DE1791025A1

DE1791025A1 - Steuerbare,elektrische Impedanz

Info

Publication number: DE1791025A1
Application number: DE19681791025
Authority: DE
Inventors: Crouse William George
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1967-09-01
Filing date: 1968-08-29
Publication date: 1971-10-21
Also published as: NL159834B; CH474913A; ES356988A1; GB1236994A; BE719482A; DE1791025C3; SE353425B; US3539826A; NL6812207A; DE1791025B2; FR1577135A; JPS5345665B1

Description

Steuerbare, elektrische Impedanz

Die vorliegende Erfindung betrifft eine steuerbare, elektrische Impedanz, welche durch den Ausgang einer invertierenden Verstärkerschaltung dargestellt ist.

Schon seit langem liegt ein Bedarf an steuerbaren, elektrischen Impedanzen vor. In automatischen Verstärkungsregelschaltungen wird üblicherweise ein elektronisch regelbarer Widerstand benötigt. In Frequenz regelschaltung en muss oft eine veränderliche Kapazität oder Induktivität durch elektrische Signale in ihrem Wert eingestellt werden. Es sind auch Versuche zur Lösung des Problems gemacht worden, beispielsweise unter Verwendung geeigneter

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Ilalbleiteranordnungen. Die entwickelten Anordnungen befriedigen jedoch wenig, denn sie sind in ihrer Anwendung auf kleine Signalspannungen beschränkt, weil alle künstlichen Impedanzen nichtliniearen Charakter haben. Diese Nichtlinearität zieht übermässige Verzerrungen nach sich.

Die steuerbare, elektrische Impedanz gemäss der vorliegenden Erfindung ist jedoch befähigt, die genannten Schwierigkeiten zu meistern. Dargestellt durch den Ausgang einer invertierenden Verstärkerschaltung, ist sie dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkereingang sowohl einen Reihen- als auch einen Nebenschlusswiderstand nach Erde aufweist, deren einer veränderlich ausgebildet ist, dass der Verstärkerausgang über eine in Reihe geschaltete Impedanz an den genannten Eingang gegengekoppelt ist und dass schliesslich Mittel zur Steuerung des einen veränderlich ausgeb ildeten Widerstandes am Verstärkereingang vorgesehen sind.

Die Verbesserung gegenüber bisher bekannten Lösungen liegt nichtnur in der Verarbeitung grösserer Signale sondern auch darin, dass Einschwingvorgänge als Folge der elektronischen Steuerung weitgehend vermieden werden können. Ausserdem kann bei Anwendung des erfindungsgemässen Grundkonzepts jede wünschbare elektrische Impedanz dargestellt werden. Daraus ergibt sich eine ungewöhnliche Vielfalt der Anwendungsmöglichkeiten in der Elektronik ganz allgemein.

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Die vorliegende Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen und den zugehörigen Zeichnungen näher erklärt. Es zeigen : , .

Fig. 1 . das Grundkonzept der vorliegenden Erfindung ;

Fig. 2 eine schematische Darstellung einer vereinfachten

Anwendung des Grundkonzeptes bei Verwendung einer veränderlichen Querimpedanz ;

Fig. 3 die schematische Darstellung eines anderen Beispiels

mit einer veränderlichen Reihenimpedanz ;

Fig. 4,5,6 Halbleiter, die zur Verwendung als veränderlicher Widerstand in der Reihen- oder Querimpedanz des Verstärkers geeignet sind ;

Fig. 7,8,9 in Wellenformen, die Wirkung des Spannungsteilers der Fig. 2, wobei die veränderliche Impedanz der vorliegenden Erfindung als Nebenschluss der Ausgangsspannung verwendet wird ;

Fig. 10-19 die Anwendung der vorliegenden Erfindung zur Erzielung besserer Wirkung in einem Verzögerungsentzerrer , einer automatischen Frequenzregelung, einem Analogmultiplikator, einem Filterregler für Stromversorgung, einer ersten und einer zweiten automatischen Verstärkungsregelung, einer automatischen Phasenregelung, einem Generator für Subharmonische, einem Modulator und einem • Elektronenschalter ohne Einschwingvorgang«

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Fig. 1 dient nur der Darstellung des allgemeinen Konzeptes, auf dem eine verbesserte Schaltung mit veränderlicher Impedanz beruht. Fig. 1 zeigt einen Verstärker 1 mit einer Ausgangsklemme 2, wobei die Phase der Spannung an dieser Klemme gegenüber jener an der Eingangsklemme 3 um 180 verschoben ist. Eine Gegenkopplungsimpedanz Zf liegt zwischen Eingangs- und Ausgangsklemme. Der Eingangsanschluss 3 ist über einen Seriewiderstand Rin mit dem Verstärker 1 und über einen Nebenschlusswiderstand Rs mit Erdpotential verbunden. Ein Strom If fliesst durch die Impedanz Zf und wird zwischen parellelen Wegen mit den Impedanzen Rin und Rs aufgeteilt.

Somit flieset ein Strom B«If in den Verstärker und ein Strom (1-B)If durch Rs zur Erde.

