 260 - 279 geöffnet sind.
Ein zweites Eingangssignal eines jeden Gatters 260 - 279 ist das ENE-Signal von 212, welches direkt auf die Setz-Gatter 260-269 gegeben wird und auf die Rücksetz-Gatter 270 - 279 erst gegeben wird, nachdem es bei 290 invertiert wurde. Infolgedeseen wird das Signal ENE solange, wie es sich ln dem Zustand "Abweichung" befindet, die Gatter 260 - 269 veranlassen, die Setzimpulse von 288 hindurchzulassen, während dann, wenn der Schmitt-Trigger 212 in seinen Zustand "keine Abweichung" zurückgekehrt ist, alle "RUcksetz"-Gatter 270 - 279 die Setzimpulse von 288 hindurchlassen, soweit das.ENESignal betroffen ist.
Ein drittes Eingangssignal für jedes Gatter 260 - 279, welches vorhanden sein muss, wenn das Gatter offen sein soll und die Impulse von 288 hindurchlassen soll, ist das Ausgangssignal von einem Zähler 292 herkömmlichen Entwurfes. Der Zähler 292 läuft durch elf Stufen aufgrund von Impulsen von 281, die auf den Zähler 292 über ein UND-Gatter 294 gegeben werden, welches durch den Ausgang eines Flipflops 296 geöffnet wird. Das Flipflop 296 öffnet das Gatter 294, wenn es durch ein Befehlssignal von einer Quelle 298 gesetzt ist. Das Befehissignal von 298 setzt auch die Flipflops 250 - 259 zurück.
Das Flipflop 296 sperrt das Gatter 294, wenn elf Impulse von 281 ( mit der halben Frequenz von Ein ) den Zähler 292 durch seine ersten 10 Zustände geschaltet und dann den elften getriggert haben, welcher den Zähler 292 rücksetzt und die Flipflops 296 rücksetzt, bis ein nächstes Befehlssignal von 298 erscheint.
Die Befehlssignalquelle 298 kann nicht nur von Hand ausgelöste "Abtast"-Befehle umfassen, sondern auch zeitlich gesteuerte Befehle oder, telemetrisch übertragene Befehle. Gleichgültig von welcher Quelle setzt ein solcher Befehl das Flipflop 296 so, dass es das Gatter 294 öf-net. Daraufhin schalten die 1/2 Ein -Impulse von 281 den Zähler 292 durch seine Stufen 1-11.
Bei jeder der Stufen 1-10 des Zählers 292 erhaltendie Gatter 260 - 269 sowie 270 .279 der jeder Zählstufe zugeordneten Flipflops 250 - 259 ein Öffnungssignal vom Zähler, während alle anderen Flipflop-Gatter gesperrt gehalten werden. Deshalb erlaubt es der Zähler 292, dass jeweils ein Flipflopf250 - 259 zu jeder Zeit ENE von 212 abtastet und entsprechend antwortet. Wenn das ENE-Signal eine "Abweichung" anzeigt, sobald der Zähler ein Flipflop erreicht, werden die in Reihe liegenden Gatter 260 - 269 für die Impulse von 288 geöffnet, wodurch das Flipflop gesetzt wird. Das einmal geöffnet Flipflop hält das damit in Reihe liegende UND-Gatter 220 -229 offen, um zu tz beizuten.
Nachdem irgendein Flipflop gesetzt wurde durch Öffnen seines Gatters in der Reihe 260 - 269 kann einer von zwei Vorgängen am Schmitt-Trigger 212 auftreten. Das ENE-Signal kann im Zustand "Abweichung" verbleiben oder in den Zustand 'keine Abweichung" umschalten, das letztere, weil die zu dem Summenpunkt 202 hinzugeschaltete Ic-Komponente gross genug war, um die Abweichung aufgrund von j Eo auszugleichen. Wenn das ENE- zum NE-Signal wird, dann bewirkt die Umkehrung bei 290, dass das Gatter in der Reihe 270 - 279 für das gleiche Flipflop vorbereitet wird, woraufhin der nächste Impuls von 288 das Flipflop zurücksetzt und damit seinen Beitrag zu 1cverschwinden lässt.
