DE1762435B2 - Hochverstaerkende integrierte verstarkerschaltung mit einem mos feldeffekttransistor - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine hochverstärkende integrierte Verstärkerschaltung mit einem Metall - Oxyd - Halbleiter-Feldeffekt-Verstärkertransistor mit einem Tor, einer Quelle und einem Abfluß, einem mit dem Tor zur Zuführung von Eingangssignalen verbundenen Kopplungskondensator und einer zur Einstellung des Verstärkungsfaktors des Verstärkertransistors geeigneten hochohmigen Last, die in den Abflußkreis des Verstärkertransistors eingeschaltet ist.

Bei den bekannten Verstärkerschaltungen dieser Art war es schwierig, einen Verstärkungsfaktor in der Größenordnung von 1000 unter Aufrechterhaltung eines stabilen Arbeitspunktes bei schwankenden Temperaturen oder Stromversorgungsspannungen aufrechtzuerhalten. Ferner konnten gewünschte Niederfrequenzeigenschaften, beispielsweise eine Grenzfrequenz von weniger als 40 Hz, im allgemeinen nicht mehr ausschließlich durch eine integrierte Schaltung erreicht werden.

Hierzu war es vielmehr im allgemeinen erforderlich, äußere Widerstände und/oder Vorspannungskondensatoren zu verwenden, damit die gewünschten hohen Widerstands- und Kapazitätswerte erreicht werden, welche zur Erzielung großer Verstärkungsfaktoren bei dem gewünschten Frequenzgang notwendig sind. Dadurch gehen die den integrierten Schaltungen innewohnenden Vorteile infolge der Zunahme an Größe und Herstellungskosten in vielen Fällen wieder verloren.

Andererseits sind Vorspannungsschaltungen mit wenigstens zwei gegenparallel geschalteten Dioden in Verbindung mit Feldeffekttransistoren und Doppelbasistransistoren an sich bekannt, doch dient die Vorspannungsschaltung in diesen Fällen zur Zuführung einer von außen angelegten Vorspannung.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Verstärkerschaltung der eingangs angegebenen Art zu schaffen, die auch für niedrige Frequenzen in rein integrierter Form ausführbar ist und auch bei Temperatur- und Spannungsschwankungen einen stabilen Arbeitspunkt mit großem Verstärkungsfaktor aufweist.

Nach der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß eine an sich bekannte Vorspannungsschaltung mit wenigstens zwei gegenparallel geschalteten Dioden zwischen Tor und Abfluß des Verstärkertransistors angeschlossen ist.

Bei der Verstärkerschaltung nach der Erfindung wird die Vorspannungsschaltung aus gegenparallel geschalteten Dioden nicht in herkömmlicher Weise verwendet, sondern zwischen dem Tor und dem mit einer hochohmigen Last verbundenen Abfluß des Feldeffekttransistors angeschlossen. Der hohe dynamische Widerstand der Dioden (die nicht vorgespannt sind) ermöglicht dann einen Betrieb des Verstärkers bei sehr niedrigen Tonfrequenzen unter Verwendung von Kopplungskondensatoren von so geringer Größe, daß sie ohne weiteres zusammen mit dem übrigen Teil der Schaltung auf dem gleichen Siliziumkörper hergestellt werden können; dies bedeutet, daß die Kopplungskondensatoren integriert werden können.

Die Art des Anschlusses der Dioden ergibt ferner eine vorteilhafte Begrenzerwirkung, die zur Folge hat, daß sich der Verstärker schnell von übergroßen Eingangssignalen erholen kann. Zugleich ergibt die Art der Vorspannungserzeugung einen stabilen Arbeitspunkt in einem großen Bereich von Schwankungen der Betriebsgleichspannung.

Die Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnung beispielshalber beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 das elektrische Schaltschema einer einzelnen Stufe einer nach der Erfindung ausgeführten integrierten Verstärkerschaltung,

F i g. 2 ein Diagramm der Abflußelektrodenkennlinien eines Verstärkerelements mit Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistoren sowie die Lastlinie, welche durch einen an ein solches Verstärkerelement angeschlossenen Metalloxyd-Halbleiter-Transistor definiert ist, wobei dargestellt ist, wie der Ruhepunkt einer integrierten Verstärkerstufe der in Fig. 1 dargestellten Art bestimmt werden kann,

F i g. 3 einen Vertikalschnitt durch eine nach der Erfindung ausgeführte integrierte Verstärkerschaltung, die dem Schaltbild von F i g. 1 entspricht,

F i g. 4 das elektrische Schaltschema einer mehrstufigen integrierten Verstärkerschaltung nach der Erfindung,

F i g. 5 das elektrische Schaltschema einer anderen Ausführungsform einer integrierten Verstärkerschaltung nach der Erfindung und

F i g. 6 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung von Fig. 5.