In der Rückkopplungstheorie ist es allgemein bekannt, dass bei Verbindung des Ausgangs 2 eines Stromverstärkers 1 über eine Impedanz Zf (Fig. 1) mit dem Eingang 3 dieses Verstärkers die Ausgangsimpedanz Zo abnimmt, wenn Ausgang und Eingang des Verstärkers nicht in Phase sind. Wenn der gesamte über die G.egenkopplungsimpedanz Zf fliessende Strom auf den Eingang des Verstärkers fliesst und die Stromverstärkung des Verstärkers A,i ist, dann ist bei der angenommenen Eingangsimpedanz 0 die Ausgangsimpedanz

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D. 6660 - 4 -

Zo =

Zf

Ai + 1

Wenn mit dem Eingang des Verstärkers eine Schaltung verbunden wird, die einen Bruchteil des Gegenkopplungsstromcs ableitet, so dass der Eingangs strom zum Verstärker B mal so gross ist wie der Strom durch die Impedanz Zf, dann ist die Ausgangsimpedanz :

^Zf

Ai . B+ 1

Wenn der Verstärker jetzt einen festen Eingangswiderstand Rin und an diesem Eingang einen Nebenschlusswiderstand Rs hat, dann ist der Wert B folgender :

Rs

B =

Rs + Rin

Die Ausgangsimpedanz kann also jetzt wie folgt errechnet werden

- rc ι ^Rs ' ^Rin ' . ⁺ Rs + Rin Zo =

α· ^Rs Ai

Rs + Rin

Da Rs und Rin in Reihe mit Zf liegen, müssen, sie zu Zf addiert werden«

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Wenn nun :

Rs ^C Rin,

und Ai » 1,

Rs + Rin '

und

Rs + Rin '

dann ist Zo C£

^ Ai · Rs

Daraus ist zu ersehen, dass Zo direkt proportional Rin und umgekehrt proportional Rs ist. Wenn sich einer oder beide Werte Rin und Rs ändern, ändert sich dadurch auch die Ausgangsimpedanz Zo. Da das auf Rs und Rin gegebene Signal relativ zum Ausgangssignal des Verstärkers sehr klein sein kann, kann dieser veränderliche Widerstand Rin oder Rs die nichtiineare Spannungs-Stromcharakteristik einer Halbleiterdiode haben oder vorzugsweise die eines gesättigten Transistors mit gesteuertem Basisstrom.

Zf kann jede Art- Impedanz sein und daher kann ein elektronisch veränderlicher Widerstand, eine Kapazität, eine Induktanz, eine Diode oder eine andere Schaltung mit zwei Anschlüssen verwendet werden. Der Bereich von Spannung und Strom, der an die veränderliche Impedanz Zo angelegt werden kann, ergibt sich aus den Grenzdaten des Verstärkers, wie sie ähnlich für die Erzeugung eines normalen :n Ausgang des Verstärkers gelten.

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Ö ORIGINAL

Durch Wahl der geeigneten veränderlichen Impedanz für Rin oder Rs und der Mittel zur Aenderung des Widerstandes kann die Ausgangsinipcdanz Zo schnell und ohne Auftreten von Einschwinge" vorgängen am Ausgang als Folge der Aenderung eines Steuersignals eingestellt werden. Dieses Problem verursachte bisher in der Entwicklung ernsthafte Schwierigkeiten.

Die Figuren 2 und 3 zeigen zwei Ausführungsbeispiele für die verbesserte veränderliche Impedanz. Fig. 2 zeigt ein Beispiel, in welchem der Nebenschlusswiderstand Rs veränderlich ist, und Fig. ein Beispiel, in welchem der Reihenwiderstand Rin veränderlich ist. In den Fig. 2 und 3 sind entsprechende Bauteile mit denselben Bezugsziffern gekennzeichnet.

In Fig. 2 umfasst der Verstärker 1 einen Transistor 5 in Emitterschaltung mit einem Eingangsanschluss 3 und einem Ausgangsanschluss '· Oer Kollektoranschluss des Transistors 5 ist über einen Widerstand mit einer Klemme 6 für positive Speisespannung verbunden. Der Emitteranschluss ist über einen Widerstand 9 mit einer Klemme 8 für negative Speisespannung verbunden. Der Emitteranschluss ist weiterhin über einen. Kondensator 10 an Erdpotential gelegt. Die Basiselektrode des Transistors 5 ist über einen Widerstand 11 mit

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Erdpotential verbunden und an die KoUcktorelektrode über einen Gegenkopplungswiderstand Rf angeschlossen. Die Basiselektrode ist ausserdem über einen Kondensator 12 niedriger Impedanz und den veränderlichen Nebenschlusswiderstand Rs mit Erdpotential verbunden. In dem Ausführungsbeispiel hat dieser Widerstand Rs die Form eines Transistors 13, dessen Basiselektrode mit einer Quelle für Steuersignale 14 verbunden ist. Der Kondensator 12 bildet eine Gleichstromisolierung, soweit sie erforderlich ist. Der Kollektoranschluss des Transistors 5 ist über einen Kondensator niedriger Impedanz 16, der eine Gleichstromisolierung zwischen dem Transistor 12 und dem Widerstand 21 darstellt, mit der Ausgangsklemme 2 verbunden. Der Kondensator 16 kann wegfallen, wenn diese Gleichstromisolierung nicht gewünscht wird.