Als ein Beispiel wird der Zähler 292 unmittelbar nach dem Setzen des Flipflops 296 durch 294 auf die Stufe 1 geschaltet. Die Qatter 260 und 270 werden vom Zähler 292 geöffnet. Da die Impulse von 288 mit der doppelten Frequenz der Impulse zum Zähler 292 kommen, werden die Gatter 260 und 270 zwei Impulse von 288 bekommen, bevor der Zähler aufdie Stufe 2 umschaltet. Wenn das ENE eine "Abweichung" anzeigt, wenn die beiden Impulse von 288 ankommen, dann werden diese Impulse vom Gatter 260 durchgelassen und vom Gatter 270 nicht durchgelassen. Dadurch wird das Flipflop 250 gesetzt und bleibt in diesem Zustand. Wenn das ENE "keine Abweichung' anzeigt, dann laufen die Impulse 288 durch das Gatter 270, aber nicht durch das Gatter 260, was kein Ergebnis zur Folge hat, da das Flipflop 250 schon durch die Startrücksetzung von 298 rückgesetzt ist.
Es ist deshalb zu sehen, dass das Gatter 270 für das Flipflop 250 nur dann von Bedeutung ist, wenn ENE eine "Abweichung" für den ersten Puls von 288 anzeigt und auf "keine Abweichung" für den zweiten Impuls umschalte-t, da das Setzen von 250 bewirkte, dass Ic den zur Neutralisation der Wirkung von a Eo benötigten Kompensationspegel erreicht oder überschritten hat. In einem solchen Fall lässt das ENE-Signal "keine Abweichung" den zweiten Impuls von 288 durch das Gatter 270 hindurch, um das Flipflop 250 zurückzusetzen und dadurch anzugeben, dass das Ic durch das Gatter 220 "zu viel" war. Damit wird die von den Zuständen der Flipflops 250 - 259 abgeleitete 10 Bit-Binärzahl in ihrer höchsten Stelle auf Null belassen. Wenn der Zähler 292 de Flipflops bis zum niedrigsten 259 durchläuft, muss Ic gebildet werden ohne die Komponente der Stufe 1 ( Icl Aus dieser Anordnung folgt selbstverständlich, dass die Ic-Komponenten kleiner werden von der Stufe 1 zur Stufe 10, so dass die Widerstände 240 - 249 grösser werden. Darüber hinaus wird die Grösse aller Komponenten 1c1 bis Icl0 bestimmt durch die Einstellung des veränderlichen Widerstandes 232, welcher in der Tat in Reihe liegt mit jedem der Widerstände 240 - 249 und als Eicheinstellung ähnlich dem Widerstand 40 in der Analogsohaltung der Fig. 1 dient.
Wenn der Zähler 292 alle zehn Stufen durchlaufen hat, bilden die Zustände der Flipflops 250 - 259 eine 10 Bit-Binärzahl, die sehr nahe E0 angenähert ist und der Änderung in der Kapazität von Cs 10. Damit ist ein digitalisiertes Kapazitätswandlersystem geschaffen, bei dem die Streukapaztäten 54 - 57.keinen Fehler in das Ausgangssignal einführen können.
Die in Fig. 1 gezeigte Schaltung gibt ein Ausgangssignal Eo welches sich linear verändert mit Versohiebungsänderungen der Elektroden des Sensorkondensators 10. Wenn ein Nullausgang erforderlich ist für einen bestimmten Wert von Cs,, d.h. für einen bestimmten Wert des Sensorausganges, dann kann das modifizierte Netzwerk gemäss Fig. 1, nämlich 34 - 42, verwendet werden. Für Nullausgang am Punkt 32 wird das Verhältnis R34 zu R36 so eingestellt, dass es gleich dem Verhältnis von Ei zu Eo ist für den gewünschten Wert von C5. Da Eo um 1800 phasenverschoben ist gegenüber Ei ist der Ausgang am Punkt 38 dann Null. Wenn sich Cs danach ändert und sich infolgedessen eO ändert, ändert sich Eo von Null auf eine Grösse, die linear in Beziehung steht mit der Änderung von eO. Der Ausgang E wird auf den Eingang eines Potentiometers 40 gegeben, so dass der sich ergebende Ausgang so eingestellt werden kann, dass er jeden Wert in dem Einstellbereich für die maximale Änderung von C5 annehmen kann. Demnach ist R40 im wesentlichen eine 'EmpfindlichkeitsZ-Einstellung.