Die in den Zeichnungen dargestellten integrierten Verstärkerschaltungen erfordern keine äußeren Schaltungselemente, wie Kondensatoren oder Widerstände; sie können dennoch in einer bevorzugten Ausführungsform einen stabilen Verstärkungsfaktor in der Größenordnung von etwa 1000 mit einer unteren Grenzfrequenz von weniger als 40 Hz erreichen. Es war zwar nach den bisher üblichen Verfahren möglieh, in bestimmten Fällen monolithische integrierte Schaltungen herzustellen, die einen Verstärkungsfaktor von 1000 ergeben, doch traten dann Probleme hinsichtlich der Erzielung eines stabilen Arbeitspunktes auf, wenn sich die Stromversorgungsspannung und die Temperatur änderten. Eine weitere Schwierigkeit, die in manchen Fällen bei den herkömmlichen monolithischen integrierten Verstärkerschaltungen auftrat, betraf die Erzielung verhältnismäßig hoher Widerstands- und Kapazitätswerte. In der Praxis lagen die maximal möglichen Widerstandsund Kapazitätswerte bei etwa 200 kOhm bzw. 20 Pikofarad. Als Folge dieser Einschränkungen war die Zeitkonstante des Eingangskopplungskondensators und der Vorspannungsschaltung, mit welcher die aktiven Elemente ausgesteuert wurden, auf etwa 4 Mikrosekunden beschränkt, obgleich eine Zeitkonstante in der Größenordnung von 4 Millisekunden nötig gewesen wäre, um die gewünschte Grenzfrequenz von weniger als 40 Hz zu erzielen.

Bei dem in der Zeichnung dargestellten Verstärker werden Metalloxyd-Halbleiter-Transistorverstärkerelemente und Metalloxyd-Halbleiter-Kondensatoren sowie Metalloxyd-Halbleiter-Widerstände in Verbindung mit Diffusionsflächendioden mit großem dynamischem Widerstand zur Erzielung der gewünschten großen Kopplungszeitkonstante und des gewünschten stabilen Betriebs verwendet.

F i g. 1 der Zeichnung zeigt eine einzelne Stufe einer Verstärkerschaltung. Diese Schaltung enthält einen Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekt-Verstärkertransistor 10, nachstehend abgekürzt als MOS-FET-Verstärker bezeichnet, der eine Torelektrode 12, eine Quellenelektrode 14 und eine Abflußelektrode 16

aufweist. Ein Metalloxyd-Halbleiter-Kopplungskondensator 18, nachstehend MOS-Kopplungskondensator genannt, ist an die Torelektrode 12 des MOS-FET-Verstärkers angeschlossen und dient zur Lieferung von Eingangssignalen zu dem Transistor 10, der als Verstärkerelement arbeitet. Ferner ist eine Vorspannungsschaltung 20, die zwei gegenparallel geschaltete Dioden 22 und 24 enthält, zwischen der einen Klemme des Kondensators 18 und der Abflußelektrode 16 des Verstärkertransistors 10 angeschlossen, während ein Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekt-Lasttransistor 26, nachstehend MOS-Lastwiderstand genannt, mit seiner Quellenelektrode 32 an die Abflußelektrode 16 des MOS-Verstärkertransistors 10 und die Vorspannungsschaltung 20 angeschlossen ist, während seine Abflußelektrode 30 mit seiner Quellenelektrode 28 verbunden ist. Der MOS-Lastwiderstand 26 ist funktionell einem sehr hochohmigen Widerstand äquivalent, und er ist so angeordnet, daß damit der Verstärkungsfaktor des MOS-Verstärkertransistors eingestellt wird. An die Torelektrode des Lastwiderstands 26 ist eine Vorspannung von einer äußeren Spannungsquelle aus angelegt, die durch die Klemme — V_DD dargestellt ist.

Die Vorspannungsschaltung 20 und die Art ihrer Verbindung mit dem Verstärkertransistor 10 stellt ein wesentliches Merkmal der dargestellten Schaltung dar. Sie weist eine Eingangsklemme 34 auf, welche parallel an den Kopplungskondensator 18 und die Torelektrode 12 des Verstärkertransistors 10 angeschlossen ist, sowie eine Ausgangsklemme 36, welche parallel mit der Quellenelektrode 32 des Lastwiderstands 26 und der Abflußelektrode 16 des Verstärkertransistors 10 verbunden ist. Die Dioden 22 und 24 sind derart parallel geschaltet, daß die Katode der einen Diode mit der Anode der anderen Diode verbunden ist. Infolge dieser Gegenparallelschaltung zwischen der Torelektrode 12 und der Abflußelektrode 16 bewirken die Dioden 22 und 24, daß an der Torelektrode und an der Abflußelektrode des Ver-Stärkertransistors 10 der gleiche Spannungspegel liegt. Die Vorspannungsschaltung 20 arbeitet mit einem Spannungsabfall von im wesentlichen 0 Volt an den Dioden 22 und 24, so daß die an der Torelektrode 12 liegende Spannung und die an der Abflußelektrode 16 liegende Spannung im wesentlichen gleich sind. Die Dioden 22 und 24 arbeiten also als Rückkopplungsdioden, die gewährleisten, daß der gleiche Spannungswert am Eingang 34 und am Ausgang 36 der Vorspannungsschaltung 20 besteht. Da die Vorspannung des Verstärkertransistors 10 dadurch erreicht wird, daß die Vorspannungsschaltung mit einem Spannungsabfall von im wesentlichen 0 Volt arbeitet, ist die richtige Vorspannung des Verstärkertransistors 10 in erster Linie von den Kriechströmen (leakage currents) der Dioden 22 und 24 abhängig, da diese wesentlich größer sind als der dielektrische Kriechstrom der Parallelschaltung der Torelektrode 12 des Verstärkertransistors 10 und der damit verbundenen Klemme des Kondensators 18.