Der in Fig. 2 nur als Beispiel gezeigte Verstärker ist stark vereinfacht, und die Verstärkung ist gleich dem Faktor h, des Transistors,

Da dieselben Bauteile in den Fig. 2 und 3 gleich numeriert sind, ,

enthält auch die Fig. 3 einen Transistor 5, dessen Kollektor und Emitter über die Widerstände 7 und 9 mit den Klemmen 6 und 8 für Speisespannung verbunden sind. Ein Gegenkopplungswiderstand Rf ist zwischen Basis und Kollektor gelegt und ein Widerstand Rs zwischen

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Basis und Erdpotential. Der Transistor 13 bildet den veränderliehen Widerstand Rin und ist in Reihe mit dem Kondensator "10 zwischen Emitter und Erdpotential gelegt. Die Quelle 14 steuert den Widerstand des Transistors.,

Für einen einwandfreien Betrieb des in den Fig. 2 und 3 gezeigten Ausführungsbeispiels wurden Bauteile mit folgenden Werten verwendet

Widerstände Wert in Ohm

Rs (Fig. 3)

7 .

Fig. 7 zeigt die Wellenformen, die man mit dem. in Fig. 2 gezeigten Ausführungsbeispiel erhält, worin Rs die Form des Transistors 13 hat, die Ausgangsklemme 2 an eine Quelle 20 für Spannungssignale über einen Widerstand 21 angeschlossen ist, und die Quelle 14 einen veränderlichen Strom Ic (Fig. 7) auf die Basis des Transistors 13 gibt. Der Wert des Widerstandes 21 ist wesentlich höher als die maximale Ausgangsimpedanz des .Verstärkers 1, wodurch Wertänderungen der Ausgangsimpedanz den Wert des durch den Spannungs-

10.	000
2.	000
3.	000
5.	100
2.	000

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toiler, bestehend aus dem Widerstand 21 und dem Verstärker ί, flies senden Stromes nicht wesentlich beeinflusst. Wenn der Strom im -wesentlichen konstant ist, ist die Aus gangs spannung über dem Verstärker eine lineare Funktion seiner Impedanz. Die Impedanz ist eine lineare Funktion des Basisstromes Ic (Fig. 7) im Transistor 13 und deshalb ändert sich die Ausgangs spannung Vo (Fig. .7) linear mit dem Steuerstrom Ic. Die maximale Spitzenamplitude von Vo beträgt ungefähr 11 Volt.

Fig. 8 zeigt die schnelle, unverzerrte Reaktion, frei von Einschwingvorgängen, der in Fig. Z gezeigten Schaltung auf digitale Steuersignale Id von der Quelle 14.

Fig. 9 wiederum zeigt die Reaktion der in Fig. 2 gezeigten Schaltung auf digitale Steuersignale Id von der Quelle 14 bis ins Einzelne. Verschiedene Zylclen des Ausgangssignales Vo und des Steuerstromes Id .sind einander überlagert, um die .schnelle und zuverlässige Reaktion auf -Aenderungen im Strom Id ohne Einschwingen an jedem Punkt von Vo zu zeigen. Der aufgetretene Einschwingvorgang.Vt (Fig. 9) konnte auf die Tatsache zurückgeführt werden, dass, der Transistor ein gewöhnlicher Transistor war. Bei Verwendung von Transistoren für hohe Schaltgeschwindigkeit fällt dieser Vorgang weg.

D. 6660 - IO -

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41 173102S

Bei allen folgenden Ausführungsbeispielen in den Fig. 10 bis 19 ist der Verstärker (z.B. der Verstärker 41 in Fig. 10) ein Differentialverstärker mit Gegenkopplung. Wenn die Eingangsspannung des Differentialverstärkers bei ungefähr 0 Volt gehalten wird, führt die Entfernung des Kondensators (z.B. 12 in Fig. 2) nur zu einem kleinen oder gar keinem Gleichstromfluss zwischen dem Transistor mit veränderlichem Widerstand (z.B. Transistor in Fig. 10) und dem Differentialverstärker. Daher ist dieser Kondensator zur Gleichstromtrennung in den Ausführungsbeispielen der FI₀. bis 17 nicht enthalten.

Automatische Verzögerungsentzerrung (Fig. IG). Die Datenübertragung über Telefonleitung erfährt in Funktion der ■Frequenz eine Verzögerung der Datensignale auf der Empfängerleitun«. Bestimmte Mittelfrequenzen werden weniger verzögert, als darüber und darunter liegende Frequenzen. Diese Verzögerungscharakteristik ändert sich beträchtlich von einer Leitung zur anderen. Um diese Schwierigkeit zu überwinden, benutzt man Verzögerungsentzerrer.

Typische Verzögerungsentzerrer sehen etwa so aus wie der in Fig. .G dargestellte und umfassen eine Mittelanzapfung 35 der Sekundärwicklung 30 eines Transformators 31, deren beide ausseren Leitungen an

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einen Widerstand 32 in Reihe mit einem Schwingkreis ^elc^t sind, der einen Kondensator 33 und eine nichtdargcstelltc Induktivität enthält» Die Ausgangsanschlüsse sind der Punkt 34 zwischen dem Widerstand 32 und dem Schwingkreis und die Mittelanzapfung 35 des Transformators, In Fig. 10 ist die Induktivität dufch eine Veränderliche Induktanzschaltung 40 ersetzt.