Die in Fig. 1 gezeigte Anordnung hat keine grosse praktische Anwendung, da sie ein Fernmessgerät darstellt, da der Ausgang eine analoge Wechselspannung ist, die proportional dem Eingang Ei ist und in linearer Beziehung steht zu dem Eingang des Sensorkondensators Cs. Es kann jedoch eine von Hand abgeglichene Ablesung erzielt werden, indem R j6 in Form eines genau geeichten Dekadenw iders tandes vorgesehen und ein W echs els pannungs -Null -detektor am Punkt 38 verwendet wird. Beim Abgleich ändert sioh 36 linear mit Veränderungen im Parametereingang von Cs.
Für eine digitale Aus Messung zur Verwendung in einem Telemetriesystem oder dergl. wird von der Erfindung vorgeschlagen, die oben beschriebene Grundschaltung nach Fig. 1 zu verwenden, nur dass der Abgleich unter Verwendung einer Kombination von logischen Schaltungen und Wechselstrom-"UND"-Gattern, wie es in Fig. 7 gezeigt ist, vorgenommen wird. Diese Schaltung arbeitet ähnlich der oben in Fig. 1 beschriebenen Schaltung, wobei die Widerstände 200 und 204 die Widerstände 36 bzw. 34 ersetzen.
Das Verhältnis von R200 zu R204 ( es gibt keinen Strom bei 202 ) ist gleich dem Verhältnis von Eo zu Ei s d.h.
00 = F -C r und R204 und I200 = I204 Wenn sich Cs ändert, wird der Abgleich wieder hergestellt, indem der zusätzliche Korrekturstrom 1c an den Summenpunkt 202 geliefert wird. Der zusätzliche Strom wird geliefert durch Öffnen der Wechselstrom-UND-Gatter 220 - 229, welche wiederum mit dem festen Bruchteil Ec des Eingangssignals Ei verbunden sind. Jedes UND-Gatter 220 - 229 verbindet dann Ec mit einem festen Widerstand ( R240 bis R249). Jeder Widerstand in der Reihe R240 bis R249 hat einen Wert, der gleich dem doppelten Wert des vorangegangenen Widerstandes ist, so dass durch das Öffnen oder Sperren der verschiedenen UND-Gatter 220 - 229 die "BrUcke" am Punkt 202 abgeglichen werden kann und eine digitale Auslesung entwickelt werden kann. Die zur Durchführung des Abgleichs entwickelte logische Schaltung sperrt oder öffnet die verschiedenen UND-Gatter in Abhängigkeit von dem ENE-Signal am Ausgang des Schmitt-Triggers 212. Z.B. entspricht eine Spannung von OV bei 212 dem Signal "zu niedrig", und +10V entsprechen dem Signal "zu hoch", wie es oben bei der Beschreibung der Wirkung von ENE auf das Flipflop 250 angegeben wurde.
Drei Befehlssignale werden benötigt und entweder von der Brlloken schaltung oder einer externen Quelle zur Verfügung gestellt, und sie können wie folgt definiert werden: a. Abtastbefehl 298. Ein Impuls, der von Hand oder durch eine Frequenz erzeugt werden kann, die durch Teilung der Taktfrequenz erhalten wird, oder ein Impuls, der durch eine Verzögerung entwickelt wird, die der zur Digitalisierung und Ubertragung notwendigen Zeitdauer entspricht, d.h. bei kontinuierlichem Betrieb, kann erzeugt werden. Dieser Befehl löst den vollständigen Abtastzyklus aus und kann periodisch oder auf Befehl je nach Wunsch des Anwenders eingeplant werden.
b. Taktimpulsfolge 294. Eine Rechteckwelle, deren Frequenz geringer ist als Ei und die erhalten werden kann, indem man Ei durch zwei teilt.
c. Abweichungssignal. Der Schmitt-Trigger-Ausgangs -pegel oder ENE, bei dem eine " 1"als ein Abweichungszustand äquivalent einem "zu niedrigen" 1c definiert ist und eine flo" als der entgegengesetzte Abweichungszustand definiert ist.