Zusätzlich zu der Kriechstrom-Vorspannung des Verstärkertransistors 10, ergeben die Dioden 22 und 24 ferner eine sehr vorteilhafte Begrenzer- oder Schutzwirkung, da sie als Spannungsklemmschaltung zwischen der Abflußelektrode und der Torelektrode des Verstärkers dienen. Da die Dioden gegenparallel geschaltet sind, versucht die Vorspannungsschaltung beim Anlegen eines großen Eingangssignals, das die betreffende Diode in den Sperrzustand treiben würde, ein solches Vorkommnis durch Begrenzung der höchsten vorkommenden Schaltung auszuschließen. Eine solche Begrenzerwirkung ist sehr vorteilhaft, da die Erholungszeit der Schaltung von der Diodenzeitkonstante abhängt und in vielen Fällen übermäßig lang sein könnte, was zur Folge hätte, daß die Schaltung für eine unerwünscht große Zeit außer Betrieb wäre.

In F i g. 2 sind die Abflußelektroden-Kennlinien des Verstärkertransistors 10 dargestellt, wobei die Abfluß-Quellen-Spannung V_DS auf der horizontalen Achse aufgetragen ist, während der Ausgangsstrom /_/; auf der vertikalen Achse aufgetragen ist. Die Kennlinien sind für verschiedene Werte der Torelektrodenspannung Vq dargestellt. Ferner ist eine Lastlinie 40 eingetragen, welche die Kennlinie des Lastwiderstands 26 darstellt. Da der Lastwiderstand 26 ein Metalloxyd-Halbleiter-Widerstand ist, ist die Lastlinie nicht linear, sondern quadratisch. Die quadratischen Kennlinien des Lastwiderstands 26 und des Verstärkertransistors 10 wirken derart gegeneinander, daß eine Verstärkung erhalten wird, welche über einen verhältnismäßig großen Bereich von Eingangsspannungsänderungen und über einen verhältnismäßig großen Temperaturbereich im wesentlichen konstant bleibt. Da, wie zuvor erläutert wurde, die Spannungen an der Abflußelektrode und an der Torelektrode des Verstärkertransistors 10 gleichgehalten werden, ist ferner gewährleistet, daß der Arbeitspunkt des Verstärkertransistors stets um die Schwellenspannung des Verstärkertransistors größer als die Grenzlinie ist, welche den Pentodenbereich von dem Triodenbereich trennt, wie sie in F i g. 2 dargestellt ist. Diese Grenzlinie ist mit dem Bezugszeichen 42 versehen (wobei der Bereich links von der Grenzlinie das Gebiet darstellt, in welchem der Verstärkertransistor ähnlich wie eine Triode arbeitet, während der Bereich rechts von der Grenzlinie das Gebiet darstellt, in welchem der Verstärkertransistor ähnlich wie eine Pentode arbeitet). Die Grenzlinie 42 stellt den Ort der Punkte dar, für welche F₀₅ = F_GS — F₇-, wobei V_DS die Abfluß-Quellen-Spannung, F_GS die Tor-Quellen-Spannung und F₇- die Schwellenspannung des Verstärkertransistors 10 sind. Außerdem wird die Kurve 44 dadurch erhalten, daß F₇- zu jedem Punkt der Kurve 42 addiert wird, so daß die Kurve 44 den Ort aller Punkte darstellt, die um F₇-größer als der Wert V_GS — F₇- sind, also der Punkte, für welche V_DS = V_GS. Dadurch wird der Betrieb des Verstärkertransistors beschrieben. Demzufolge kann der Ruhepunkt 46 der vom Verstärkertransistor 10 und vom Lastwiderstand 26 gebildeten Anordnung leicht ermittelt werden, indem lediglich der Punkt festgestellt wird, an welchem die Kurve 44 die Lastlinie 40 schneidet, wie in F i g. 2 dargestellt ist, wobei der Abflußruhestrom bei 1_DQ und die Tor-Quellen-Ruhespannung bei F₀₅₀ dargestellt sind.

In F i g. 3 ist ein Schnitt durch eine integrierte Verstärkerschaltung dargestellt, die dem Schaltbild von Fig. 1 entspricht, wobei die gleichen Bezugszeichen die gleichen Schaltungsteile wie in F i g. 1 bezeichnen. Vorzugsweise wird eine η-leitende Siliziumunterlage vorgesehen. Der Verstärkertransistor 10 wird dadurch gebildet, daß eine erste p-leitende Zone 52 unter einer Oberfläche der Unterlage gebildet wird. Diese Zone 52 erstreckt sich um eine vorbestimmte Strecke in die Unterlage hinein, und sie tritt an der