Da es sich hier um ernsthafte Schwierigkeiten handelt, werden zu deron Behebung üblicherweise mehrere Verzögerungsentzerrerstuxen verwendet. Jede Leitung hat in der Praxis eine andere Charakteristik, deshalb werden die Schaltungen im allgemeinen einstellbar ausgeführt. Das Problern wird dadurch noch komplizierter, dass bei typisch kommerziellem Betrieb die Leitungen ausgewechselt werden können, so dass wieder eine andere Einstellung notwendig wird. Oft wird ein Wechsel der Leitung oder ihrer Charakteristik erst entdeckt, wenn Fehler auftreten, die eine Folge dieser Schwierigkeiten sind.

In Fig. 10 ist ein verbesserter automatischer Verzögerungsentzerrer gezeigt, der eine herkömmliche Prüfschaltung 45 enthält, welche laufend die Verzögerung in den empfangenen Signalen mit einer im Estipfänger gegebenen Zeitnorm vergleicht. Ueber eine Steuerleitung wird die Charakteristik des Entzerrers so verändert, dass eine ungefähr- gleichförmige Verzögerung bei allen Frequenzen auftritt, die an die Prüfschaltung im Empfänger gegeben werden.

<:ί-ν- ,..,.. 1*0 98 43/052 6 BAp

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Das.erfolgt in Fig. IQ₁ in dem das induktive Element den Scnwirsjjkreises, d.h. die Schaltung 40,entsprechend den Grundsätzen der vorliegenden Erfindung veränderlich gestaltet ist. Das veränderlich© Element im Schwingkreis könnte jedoch auch der Kondensator sein.

Die Anlage 40 umfasst einen Differentialverstärker 41, dessen einer Eingang geerdet und dessen anderer Eingang mit einem Transistor

verbunden ist. Der Transistor 42 bildet den Nebenschlusswiderstand Rs -

und die Eingangsimpedanz des Verstärkers bildet den Reihenwiderstr ad Rin. Ein Induktor 43 bildet die Gegenkopplungsimpedanz. Der Ausgang des Verstärkers ist mit dem Kondensator 33 und dem Widerstand 32 verbunden. Die Anlage 40 wirkt als Induktivität, deren Wert eine direkte Funktion des Basistromes im Transistor 42 ist.

Es sei angenommen, dass ein 1 KHz-Signal länger verzögert wird als

ein 2 KHz-Signal. Bei der Umschaltung von der 2 KHz-Signalfolge ™

auf die 1 KHz-Signalfolge entsteht deshalb normalerweise im Empfänger eine Lücke in den Signalen und bei der Umschaltung von der 1 KHk-Signalfolge auf die 2 KHz-Signalfolge ist mit einer Ueberlappung der Signale zu rechnen* Daher ist es erwünscht, die Verzögerung der 2 KHz-Signale automatisch soweit zu erhöhen, dass die Gesamivorzögerung gleich der Gesamtverzögerung der 1 KHz-Signals ist,"

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Des erreicht man durch Erhöhen der Resonanz-Frequenz des Schwingkreises, indem man z.B. den Wert der künstlichen Induktanz 40 senkt. Zu diesem Zweck muss der Basis strom des Transistors 42 vermindert werden oder auch der Auegangsstrom der Prüfschaltung 45.

Automatische· Frequenzregelung (Fig. 11)

^ Die Schaltung mit veränderlicher Impedanz kann zur Regelung der

Frequenz von Oszillatoren verwendet werden. Dazu umfasst der Oscillator einen Differentialverstärker 50 mit einem Spannungsteiler aus den Widerständen 5? und 58 an einem Eingang und einen Integrator aus einem Widerstand 52 und einer kapazitiven Schaltung 53 am anderen Eingang. Der Ausgang des Verstärkers 5.0 steuert einen Spannungss cha lter 51, der die eine oder die andere von zwei Spannungen auf den Spannungsteiler und des Integrator gibt, damit sich die kapazitive

P Einheit 53 um eine mittlere Bezugs spannung auflädt und entlädt.

Dar Ausgang des Verstärkers 50 wird auf den einen oder" anderen von sv/ei Zuständen gebracht, je nach Potential an der kapazitiven Schaltung 53 im Vergleich zum. genannten mittleren Bezugspotential,

Ώ. ihtsQ " . - H «

1ÖS643/0B26 sap original

Die Schaltung 53 stellt also eine veränderliche Kapazität g der vorliegenden Erfindung dar und besteht aus einem Differentialverstärker 54, einem Transistor 55, der als Rs wirkt^ und einem Gegeakopplungskondensätor 56.

Die Seliwingungsfrequenz soll mit höchster Präzision geregelt werden. Zu diesem Zweck wird das Aus gangs signal irgendeinem Punkt des Oszillators entnommen, auf einen üblichen Frequenzdetektor 59 gegeben, der einen vorbestimmten Ausgangsstrom erzeugt wenn die Eingangsirequenz den gewünschten Wert hat, und der einen Ausgangs* strom erzeugt der umgekehrt proportional der Eingangsirequenz ansteigt oder abfallt.