Der Abtastbefehlsimpuls 298 startet die Analog-Digital-Umwandlung durch Rücksetzen aller Ausgangsflipflops 250 - 259 und Setzen des Steuerflipflops 296, welches die Taktimpulse zum elfstufigen Zähler 292 einschaltet. Die Taktimpulse schalten den Zähler jeweils um eine Stelle weiter, und der elfte Impuls, der den Zähler rUcksetzt, beendet auch die Analog-Digital-Umwandlung durch Rücksetzen des Steuerflipflops. Die Taktfrequenz und ihr Komplement werden differenziert und bei 286 durch ein "ODER" zusammengefasst um einen Triggerimpuls zu erzeugen, der zweimal für jeden Zählerstand auftritt.
Jeweils ein UND-Gatter 260 - 279 mit drei Eingängen wird verwendet, um die Setzen und "Rileksetzc-Leitungen der Ausgangsflipflops 250 - 259 zu tben. Jeweils ein Eingang der Gatter 260 - 279 befindet sich im Zustand des Zählers 292, so dass der Zustand 1 das Bit mit der höchsten Bedeutung einschaltet, der Zustand 2 das Bit mit der zweitböchsten Bedeutung, usw. und der Zustand 10 das Bit mit der niedrigsten Bedeutung im digitalen Abweichungsdatenwort von 202 einschaltet. Der Schmitt-Trigger-Ausgang ENE bereitet alle "Setz"-Eingänge 260 - 269 vor, und sein Komplement bereitet alle "Rücksetz"-Eingänge 270 - 279 vor, so dass die Ausgangsflipflops in den richtigen Zustand gesetzt werden. Die Triggerimpulse, die alle diese Gatter steuern, steuern die Umsetzzeiten.
Die zeitliche Zuordnung ist deshalb so gesteuert, dass der erste Triggerimpuls, der mehrere Nanosekunden nach dem Setzen einer bestimmten ZählerstuSe auf tritt, ein Flipflop in Abhängigkeit vom Schmitt-Trigger-Ausgang ENE setzt. Wenn dadurch nicht der Abweichungszustand geändert wird, dann bewirkt der nächste Triggerimpuls nichts und lässt deshalb das Ausgangsflipflop im " 1" -Zustand, wodurch dessen Wechselstromgatter eingeschaltet wird. Wenn jedoch das Setzen des Flipflops den Abweichungszustand verändert, wird der zweite Triggerimpuls vom Schmitt-Trigger-Ausgang so geleitet, dass er das Ausgangsflipflop rUcksetzt und damit sein Wechselstromgatter sperrt. Der nächste Triggerimpuls tritt während des nächsten Zählerstandes auf o Dieser Vorgang wird zehnmal vom Bit mit höchster zum Bit mit niedrigster Bedeutung wilerholt. Die sich ergebende, in den Ausgangsflipflops gespeicherte 10 Bit-Binärzahl ist proportional dem gemessenen Parameter. Der digitale Ausgang kann parallel von den Ausgangsflipflops bei Beendigung des Digitalisierungszyklus geliefert werden, oder die Ausgangs flipflops können in Form eines Schieberegisters aufgebaut sein, um eine serielle Impulsfolge zu liefern. Die genaue Form des Ausganges kann vom Anwender zur Erfüllung bestimmter Forderungen festgelegt werden.
Im folgenden wird das Verfahren beschrieben, welches verwendet werden kann, um einen Frequenzausgang zu erzielen, der sich linear ändert mit parametrischen Änderungendes Eingangs der Sensorkapazität. Das Verfahren verwendet die Eigenschaften des Oszillators in Fig. 8 und insbesondere die einzigartige Eigenschaft dass dessen Frequenzausgang eine lineare Funktion des Verhältnisses der Ausgangs- zur Eingangsspannung eines Vierpol-Cs-Netzwerkes ist, wie es in Blockform bei 300 angezeigt ist. In einem einfachen Fall kann das Netzwerk 300 einfache Wheatstonebrücken-Kapazitätssensoren in einer der Fig. 1 ähnlichen Form enthalten. In der Schaltung gemäss Fig. 8 ist Ei der Eingang zum Netzwerk 300 und E is t der Ausgang. Ein wird über einen Übertrager 302 sowohl auf das Sensornetzwerk 300 alsauch auf ein Quadraturnetzwerk 304 gegeben. Die summierten Ausgänge von 300 und 304, E und Eg, 0 werden bei 306 verstärkt, bei 308 phasenverschoben und erneut bei 3i0 verstärkt, bevor sie auf den Eingang des Ubertragers 302 gelegt werden. Demnach bildet die vereinfachte Schaltung gemäss Fig. 8 eine Oszillatorschaltung. Sie besteht aus den beiden Verstärkeren, dem einfachen Phasenverschiebungsnetzwerk, dem Kopplungsübertrager, dem Quadraturnetzwerk und selbstverständlich dem Sensornetzwerk. Die Ausgangsspannung ( E ) des Quadraturnetzwerkes ist in der Phase um 900 in Bezug auf den Eingang Ein verschoben. Die Sensorausgangsspannung Eo ist gewöhnlich Null bei einem Mittelbereichswert des ermittelten Parameters, in Phase für die Werte des Parameters oberhalb der Mittelbereichswerte und um 1800 für niedrigere Werte phasenverschoben.