Oberseite der Unterlage hervor, wodurch das Anbringen eines elektrischen Kontakts an dieser Zone erleichtert wird, die die Quellenelektrode 16 darstellt. In gleicher Weise wird die Quelle 14 durch eine zweite p-leitende Zone 54 gebildet, die unter der Oberseite der Unterlage verhältnismäßig nahe neben der Zone 52 liegt. Der verhältnismäßig kleine Abstand trägt zur Erhöhung des Verstärkungsfaktors der vom Verstärkertransistor 10 und vom Lastwiderstand 26 gebildeten Anordnung bei, da der Verstärkungsfaktor dieser Anordnung umgekehrt proportional zur Länge des Tors ist, die von dem Abstand zwischen der Quellenzone und der Abflußzone abhängt. Je kleiner also diese Länge bzw. dieser Abstand ist, um so größer ist der Verstärkungsfaktor der Anordnung. Zusätzlich ist eine isolierende Oxydschicht 56 auf der Oberseite der Unterlage zwischen den beiden p-leitenden Zonen 52 und 54 vorzugsweise so aufgebracht, daß sie einen Teil dieser p-Zonen überlappt, wie in F i g. 3 zu erkennen ist. Der Torabschnitt 12 wird dann dadurch vervollständigt, daß eine Schicht 58 aus einem Kontaktmetall auf die Oberfläche eines bestimmten Abschnitts der isolierenden Oxydschicht 56 aufgebracht wird, wobei dieser Abschnitt durch den Teil der isolierenden Oxydschicht definiert ist, der sich zwischen den einander zugewandten Enden der p-leitenden Zonen 52 und 54 erstreckt. In ähnlicher Weise wird die Quelle 16 dadurch vervollständigt, daß eine Metallkontaktschicht 60 in Verbindung mit der p-leitenden Zone 52 aufgebracht wird, während der Abfluß 14 dadurch vervollständigt wird, daß eine Metallkontaktschicht 62 in Verbindung mit der p-leitenden Zone 54 aufgebracht wird. Die Metallkontaktschicht 62 ist vorzugsweise an Masse gelegt.

Es ist zu bemerken, daß im wesentlichen die ganze Oberfläche der Unterlage 50 mit einer isolierenden Oxydschicht aus Siliziumdioxyd bedeckt ist, mit Ausnahme der Abschnitte, an denen Kontakte zu den verschiedenen Zonen der in der Unterlage gebildeten Bauelemente hergestellt werden müssen. Ein solcher Kontakt wird dadurch gebildet, daß in vorgewählten Gebieten der Oxydschicht unter Verwendung herkömmlicher Maskierungs- und Ätzverfahren kleine Öffnungen geformt werden. Es können demzufolge großflächige Kontakte geschaffen werden, die in elektrischer Verbindung mit außerordentlich kleinen Flächen der in der Unterlage gebildeten Bauelemente bestehen, die sich aber dann über einen großen Teil der Oxydschicht so ausdehnen, daß die Herstellung von Verbindungen mit äußeren Anschlußleitern erleichtert wird. Die isolierende Oxydschicht dient außerdem für einen anderen verhältnismäßig wichtigen Zweck. Wie in F i g. 3 gezeigt ist, liegen alle an der Oberseite der Unterlage 50 hervortretenden pn-Übergänge unter Abschnitten der isolierenden Oxydschicht. Die Oxydschicht dient also zur Passivierung der hervortretenden pn-Übergänge, und sie verhindert unerwünschte Kriechströme. Ferner schützt sie die Übergänge gegen das Eindringen unerwünschter Verunreinigungen.

Der mit dem Verstärkertransistor 10 gekoppelte Lastwiderstand 26 wird in ähnlicher Weise wie der Verstärkertransistor gebildet. Die Quelle 32 des Lastwiderstands 36 ist, wie zuvor erwähnt wurde, mit dem Abfluß 16 des Verstärkertransistors 10 zusammengefaßt. Demzufolge besteht die Quelle 32 im wesentlichen aus der p-leitenden Zone 52. Der Abfluß 30 des Lastwiderstands 26 ist durch eine dritte p-leitende Zone 64 gebildet, die unter der Oberfläche der Unterlage 50 so geformt ist, daß sie in einem beträchtlichen seitlichen Abstand von der Quellenzone 52 liegt. Dieser verhältnismäßig große Abstand zwischen der Quelle und dem Abfluß des Lastwiderstands dient zur Aufrechterhaltung einer verhältnismäßig großen Impedanz, und er trägt zur Erhöhung des Verstärkungsfaktors der vom Verstärkertransistor 10 und vom Lastwiderstand 26 gebildeten Anordnung bei, da der Verstärkungsfaktor dieser Anordnung direkt proportional zu der Länge des Torabschnitts bzw. zu dem Abstand zwischen der Quelle und dem Abfluß des Lastwiderstands ist. Die Steuerung des Verstärkungsfaktors durch die geometrische Ausbildung des Verstärkers 10 und des Lastwiderstands 26 hat zur Folge, daß die Schaltung verhältnismäßig unbeeinflußt von Schwankungen der Speisespannung F₀₀ bleibt.

Das Tor 28 des Lastwiderstands 26 wird dadurch gebildet, daß eine Schicht 66 aus isolierendem Oxyd auf die Oberseite der Unterlage 50 so aufgebracht wird, daß sie sich von der p-leitenden Zone 52 zu der p-leitenden Zone 64 erstreckt, wobei sie vorzugsweise um eine kleine Strecke über die austretenden Flächen der p-leitenden Zonen ragt. Zur Vervollständigung des Tors 28 wird eine Metallkontaktschicht 68 auf einen bestimmten Abschnitt der isolierenden Oxydschicht 66 in dem Gebiet zwischen der p-leitenden Zone 52 und der p-leitenden Zone 64 aufgebracht. Da das Tor 28 und der Abfluß 30 zur Bildung des Lastwiderstands miteinander verbunden sind, ist die Metallkontaktschicht 68 so ausgebildet, daß sie durch die Oxydschicht 66 nach unten ragt und in Verbindung mit einem vorbestimmten Abschnitt der den Abfluß 30 bildenden p-leitenden Zone 64 steht. Die Metallkontaktschicht 68 kann dann in geeigneter Weise mit der negativen Speisespannung V_DD verbunden werden.