Wens die Frequenz des Eingangssignals zum Detektor grosser als die gewünschte Frequenz wird, sinkt der auf die Basiselektrode des Transistors 55 gegebene Strom ab, um den Wert des Nebenschluss Widerstandes zu erhöhen. Eine Erhöhung des Nebenschlusswiderstandes in Form des Transistors lässt die am Ausgang des gegengekoppelten Verstärkers auftretende kapazitive Impedanz abfallen. Somit wird* die von der Schaltung-53. dargestellte- effektive Kapazität im Wert erhöht, wodurch der Oszillator wieder auf die gewünschte Betriebsfrequenz kommt.

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Wenn die Frequenz des Oszillators zu niedrig ist, steigt der Strom dös, Detektors 59 an, wodurch die Impedanz des Transistors und die Kapazität der Anordnung sinken. Dadurch wird wiederum die Frequenz des Oszillators auf den gewünschten Wert erhöht.

Analog-Multiplikator (Fig. 12)
^ Die steuerbare Impedanz schaltung 60 ist an einem Verbindungspunkt

61 mit einem Stromeingangsanschluss 62 und einem Spannungsausgangsanschluss 63 verbunden. Der Stromeingangsanschiuss ist mit einer Präzisionsstromquelle 64 verbunden. Im Verbindungspunkt zwischen Eingangsanschluss und Spannungsausgangsanschluss ist somit die veränderliche Impedanzschaltung 60 gemäss der vorliegenden Erfindung parallel geschaltet.

Die Schaltung 60 schliesst einen Differentialversörker 65 mit einem

.

Präzisionswiderstand 66 im Gegenkopplungsweg ein, sowie eine Nebenschlussimpedanz in Form eines Transistors 67. Die Basiselektrode ' des Transistors ist mit einer zweiten Präasionsetromquelle 68 _t

verbunden.

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Die Ausgangs impedanz der Schaltung 60 ist direkt proportional dem Strom der zweiten Stromquelle 68. Die Ausgangsspannung • ist eine direkte Funktion des Produktes des Stromes der ersten Stromquelle 64 und der Ausgangsimpedanz der Schaltung 60, mit der sie verbunden ist. Gemäss dem ohmschen Gesetz ist die Spannung über dem Widerstand gleich dem Widerstand multipliziert mit dem angelegten Strom. Da der Widerstand eine direkte Funktion des Stromes der zweiten Stromquelle 68 ist, ist die Aus gangs spannung eine Funktion des Produktes der Werte der beiden Stromquellen,

Fi It or reg ο lung für Stromversorgung (Fig. 13) Bei konstanter Ladung ist die Spannung über einer veränderlichen Kapazität umgekehrt proportional der Kapazität. Bei der Wandlung von Wechselstrom zu Gleichstrom wird der Strom in der Regel gleichgerichtet'und auf ein Filter gegeben, das eine Reiheninduktivität und zwei Kondensatoren aufweist, von denen jeder ein Ende der Induktivität mit Erdpotential verbindet. Ueblicherweise wird die Gleichstromausgangsspannung durch geeignete Einrichtungen geregelt.

Wenn man den zweiten Kondensator durch eine erfindungsgcmässe veränderliche kapazitive Anordnung ersetzt und deren Kapazität als Funktion der Aus gangs spannung im Vergleich zu einer Bezugs spannung verändert, kann die Ausgangs spannung relativ konstant gehalten

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werden. In Fig. 13 wird der Strom von einer Stromquelle 70 durch die Dioden 71 und 72 gleichgerichtet und durch den Kondensator 73, die Induktivität 74 und eine veränderliche kapazitive Einheit 75 gefiltert. Die zuletzt genannte Einheit besteht aus einem Differentialverstärker 76, einem Gegenkopplungskondensator 77 und einem Transistor 78.

Ein Differentialverstärker 79 ist mit einem Eingang an eine

Bezugsspannung V und mit einem zweiten Eingang an den

REIT

Filterausgang angeschlossen. Wenn, die Ausgangs spannung des Filters

unter die Bezugs spannung absinkt, steigt der Ausgangsstrom des Differentiaiverstärkers 79 an. Dieser Stromanstieg lässt den Wert des elektronisch veränderlichen Widerstandes des Transistors 78 absinken, wodurch die Ausgangskapazität der Impedanz schaltung ebenfalls absinkt und die Spannung über deren Ausgang wieder ansteigt, bis die Aus gangs spannung gleich der Bezugs spannung ist.

In ähnlicher Weise verursacht ein Ansteigen der Filterausgangsspannung über den Bezugspegel hinaus ein Abfallen des Ausgangsstromes des Verstärkers 79undinfolgedessen ein Ansteigen des Widerstandes des Transistors 78. Die Kapazität der Impedanz schaltung steigt und die Aus gangs spannung des Filters sinkt ab.

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Aiitomatisehe Vc r starkem ι* s regelung (Fjk« Μ) Die automatische Verstärkungs-Regelschaltung in Fig. 14 schliessi die Eingangs- und Ausgangsanschlüsse 80 und 81 sowie einen dazwischen liegenden Widerstand-82 ein. Der Widerstand- übcrsetsi die Spannung in Strom, es kann jedoch auch eine Stromquelle οΗκΰ Widerstand vorgesehen werden. Die veränderliche Impedarizschaitung 83 der vorliegenden Erfindung ist zwischen Ausgangsklemme und Erdpotential gelegt.