Die Summe ( Er ) der Quadraturspannung ( Eg ) und der Sensorspannung ( Eo ) werden auf den Eingangsverstärker 306 ( A1 ) gegeben, wodurch eine vollständige Schleife geschaffen ist, die mit einer Frequenz schwingt, bei der die Summe der Phasenverschiebung zwischen Ei und der resultierenden Spannung Er des Quadraturnetzwerkes und des Sensornetzwerkes und die Phasenverschiebung zwischen dem Eingang und den Ausgängen des Phasenverschiebungsnetzwerkes zu 1800 wird. Da sich die Grösse der Sensorausgangsspannung Eo aufgrund der ermittelten Veränderlichen ändert, verschiebt sich der Phasenwinkel der sich ergebenden Spannung ( Er ) dementsprechend. Dadurch ändert sich wiederum die Schwingfrequenz des Oszillators, so dass diese Phasenänderung durch eine gleichartige und entgegengesetzte Phasenänderung durch das Phasenverschiebungsnetzwerk 308 ausgeglichen wird.
Die Empfindlichkeit des Oszillators der Fig. 8, d.h. seine prozentuale Änderung in der Frequenz bei einer gegebenen Ausgangsänderung des Sensornetzwerkes 300 kann ziemlich leicht eingestellt werden, um einen weiten Bereich von SensorempSindlichkeiten zu überstreichen. Wenn die Quadraturspannung Eg verringert wird in Bezug auf die Ausgangsspannung Eo des Sensornetzwerkes, dann tritt eine grössere Phasenänderung auf für eine gegebene Änderung der Ausgangsspannung des Sensornetzwerkes. Demnach wird eine grössere Änderung in der Frequenzabweichung des Oszillators auftreten. Wenn Eg klein genug gemacht wird, dann werden Änderung gen in dem Ausgang des Sensornetzwerkes bis herab zu 1 ffi seines Eingangs den Oszillator über einen Bereich von 2 zu 1 in der Frequenz verschieben. Dies ist keinesfalls eine theoretische Grenze, sondern ein Wert, welcher kennzeichnend ist für Testeinheiten, die gemäss den Prinzipien der Fig. 8 gebaut wurden.
Obgleich diese Erfindung in ihrer bevorzugten Form mit einem gewissen Mass an Einzelheiten beschrieben wurde, ist selbstverständlich, dass die vorliegende Beschreibung der bevorzugten Form nur als Beispiel dienen soll und dass zahlreiche Änderungen in den Konstruktionseinzelheiten undder Kombination und Anordnung von Teilen vorgenommen werden können, ohne dass Geist und Bereich der vorliegenden Erfindung, wie sie im folgenden beansprucht wird, verlassen werden.
- Patentansprüche

Claims

Pa tentansprüche: 1. Wandlersystem, gekennzeichnet durch die Kombination aus einem veränderlichen Kondensator mit einer ersten und einer zweiten Platte, die so relativ zueinander bewegbar sind, dass sich die Kapazität des veränderlichen Kondensators ändert, einem Verstärker mit hoher Verstärkung, der parallel zu dem veränderlichen Kondensator gekoppelt ist, einer Vorrichtung, die eine Bewegung aufbringt, wodurch sich die Platten des veränderlichen Kondensators relativ zueinander aufgrund der Änderung eines durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Parameters bewegen, einer Eingangsstromversorgung, die mit dem veränderlichen Kondensator gekoppelt ist, und aus einem Ablesegerät, das mit dem veränderlichen Kondensator gekoppelt ist.