Zur Bildung des Metalloxyd-Halbleiter-Kopplungskondensators 18 am Eingang der Schaltung wird eine weitere p-leitende Zone 70 unter der Oberfläche der Unterlage 50 so gebildet, daß sie um eine vorbestimmte Strecke von dieser Oberfläche nach unten ragt. Die p-leitende Zone 70 hat im Vergleich zu den zuvor beschriebenen p-leitenden Zonen wesentlich größere Abmessungen, da sie eine Belegung des Kondensators 18 bildet. Eine isolierende Siliziumdioxydschicht 72 wird auf die Oberseite der Unterlage an der Stelle aufgebracht, an welcher die p-Zone 70 hervortritt, und diese Isolierschicht erstreckt sich um eine bestimmte Strecke über die Austrittsstrecke des pn-Ubergangs an dieser Fläche hinaus. Die Oxydschicht ist mit einer verhältnismäßig kleinen Öffnung 74 versehen, an welcher ein Metallkontakt 76 in elektrischem Kontakt mit der p-leitenden Zone 70 gebracht wird. Dadurch ist eine Belegung des Kondensators gebildet. Diese Belegung besteht aus p-leitendem Halbleitermaterial, und sie kann über die Eingangselektrode 78 an eine Eingangssignalquelle angeschlossen werden.

Die andere Belegung des Kondensators wird dadurch gebildet, daß eine Metallschicht 80 auf einen vorbestimmten Abschnitt der isolierenden Siliziumdioxydschicht 72 so aufgebracht wird, daß die Metallkontaktschicht 80 über dem größten Teil der p-leitenden Zone 70 liegt, von dieser jedoch durch das isolierende Oxyd getrennt ist, das als Dielektrikum

des Kondensators dient. Die Metallschicht 80 bildet somit die entgegengesetzte Belegung des Kondensators 18. Die Metallschicht 80 ist ihrerseits mit dem Tor 12 des Verstärkertransistors über einen Leiter 82 verbunden, so daß der Kondensator 18 mit dem Tor 12 des Verstärkertransistors 10 gekoppelt ist.

Die besondere Art des Anschlusses des Kondensators 18 in der Schaltung stellt ein wesentliches Merkmal der beschriebenen Anordnung dar. Die von der p-leitenden Halbleiterzone 70 gebildete BeIegung des Kondensators ist mit der Elektrode 78 verbunden, welche die Eingangssignale zu der Schaltung liefert, während die Metallbelegung 80 des Kondensators, welche durch die Oxydisolation 72 von der Zone 70 getrennt ist, mit der Torelektrode 12 des Verstärkertransistors 10 verbunden ist. Diese Art des Anschlusses der Kondensatorbelegungen ergibt die erforderliche Gleichstromisolation und die richtige Vorspannung.

Die zuvor beschriebene Vorspannungsschaltung 20 ist an ihrem Eingang 34 mit dem Kondensator 18 verbunden; wie in Fig. 3 dargestellt ist, geschieht dies durch eine Verbindung mit der Metallbelegung 80 des Kondensators. Die Dioden 22 und 24 können gleichfalls durch herkömmliche Lichtdruck- und Diffusionsverfahren gebildet werden. Jede von ihnen enthält eine p-leitende Schicht 84 bzw. 86, welche jeweils die Anode der Diode bildet. Die Katoden der Dioden sind durch eine verhältnismäßig kleine (n + )-Zone 88 bzw. 90 gebildet, welche in die Oberfläche der betreffenden p-Zone 84 bzw. 86 eindiffundiert ist. Wie in F i g. 3 gezeigt ist, sind die p-Zonen 84 und 86 so gebildet, daß sie sich unter der Oberseite der Unterlage 50 erstrecken und an dieser Oberseite hervortreten, während die n-Zonen 88 und 90 gleichfalls unter der Oberseite der betreffenden p-Zone so gebildet sind, daß sie einen verhältnismäßig kleinen Teil davon einnehmen und sich gleichfalls bis zu dieser Oberseite erstrecken, wodurch das Anbringen von elektrischen Kontakten an den verschiedenen Zonen erleichtert wird.

Die so gebildeten Diffusions-Flächendioden haben einen verhältnismäßig großen dynamischen Widerstand und einen kleinen Gesamtkriechstrom, was für die Erzielung der Vorspannung des Verstärkertransistor 10 vorteilhaft ist. Es ist ferner zu bemerken, daß die beschriebenen pn-Flächendioden in Wirklichkeit η-Transistoren in bezug auf die Unterlage darstellen. Sie werden jedoch dadurch funktionsmäßig Dioden gleichwertig gemacht, daß die durch die jeweiligen p-Zonen dargestellte Basisbreite außerordentlich groß gemacht wird, so daß der Kennwert H_FE klein und der Kennwert BV, ^₀ verhältnismäßig groß werden. Obgleich diese Anordnungen also strukturell Transistoren sind, sind sie funktionell diodenäquivalent, und sie werden daher auch als Dioden bezeichnet und verwendet.