Genauer gesagt ist der Ausgang eines Differentialverstärkers 84 direkt mit der Ausgangsklemme 81 verbunden. Ein Verstärkereingang ist mit dem Ausgangsanschluss 81 über einen Gegenkoppltingswiderstand.--85 verbunden und über den elektrisch veränderlichen Widerstand, d.h. Transistor 86, an Erdpotential angeschlossen. Ein Gleichrichter und Integrator mit einer Diode 87, einem Widerstand und einem Kondensator 89 leitet eine Spannung ab, deren Höhe proportior dem durchschnittlichen Spitzensignal an der Klemme 81 ist. Diese Spannung über dem Kondensator 89 wird dann über einen Widerstand 90, der die Spannung in einen Strom übersetzt, auf die Basis des Transistors gegeben. Ein Vorspannstrom läuft gleichzeitig über einen Widerstand 91. ■

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Wenn die durchschnittliche Spitzenspannung des Ausgangssignales über die gewählte Höhe steigt, wird die Spannung über dem Kondensator 89 negativer, der Basisstrom des Transistors 86 fällt und der Widerstand des Transistors 86 steigt an. Dadurch wird die Ausgangsimpedanz der Anordnung 83 gesenkt und damit auch die durchschnittliche Spitzenspannung an der Klemme 81.

Wenn andererseits die Spitzenspannung am Anschluss 81 unter eine gewählte Höhe absinkt, steigt die Impedanz der Schaltung 83 und hebt somit die durchschnittliche Spitzenspannung am Anschluss 81 an. '

Automatische Verstärkungsregelung (Fig. 15) Die in Fig. 15 gezeigte Verstärkungsregelung hat gewisse Aehnlichkeiten mit der in Fig. 14 gezeigten, unterscheidet sich von dieser jedoch dadurch, dass der Basissteuerstrom für den Transistor 86 vom Ausgang eines Verstärkers 95 abgeleitet wird und die veränderliche Impedanz schaltung 83 den Eingang des Verstärkers 95 . mit Erde verbindet. Entsprechende Bauteile tragen dieselbe Bezugs-* ' ziffer. Wenri die Durchschnittsamplitude des Ausgangssignales des Verstärkers 95 zu hoch wird, erhöht ein Wechsel- zu Gleichstromwandler 96 seinen Ausgangsstrom, wodurch der Vorspannungsstrom auf die Basis des Transistors 96 reduziert wird. Dadurch wird die Ausgangsimpedanz der Schaltung 83 reduziert, und die Eingangs- und Ausgangssignale des Verstärkers 95 sinken.

ft^v ,^. 109843/05 26

ÖAD ORlGfNAL

Automatische Phasenregelung (Fig. 16) Bei einer typischen Regelschaltung für eine feste Phasenlage sind die beiden äusseren Anschlüsse einer in der Mitte angezapften Sekundärwicklung 100 eines Transformators 101 mit einer Schaltung aus einem Reihenwiderstand 102 und einem nicht dargestellten Kondensator verbunden, wobei das Ausgangs signal von der Verbindung zwischen Widerstand und Kondensator und von der Mittelanzapfung des Transformators genommen wird. Die Schaltung weist wegen Widerstand und Kondensator eine Phasenverschiebungscharakteristik auf, zeigt im Idealfall jedoch keine Amplitudenänderungen als Funktion der Frequenz.

Bei der in Fig. 16 gezeigten automatischen Phasenregelschaltung wird der Kondensator durch die elektronisch veränderliche Kapazitäts-• anordnung 103 ersetzt. Die Anordnung 103 schliesst einen Differentialverstärker 104, einen Gegenkopplungskondensator 105 und einen Transistor 106 ein. Der Ausgang der Phasenschieberschaltung wird auf eine Vergleicher schaltung 107 gegeben, und mit dem Ausgangs signal einer Phasenbezugsquelle 108 verglichen, die mit derselben Frequenz arbeitet. Die Vergleicherschaltung 107 erzeugt einen Ausgangsetrom., der eine Funktion der relativen Phasenlage des empfangenen Signals im Vergleich zum Bezugssignal ist. Dieser. Ausgangs strom steigt, wenn die Phasenverschiebung zu gross ist und

füllt ab, wenn »ie nicht ausreicht. .

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Wenn dieser Ausgangsstrom abfüllt, steigt der Widerstandswert des Transistors 106 an und erhöht so die Ausgangskapazität der Impedanzschaltung 103, wodurch die Phasenverschiebung grosser wird und den ursprünglichen Fehler korrigiert.

' Wenn der Ausgangsstrom der Vergleicher schaltung 107 ansteigt, fällt der Transistorwiderstand ab, wodurch die Ausgangskapazität der Anordnung 103 absinkt und die Phasenverschiebung zurückgeht.