2. Wandlersystem, gekennzeichnet durch die Kombination aus einem veränderlichen Kondensator mit einer ersten und einer zweiten Platte, die so relativ zueinander bewegbar sind, dass sich die Kapazität des veränderlichen Kondensators ändert, einem Bezugskondensator, der mit dem veränderlichen Kondensator in Reihe geschaltet ist, einer Eingangs-Wechselstromversorgung, die mit dem veränderlichen Kondensator und mit dem Bezugskondensator in Reihe gekoppelt ist, einem Verstärker hoher Verstärkung, der mit dem veränderlichen Kondensator in Reihe gekoppelt ist, einer Vorrichtung zur Aufbringung eines fliessfähigen Mediums, dessen Druck zu messen ist, auf die Platten des veränderlichen Kondensators, damit diese sich relativ zueinander aufgrund der Änderung des durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Druckes bewegen, und aus einem Ablesegerät, welches so geschaltet ist, dass es Veränderungen in der Kapazität des veränderlichen Kondensators ermittelt und so geeicht ist, dass es daraus eine Ablesung herleitet, die mit dem durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Druck in Beziehung steht.
3. Wandlersystem, gekennzeichnet durch die Kombination aus einem veränderlichen Kondensator, einem mit dem veränderlichen Kondensator in Reihe gekoppelten Bezugskondensa tor, einer elektrostatischen Abschirmung, die den veränderlichen Kondensator und den Bezugskondensator umgibt und so geschaltet ist, dass sie Streukapazitäten nach Masse Xzschliess-t, einer Vorrichtung, die eine Bewegung aufbringt, wodurch sich die Platten des veränderlichen Kondensators relativ zueinander aufgrund der Änderung in einem durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Parameter bewegen, einer Eingangsstromversorgung, die mit dem veränderlichen Kondensator und dem Bezugs kondensator in Reihe gekoppelt ist, einem Verstärker hoher Verstärkung, der mit dem veränderlichen Kondensator parallel gekoppelt ist, und aus einem Ablesegerät, welches so geschaltet ist, dass es Veränderungen in der Kapazität des veränderlichen Kondnsators ermittelt und so geeicht ist, dass es daraus Ablesungen herleitet, die mit der Änderung des durch den veränderlichen Kondensators zu messenden Parameter in Beziehung stehen.
4. Wandlersystem, gekennzeichnet durch die Kombination aus einem veränderlichen Impedanzelement, welches erste und zweite relativ zueinander in solcher Weise bewegbare Elemente aufweist, dass sich die Impedanz des veränderlichen Impedanzelementes verändert, einer Vorrichtung zur Aufbringung einer Bewegung, durch die sich die ersten und zweiten Elemente der veränderlichen Impedanzelemente relativ zueinander bewegen aufgrund der Änderung in einem durch das veränderliche Impedanzelement zu messenden Parameter, einer Bezugsimpedanz, die so mit dem veränderlichen Impedanzelement gekoppelt ist, dass die Veränderung des veränderlichen Impedanzelementes aufgrund einer Änderung des zu messenden Parameters messbar wird, einem Verstärker hoher Verstärkung, welcher entweder mit der Bezugsimpedanz oder mit dem veränderlichen Impedanzelement in Reihe verbunden ist und parallel zu dem jeweils anderen Element liegt, so dass die Wirkungen von Streuimpedanzen nicht die Messungen der Parameteränderung beeinflussen, und aus einer Frequenzmodulator-Oszillatorschaltung, die Eingangssignale an das veränderliche Impedanzelement liefert und die Frequenz aufgrund von Phasenverschiebungen des Eingangssignals ändert, die durch Veränderungen in der Impedanz des veränderlichen Impedanzelementes hervorgerufen werden, welche wiederum durch die Änderung des zu messenden Parameters bewirkt werden.