Die hervortretenden Oberflächengebiete der p-Zonen 84 und 86 und der (n + )-Zonen 88 und 90 sind durch einen weiteren Abschnitt 92 aus isolierendem Siliziumdioxyd bedeckt, der auf diejenigen Oberflächenabschnitte der Unterlagen 50 aufgebracht ist, an welchen diese Zonen hervortreten. Durch diesen Abschnitt der Siliziumdioxydisolation sind Öffnungen so gebildet, daß die Herstellung von Kontakten mit den verschiedenen Zonen der Dioden möglich sind, damit die Verbindung zwischen diesen Dioden und dem Rest der Schaltung erleichtert wird. Auf die Oberfläche der Isolation ist ein Metallkontakt 94 se aufgebracht, daß er in elektrischer Verbindung mit einem Teil der p-leitenden Zone 84 steht. Dieser Metallkontakt 94 ist seinerseits über einen Leiter 96 mit einer anderen Metallkontaktschicht 98 verbunden, die gleichfalls auf der Oberseite der Siliziumdioxydisolation angebracht ist und in elektrischer Verbindung mit der (n + )-Zone90, also der Katode der Diode 24 steht. In gleicher Weise ist eine Metallkontaktschicht 100 auf einem Abschnitt der Siliziumdioxydisclation so angebracht, daß er in elektrischem Kontakt mit einem Abschnitt der (n + )-Zone 88 steht, welche die Katode der Diode 22 darstellt, und sie ihrerseits über einen Leiter 102 mit einer Metallkontaktschicht 104 verbunden, die in elektrische Verbindung mit der p-Schicht 86, also der Anode der Diode 24 steht.

Der Anschluß des Ausgangs 36 der Vorspannungsschaltung 20 an den Verstärkertransistor 10 erfolgt durch einen Leiter 106, der mit der Metallkontaktschicht 100 verbunden ist, die mit der Anode der Diode 22 und mit der Katode der Diode 24 gekoppelt ist, wodurch diese Diodenabschnitte mit dem Abfluß 16 des Verstärkertransistors 10 verbunden sind. Ferner ist das Tor 12 des Verstärkertransistors 10 über den Leiter 82 mit der Metallbelegung 80 des Kondensators 18 verbunden, die ihrerseits über einen Leiter 108 mit dem Eingang 34 verbunden ist. Die Dioden 22 und 24 sind dadurch zwischen dem Tor 12 und dem Abfluß 16 des Verstärkertransistors gegenparallel geschaltet. Da die Dioden parallel zu dem Abfluß 16 des Verstärkertransistors 10 liegen, liegen sie auch parallel zu der Quelle 32 des Lastwiderstands 26, der, wie zuvor erläutert wurde, mit dem Abfluß 16 des Verstärkertransistors zusammenfällt. Die Ausgangssignale des Verstärkers werden durch eine Ausgangselektrode 110 abgegeben, die an den Abfluß 16 des Verstärkertransistors angeschlossen ist.

Die zuvor erwähnten p-leitenden Zonen werden im allgemeinen unter Anwendung herkömmlicher Lichtdruck- und Diffusionsverfahren gebildet, und sie können entweder gleichzeitig in einem einzigen Verfahrensschritt oder in einem geeigneten Prozeß auch in verschiedenen Verfahrensschritten hergestellt werden. Ebenso kann die isolierende Oxydschicht, die vorzugsweise aus Siliziumdioxyd besteht, durch thermisches Wachstum oder auf andere herkömmliche Weise gebildet werden. Die Metallkontaktschichten können dann unter Anwendung herkömmlicher Lichtdruckverfahren aufgebracht werden, beispielsweise dadurch, daß zunächst Kontaktmetall auf die ganze Oberseite der isolierenden Siliziumdioxydschicht aufgetragen wird und daß dann verschiedene Maskierungs- und Ätzschritte oder andere geeignete Verfahren angewendet werden.

Die in F i g. 3 dargestellte und zuvor beschriebene integrierte Schaltungsanordnung entspricht dem elektrischen Schaltbild von Fig. 1. Sie kann in bestimmten Fällen den vollständigen Verstärker darstellen, während sie in anderen Fällen eine einzige Stufe eines mehrstufigen Kaskadenverstärkers bilden kann, wie er in F i g. 4 dargestellt ist.

F i g. 4 zeigt das Schaltbild eines mehrstufigen Kaskadenverstärkers, bei welchem mehrere Stufen der in Fig. 1 gezeigten Art verwendet werden und der gleichfalls in Form einer integrierten Schaltung hergestellt wird. Es ist ohne weiteres zu erkennen,

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daß die Schaltung von F i g. 4 ohne weiteres in der gleichen Weise hergestellt werden kann, wie für die integrierte Verstärkerschaltung von F i g. 3 beschrieben wurde. Zur Vereinfachung ist die tatsächliche körperliche Ausgestaltung der integrierten Schaltung von F i g. 4 nicht im einzelnen gezeigt, da ihr Aufbau auf Grund der ausführlichen Erläuterung der Schaltung von F i g. 3 ohne weiteres erkennbar ist.

Die in F i g. 4 gezeigte Anordnung ist ein dreistufiger Verstärker, der einen Verstärkungsfaktor von etwa 1000 ergibt und in Verbindung mit einer äußeren Last betrieben werden kann, der aber keine äußeren Kondensatoren oder Widerstände erfordert.