Generator für Subharmonische (Fig. 17) Es ist allgemein bekannt, dass bei Pare lie !schaltung einer veränderlichen Kapazität mit einer Induktivität und bei Aenderung dieser Kapazität mit einer Frequenz, die doppelt so hoch ist wie die durch Induktivität und Kapazität bestimmte Resonanzfrequenz, die Schaltung mit der Frequenz schwingt", die dieser Resonanz entspricht, d.h. mit der halben Frequenz,, mit der die Kapazität verändert wird. Die veränderliche Impedanz schaltung stellt z.B. eine elektronisch veränderliche Kapazität dar, die mit einer Induktivität von gewähltem Wert verbunden wird. Der Eingangs anschluss der veränderlichen Kapazität erhält ein Signal der doppelten Frequenz der Ausgangsresonanz und das Ausgangssignal schwingt ^nit einer Resonanzfrequenz, die halb so gross ist \ wie die Eingangsfrequenz. Dadurch entsteht ein Frequenzteiler oder \ Generator für Subharmonisehe. . * ·

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" SAD ORJGfNAL '

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Ein Axisführungsbeispiel ist in Fig. 17 gezeigt und schliessl einen Dif-ferentiaiverstärker 110 mit einem Gegenkopplungskondensator 111 sowie eine veränderliche Nebenschluss-Eingangsimpedanz in Form eines Transistors 112 ein. Eine Induktivität IIS ist zwischen den Ausgang 114 des Verstärkers und Erdpotential gelegt, Eingangs signale werden auf den Anschluss 115 gegeben und die Ausgangs signale mit der halben Frequenz der. Eingangs signale vorn Anschluss 114 abgenommen. .

Modulator (Fig. 18)

Fig. 18 zeigt ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das zur Amplitudenmodulation der Eingangs signale Sl verwendet wird. Der Modulationsumfangwird dabei durch die Steuersignale S-2 bestimmt. Bei einem Ausführungsbeispiel bewegen sich die Signale Sl zwischen 600 und 2200 Hz bei einer Spitzenamplitude von 3 Volt. Die Steuersignale dagegen haben eine Frequenz von 200 Hz und eine Spitzenamplitude von 2 Volt:

Die Signale Sl werden auf einen Spannungsteiler gegeben, der aus einem Widerstand 120 und einem Gegenkopplungsverstärker 121 besteht. Der Verstärker 121 umfasst einen Transistor 122, dessen Kollektor- und Emitterelektroden mit den entsprechenden Anschlüssen 123 "und 124 über die Widerstände 125 bzw, 126 verbunden sind.

D. 6660 ■■ - 23 -

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Ein Gegenkopplungswiderstand 127 verbindet die Kollektor- mit der Basiselektrode und ein Vorspannungswidcrstand 128 koppelt die Basiselektrode an den Anschluss 124. Ausserdcm sind Kondensatorer niederer Impedanz zur Kopplung 129 und Ueberbrückung 130 nur Erde vorgesehen.

Die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 121 wird elektronisch mit der Frequenz S2 mittels des Transistors 135 in Emitterschaltung verändert, dessen Kollektor über den Kondensator 136 mit dem Verstärker 121 verbunden ist. Widerstand 137 und Widerstand setzen die Vorspannung für den Transistor 135 fest und der hochwertige Widerstand 139 koppelt die Signale SZ auf die Basis des Transistors zur Veränderung.der Transistorirnpedanz mit der Frequenz S2.

Somit ändert sich der Widerstand des Transistors 135 mit der Frequenz von S2 und damit auch die Ausgangsimpedanz des Verstärkers 121. Die Ausgangs spannung Vo ist daher gekennzeichnet durch die Signale Sl, die sich in der Amplitude mit der Frequenz S2 ändern. Brauchbare Ergebnisse erzielt man mit der in Fig. 18 gezeigten Schaltung unter Verwendung der folgenden Bauteile :

D. 6660 . - 24

109843/0526 .

Ä ORIGINAL

' 1791023

Widerstände Wert in_Ohrn

120 2.000

125 16.000

126 ..--■■.. .5.000 · 127, 137, 139 10.000

128 30.000

. 13S . 20.000 (Potentiometer)

Kondensatoren · Wert in

129 6,8

130, 136. 39

Schalter ohne Einschwingvorgang (Fig. 19) In Datenübertragungssystemen treten oft unerwünschte Einschwingvorgänge auf, wenn Generatoren, .Modulatoren und dergleichen gesteuert von -digitalen Signalen schnell abgeschaltet werden. Bei der Uebertragung auf Telefonleitungen schwingen die Leitungen nach, wenn die Signalquelle schnell abgeschaltet wird. Bei mehrfacher Leitungsbelegung, wo jeder Empfänger über scharf abgestimmte passive Filter mit der Leitung verbunden ist, führt das hohe Q der Filtor zu erheblichem Nachschwingen, wenn die Signalquclle plötslica abgeschaltet wird.

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iHo Ia FIg = 19 gezeigte Anordnung vermindert die sich ergebenden unerwünschten Einschwingvorgänge beim Abschalten eines Sendeoszillators 149 durch, ein digitales Steuersignal auf ein Minimum. Diese Schaltung schliesst einen ersten Ausgangsanschluss 150 ein, der an einen geeigneten Punkt in einem üblichen Sender zwischen Oszillator und einen nichtdargestellten Leitungstreiber gelegt werden kann, um die Ausgangssignaie des Oszillators gegen Erde nebenzuschliessen. Die Schaltung umfasst einen zweiten Ausgangsanschluss 151, der mit dem Oszillator verbunden ist und diesen im Takt von Digitalsignalen an der Eingangsklemme 152 ein- und ausschaltet.