5. Wandlersystem zur Lieferung einer Anzeige von Veränderungen in einem Parameter, gekennzeichnet durch die Kombination aus einer Vorrichtung zur Lieferung einer Eingangsspannung, einem Operationsverstärker mit einer hohen Eingangs- und einer niedrigen Ausgangsimpedanz, einem ersten Kondensator mit ersten und zweiten relativ zueinander veränderlich angeordneten Platten, einer Vorrichtüng zur Lieferung von Veränderungen in der relativen Anordnung der ersten und zweiten Platte des ersten Kondensators gemäss Änderungen im Parameter, einem zweiten Kondensator zur Lieferung eines Bezugswertes und aus einer Vorrichtung, die den ersten und den zweiten.

Kondensator mit der Spannungsvorrichtung und dem Operationsverstärker in einer Schaltung verbindet, die vondem Operationsverstärker eine Ausgangsspannung mit einem Wert liefert, der nur von der Eingangsspannung und den relativen Werten des ersten und zweiten Kondensators abhängt.
6. Wandlersystem nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung, die den ersten und zweiten Kondensator abschirmt.
7. Wandlersystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Operationsverstärker eine erste und eine zweite Eingangsklemme und eine erste und zweite Ausgangsklemme aufweist, dass die Spannungsvorrichtung eine Eingangs- und eine Bezugsklemme aufweist, dass die Eingangsklemme der Spannungsvorrichtung die Eingangsspannung empfängt und die Bezugsklemme eine Bezugsspannung liefert, dass die zweiten Eingangs - und Ausgangs klemmendes Operationsverstärkers mit den Bezugsklemmen der Spannungsvorrichtung verbunden sind, dass die erste Eingangsklemme des Operationsverst kers mit dem ersten und dem zweiten Kondensator verbunden ist und dass die zweite Ausgangsklemme des Operationsverstärkers die Ausgangsspannung liefert.
8. Wandlersystem zur Messung eines Parameters, gekennzeichnet durch die Kombination aus einem veränderlichen Kondensator mit einer ersten und einer zweiten relativ zueinander so bewegbaren Platte, dass die Kapazität des veränderlichen Kondensators sich ändert, einer Vorrichtung zur Aufbringung einer Bewegung, durch die sich die Platten des veränderlichen Kondensators relativ zueinander aufgrund der Änderung in dem durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Parameter bewegen, einem Bezugskondensator, der mit dem veränderlichen Kondensator in Reihe gekoppelt ist, einer Eingangsstromversorgung, die mit dem veränderlichen Kondensator und dem Bezugskondensator in Reihe gekoppelt ist, um eine Eingangsspannung zu liefern, einem Verstärker hoher Verstärkung, der parallel zu entweder dem veränderlichen Kondensator oder dem Bezugskondensator und in Reihe mit dem jeweils anderen Kondensator gekoppelt ist, um die Spannung von dem jeweils anderen Kondensator zu empfangen und eine Ausgangsspannung zu liefern, und aus einer Ablesevorrichtung, die so geschaltet ist, dass sie das Verhältnis zwischen den Werten des Bezugskondensators und des veränderlichen Kondensators ermittelt gemäss den relativen Werten der Eingangsspannung und der Ausgangsspannung vom Verstärker hoher Verstärkung.
9. Wandlersystem zur Messung eines Parameters, gekennzeichnet durch die Kombination aus einem veränderlichen Kondensator mit einer ersten und einer zweiten relativ zueinander so bewegbaren Platte, dass die Kapazität des veränderlichen Kondensators sich ändert, einer Vorrichtung zur Aufbringung einer Bewegung, durch die sich die erste und die zweite Platte des veränderlichen Kondensators relativ zueinander aufgrund der Änderung in dem durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Parameters bewegen, einem Bezugskondensator, der mit dem veränderlichen Kondensator in Reihe gekoppelt ist, einem Verstärker hoher Verstärkung, der mit entweder dem veränderlichen oder dem Bezugskondensator parallel gekoppelt ist und mit dem jeweils anderen Kondensator in Reihe liegt, einer Vorrichtung zur Einführung einer Eingangsspannung auf den jeweils anderen Kondensator, um über den Verstärker hoher Verstärkung eine Ausgangsspannung zu erhalten, die von der Eingangsspannung und den relativen Werten des veränderlichen und des Bezugskondensators abhängt, und aus einer Vorrichtung zur Messung der Ausgangsspannung vom Verstärker hoher Verstärkung, um eine Anzeige der relativen Werte des Bezugskondensators und des veränderlichen Kondensators gemäss den relativen Werten der Eingangs- und der Ausgangsspannung zu erzielen.