Der Verstärker von F i g. 4 enthält eine erste Stufe 110, die im wesentlichen mit der in F i g. 1 und 3 dargestellten Verstärkerschaltung identisch ist. Eine zweite Stufe 112 ist mit der ersten Stufe über einen MOS-Kopplungskondensator 114 gekoppelt, und eine dritte Stufe 116 ist mit der zweiten Stufe über einen weiteren Metalloxyd-Halbleiter-Kopplungskondensator 118 gekoppelt. Außerdem ist die dritte Stufe mit einer Ausgangselektrode 120 gekoppelt, an die eine äußere Last angeschlossen werden kann. Die Ausgangselektrode ist mit der dritten Stufe vorzugsweise über eine Quellenfolgeschaltung 122 gekoppelt, die an die dritte Stufe 116 über eine Durchbruchdiode 124 angeschlossen ist.

Die zweite Stufe 112, die mit der ersten Stufe 110 durch den Kopplungskondensator 114 verbunden ist, enthält in gleicher Weise einen zweiten Metalloxyd-Halbleiter-Verstärkertransistor 126 mit einem Tor 128, einer Quelle 130 und einem Abfluß 132, der dem Verstärkertransistor 10 im wesentlichen gleich ist. Ferner ist eine Vorspannungsschaltung 134 mit einem Eingang 136 und einem Ausgang 138 vorgesehen. Der Eingang 136 ist mit dem Kondensator 114 gekoppelt, und zwar, wie zuvor erläutert wurde, vorzugsweise mit der Metallbelegung des Kondensators 114, während die entgegengesetzte Belegung des Kondensators, die aus Halbleitermaterial gebildet ist, mit dem Ausgang der vorhergehenden Stufe, d. h. dem Abfluß 16 des Verstärkertransistors 10 gekoppelt ist. Der Eingang 136 ist außer mit dem Kondensator 114 auch mit dem Tor 128 verbunden, während der Ausgang 134 mit dem Abfluß 132 des zweiten Verstärkertransistors 126 verbunden ist. Ferner ist ein Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistor 140 als Lastwiderstand parallel zu dem Abfluß 132 des zweiten Verstärkertransistors 126 und dem Ausgang 138 der Vorspannungsschaltung angeschlossen. Der Lastwiderstand 140 ist dem Lastwiderstand 26 im wesentlichen gleich; er enthält ebenfalls ein Tor 142 und einen Abfluß 144, die miteinander verbunden und an eine negative Spannungsquelle V_DD angeschlossen sind. Der Lastwiderstand 140 weist ferner eine Quelle 145 auf, die mit dem Abfluß 132 des zweiten Verstärkertransistors und mit dem Ausgang 138 der Vorspannungsschaltung verbunden ist.

Die Vorspannungsschaltung 134 ist im wesentlichen der Vorspannungsschaltung 20 gleich, doch enthält sie zwei Paare von gegenparallel geschalteten Dioden, die wiederum zueinander parallelgeschaltet sind, an Stelle des einzigen Paares bei der ersten Stufe 110. Dadurch, daß zwei Paare von gegenparallel geschalteten Dioden vorhanden sind, ermöglicht diese Vorspannungsschaltung, daß die zweite Verstärkerstufe 112 etwa einem doppelt so großen Ausgangssignalbereich wie die erste Stufe 110 hat.

Zu diesem Zweck enthält die Vorspannungsschaltung 134 eine Diode 146, die gegenparallel zu einer Diode 148 geschaltet ist, sowie eine Diode 150, die gegenparallel zu einer weiteren Diode 152 geschaltet ist, wobei die Dioden 150 und 152 parallel zu den Dioden 146 und 148 geschaltet sind, wie dargestellt ist.

Auf Grund der Gegenparallelschaltung der Dioden zwischen dem Abfluß und dem Tor des zweiten Ver-Stärkertransistors 126 arbeitet die Vorspannungsschaltung 134 wieder im wesentlichen mit dem Spannungsabfall Null, und die Vorspannung des zweiten Verstärkertransistors 126 wird im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Vorspannung des ersten Verstärkertransistors 10 bewirkt, wobei die Abflußspannung und die Torspannung des zweiten Verstärkertransistors 126 einander im wesentlichen gleich sind.

Das verstärkte Ausgangssignal, das am Ausgang, also am Abfluß 132 des zweiten Verstärkertransistors 126 erzeugt wird, wird dann zu der dritten Verstärkerstufe 116 durch den zuvor erwähnten weiteren Metalloxyd - Halbleiter - Kopplungskondensator 118 übertragen. Die dritte Stufe 116 enthält gleichfalls

as einen Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistor 154 mit einem Tor 156, einer Quelle 158 und einem Abfluß 160. Der dritte Verstärkertransistor 154 ist an seinem Abfluß 160 mit einem weiteren als Lastwiderstand dienenden Metalloxyd-Halbleitertransistor 162 verbunden. Der Lastwiderstand 162 weist eine Quelle 164 auf, die mit dem dritten Verstärkertransistor 154 verbunden ist, sowie einen Abfluß 166 und ein Tor 168, die miteinander verbunden und an die negative Spannungsquelle V_DD angeschlossen sind.