Der Ausgangsanschluss 150 ist mit einem zweistufigen Gegenkopplung sverstärker 153 verbunden, der mit seinem zweiten Kollektor zum ersten Basis eingang gegengekoppelt ist. Die Ausgangsimpedanz Zo des .Verstärkers 153 wird durch einen Transistor 154 gesteuert, dessen Kollektor über einen Kondensator 155 mit dem Eingang des Verstärkers 153 verbunden ist.

Die Eingangsklemme 152 ist über einen Widerstand 157 mit der Basis des Transistorschalters 156 verbunden. Ein Vorspannungswiderstand 158 liegt zwischen einer positiven Stromversorgungsquelle und der Basiselektrode des Transistors 156. Der Kollektor des Transistors

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ist über einen Widerstand 160 mit der Basis des Transistors 154 und über einen Widerstand 162 mit dem positiven Versorgung«- . anschluss 161 verbunden. Ein integrierender Kondensator 163 lsi über die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 154 gelegt»

Die Kollektorelektrode des Transistors 156 ist ausserdem über eine Diode 166 mit der Basis eines Schalttransistors 165 verbunden. Einintegrierender Kondensator 167 ist über die Bas is-Emitter-Strecke des Transistors 165 gelegt. Ein Vorspannungswiderstand 168 verLiiidc*. die Basiselektrode des Transistors 165 mit der negativen Versorgungsklemme 169. ■ ,

Die Kollektorelektrode des Transistors 165 ist durch einen Spannungsteiler., der aus den Widerständen 170 und 171 besteht, mit dem Anschluss 169 verbunden. Ein Schalttransistor 172 "liegt mit seiner Basis-Emitter-Strecke über dem Widerstand 171 und sein Kollektor ist an den Ausgangsanschluss 151 angeschlossen. "

Wenn das Eingangssignal am Anschluss 152 negativ wird, schaltet der Transistor 156 ab. Der Kondensator 167 lädt schnell auf und schaltet den Transistor 165 ab, der seinerseits wieder den Transistor 172 ab-und den Oszillator 149 einschaltet. .

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siU der Transistor 156 abschaltet, lädt sich der Kondensator 163 ebenfalls (aber langsamer als der Kondensator 167} auf und der Transistor 154 schaltet mit vorbestimmter Geschwindigkeit langsam ein* Die Impedanz des Transistors 154 sinkt somit langsam, wodurch die Ausgangsimpedanz Zo der Anordnung 153 mit derselben Geschwindigkeit auf einen relativ hohen Maximalwert ansteigt, bei dem nur wenig von der Oszillator-Ausgangsspannung gegen Erde, abgeleitet wird.

Wenn der Transistor 156 in Sättigung geht, so bald das Signal am Anschluss 152 positiv wird, dann bewirkt die Diode 166 eine Umkehrung der Vorspannungen. Der Kondensator 167 entlädt sich langsam über den Widerstand 168 bis die Ba sis-Emitterverbindung des Transistors negativ vorgespannt ist. Dadurch wird das Abschalten des Oszillators verzögert. In der Zwischenzeit entlädt sich der Kondensator 163 über den Transistor 156 und den Widerstand 160 und hebt den Widerstand des Transistors 154 ebenfalls mit einer vorbestimmten Geschwindigkeit an, so dass gleichzeitig die Ausgangsimpedanz Zo des Verstärkers 153 mit dieser Geschwindigkeit abnimmt. Dadurch wird ein immer grösserer Teil des Oszillatorausganges nach Erde abgeleitet bevor der Oszillator abgeschaltet wird. Anfällige Einschwingvorgänge beim Abschalten werden so praktisch unterdrückt. Brauchbare Ergebnisse mit der in Fig. 19 gezeigten Schaltung, wurden unter Verwendung der folgenden Bauteile erzielt :

1 0 § B U7 Ö 5 2 6

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'* --^v Oaü - - ■ ■ ' BAD

791025

Widerstände	Wort in Ohm
.157. ■	8.200
158	18.000
160	15.000
102	1.600
168	10.000
170	22.000
171-	3.900
Kondensatoren	Wert in ßF
155	39'
163
167	1

- 29 - '

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Claims

1791 atentansprüche

1. Steuerbare, elektrische Impedanz, dargestellt durch den Ausgang einer invertierenden Verstärkerschaltung, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkereingang sowohl einen Reihen- als auch einen Nebenschhisswidexstand nach Erde aufweist, deren einer veränderlich ausgebildet ist, dass der Verstärkerausgang über eine in Reihe geschaltete Impedanz an den genannten Eingang gegengekoppelt ist und dass schliess-KcIi Mittel zur Steuerung des einen veränderlich ausgebildeten Widerflfe Standes am Verstärkereingang vorgesehen sind.

E. Steuerbare Impedanz nach Anspruch I₅ dadurch gekennzeichnet, dass der veränderlicfi ausgebildete Widerstand am Verstärker eingang in einer Halbleitervorrichtung (Fig. 4-6) besteht.

3. Steuerbare Impedanz nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbleitervorrichtung ein Transistor (13) in Emitterschaltung ist.

4. Steuerbare Impedanz nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass

die Reihenimpedanz des Gegenkopplungszweiges (Zf) ein Widerstand, eine Induktivität oder eine Kapazität ist, wenn die geforderte steuerbare Impedanz resistiven, induktiven bzw. kapazitiven Charakter hat.

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