10. Wandlersystem zur Messung eines Parameters, gekennzeichnet durch die Kombination aus einem veränderlichen Kondensator mit einer ersten und einer zweiten so relativ zueinander bewegbaren Platte, dass die Kapazität des veränderlichen Kondensators verändert wird, wobei die Platten aus verschiedenen Materialien mit verschiedenen Temperaturausdehnungskoeffizienten hergestellt sind und so relativ zueinander angeordnet sind, dass sich die Platten des veränderlichen Kondensators relativ zueinander aufgrund der Änderung in der durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Temperatur bewegen, einem Bezugskondensator, der mit dem veränderlichen Kondensator in Reihe gekoppelt ist, einer Eingangs-Wechselstromversorgung, die mit dem veränderlichen Kondensator und dem Bezugskondensator in Reihe gekoppelt ist, um eine Eingangsspannung zu liefern, einem Operationsverstärker hoher Verstärkung, der parallel zu entweder dem veränderlichen oder dem Bezugskondensator und in Reihe mit dem jeweils anderen Kondensator gekoppelt ist, um eine Ausgangsspannung zu liefern, und aus einem digitalen Ablesegerät, welches die VeränderungeheimWert des veränderlichen Kondensators relativ zum Wert des Bezugskondensators ermittelt und so geeicht ist, dass es daraus Ablesungen herleitet, die mit der Änderung des durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Parameters in Beziehung stehen gemäss den relativen Werten der Eingangs- und der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers.
11. Wandlersystem zur Messung eines Parameters, gekennzeichnet durch die Kombination aus einem veränderlichen Kondensator mit einer ersten und einer zweiten so relativ zueinander bewegbaren Platte, dass sich die Kapazität des veränderlichen Kondensators verändert, einem Bezugskondensator, der mit dem veränderlichen Kondensator und mit der ersten Platte des veränderlichen Kondensators in Reihe gekoppelt ist, einer Abschirmung, die die Streukapazitäten parallel zum veränderlichen Kondensator und zum Bezugskondensator auf ein Minimum bringt, einer Vorrichtung, die eine Eingangsspannung an die erste Platte des veränderlichen Kondensators und den Bezugskondensator liefert, einer Vorrichtung hoher Impedanz, die zwischen der ersten Platte des veränderlichen Kondensators und Masse verbunden ist, um eine Ausgangsspannung zu liefern, die die relativen Werte des veränderlichen Kondensators und des Bezugskondensators darstellt gemäss den relativen Werten der Eingangs-und der Ausgangsspannung, einer Vorrichtung mit niedriger Impedanz, die zwischen der zweiten Platte des veränderlichen Kondensators und Masse liegt, und aus einer Vorrichtung zur Aufbringung einer Bewegung, durch die die erste und die zweite Platte des veränderlichen Kondensators sich relativ zueinander bewegen aufgrund der Änderung in einem durch den veränderlichen Kondensator zu messenden Parameter.
12. Wandlersystem zur Lieferung einer Anzeige von Veränderungen in einem Parameter, gekennzeichnet durch die Kombination aus einer ersten Kapazität mit einer ersten und einer zweiten relativ zueinander bewegbaren Platte zur Schaffung eines veränderlichen Kapazitätswertes gemäss den Änderungen in einem Parameter, einer zweiten Kapazität mit einer ersten und einer zweiten Platte, zur Lieferung eines Bezugswertes, einer Vorrichtung zur Lieferung einer Eingangsspannung, einer Vorrichtung, die die erste und die zweite Kapazität in Reihe schaltet mit der Eingangsspannungsvorrichtung zur Lieferung einer Anzeige der Veränderungen im Parameter gemäss den relativen Werten der ersten und der zweiten Kapazität, einer Vorrichtung zur Abschirmung der ersten und der zweiten Kapazität und aus einem Operationsverstärker mit einer hohen Eingangs-und einer niedrigen Ausgangsimpedanz und in Reihenschaltung mit entweder der ersten und oder der zweiten Kapazität und in Parållelschaltung mit der jeweils anderen Kapazität, um eine von der Eingangsspannung und den relativen Werten der ersten und der zweiten Kapazität abhängige Ausgangsspannung zu liefern.

L e e r s e i t e