Für den dritten Verstärkertransistor 154 ist eine Vorspannungsschaltung 170 vorgesehen, die wiederum zwischen dem Tor 156 und dem Abfluß 160 angeschlossen ist. Die Vorspannungsschaltung ist wieder so ausgeführt, daß sie im wesentlichen mit 0 Volt zwischen ihrem Eingang und ihrem Ausgang arbeitet, und sie enthält im wesentlichen zwei gegensinnig in Serie geschaltete Dioden 172 und 174. Die Dioden 172 und 174 sind mit ihren Anoden verbunden, während die Katode der einen Diode an das Tor 156 und die Katode der anderen Diode an den Abfluß 160 des dritten Verstärkertransistors 154 angeschlossen sind. Da nur der Diodenkriechstrom vorhanden ist, gewährleisten die Dioden 172 und 174, daß im wesentlichen eine Spannung des Wertes Null zwischen dem Tor und dem Abfluß des dritten Verstärkertransistors besteht. Da die Dioden 172 und 174 gegensinnig in Serie geschaltet sind, wird ein sehr viel größerer Ausgangssignalbereich am Ausgang des dritten Verstärkertransistors 154 erhalten, der durch die Durchbruchssperrspannungen der Dioden 172 und 174 begrenzt wird.

Das Ausgangssignal des dritten Verstärkertransistors 154 wird dann der Durchbruchsdiode 124 zugeführt, die parallel mit dem Eingang der Quellenfolgeschaltung 122 sowie mit einem weiteren Metalloxyd-Halbleiter-Lastwiderstand 180 verbunden ist, der den zuvor beschriebenen Metalloxyd-Halbleiter-Lastwiderständen gleich ist. Die Durchbruchsdiode 124 weist eine Diode 182 auf, die mit dem Abfluß 160 des Verstärkertransistors 154 verbunden ist, sowie eine Anode 184, die parallel zu dem Tor 186 der Quellenfolgeschaltung 122 und zu dem Lastwiderstand 180 angeschlossen ist.

Il

Ganz allgemein ist die Durchbruchsdiode 124 in erster Linie für den Zweck vorgesehen, den Spannungspegel des am Abfluß 160 des dritten Verstärkertransistors 154 bestehenden Ausgangssignals so anzuheben, daß er ausreichend groß ist, um für den Quellenfolgeschaltungstransistor 122 einen ausreichenden Spannungsbereich ohne Sperrung zu ermöglichen. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel beträgt die Durchbruchsspannung der Basis-Emitter-Durchbruchsdiode etwa 5 Volt.

Der Quellenfolgeschaltungstransistor 122 weist einen Abfluß 188 auf, der parallel an den Lastwiderstand 180 und an die negative Spannungsquelle V_DD angeschlossen ist. Demzufolge liegt der Lastwiderstand zwischen dem Tor und dem Abfluß des Quellenfolgeschaltungstransistors, und er liefert in Verbindung mit der Speisespannung — V_DD die erforderliche Vorspannung. Der Quellenfolgeschaltungstransistor besitzt ferner eine Quelle 190, die parallel mit der Ausgangselektrode 120 und einem Quellenfolgelasttransistor 192 verbunden ist, dessen Abfluß 194 an die Quelle 190 des Quellenfolgeschaltungstransistors angeschlossen ist, während sein Tor 196 parallel an den Abfluß 188 und an die Spannungsquelle V_DD angeschlossen ist. Der Quellenfolgelasttransistor hat ferner eine Quelle 198, die mit Masse verbunden ist. Das Vorhandensein der Quellenfolgeschaltung ist bei dem dargestellten Beispiel besonders vorteilhaft, weil sie eine ausreichende Treiberleistung für den Betrieb einer äußeren Last ergibt, aber keine Phasenumkehrung des Ausgangssignals bewirkt. Ferner liegt der Verstärkungsfaktor der Quellenfolgeschaltung bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel nahe bei 1, da der Lastwiderstand, d. h. der Lasttransistor 192, eine verhältnismäßig große Eingangsimpedanz hat. Die Quellenfolgeschaltung ergibt ferner den Vorteil, daß sie eine verhältnismäßig niedrige Ausgangsimpedanz aufweist, jedoch einen großen Ausgangssignalbereich ergibt.

Die beschriebene mehrstufige integrierte Kaskadenverstärkerschaltung ergibt den gewünschten Verstärkungsfaktor und ist verhältnismäßig stabil. Der Betrieb ist weitgehend unbeeinträchtigt durch Änderungen der Speisespannung, da die Speisespannung über außerordentlich hochohmige Metalloxyd-Halbleiter-Lastwiderstände eingekoppelt wird, welche ohne weiteres Schwankungen der Versorgungsspannung kompensieren. Ferner kann der Frequenzgang der Schaltung leicht so gewählt werden, daß die Schaltung selbst bei sehr ungünstigen Temperaturbedingungen befriedigend arbeitet. Außerdem kann die Verstärkung der verschiedenen Stufen einfach dadurch leicht gewählt werden, daß die geometrischen Formen der Masken bei der Herstellung der Metalloxyd-Halbleiter-Verstärkertransistoren und -Lasttransistoren entsprechend bemessen werden, da, wie zuvor erläutert wurde, die Verstärkung umgekehrt proportional zu der Länge des Torkanals des Verstärkertransistors und direkt proportional zu der Länge des Torkanals des Lasttransistors bzw. Lastwiderstands ist.

Die durch das Vorhandensein der Durchbruchsdiode erzielte Pegelverschiebung, welche ein ausreichendes Treiberpotential für die Quellenfolgestufe ergibt, ist ein wesentliches Merkmal der beschriebenen Ausführungsform, weil dadurch ermöglicht wird, daß die Quellenfolgeschaltung eine äußere Last treibt, ohne daß die Möglichkeit einer Stromsperrung infolge unzureichender Treiberleistung besteht. Wenn im Betrieb die dritte Verstärkerstufe bei einem Gleichspannungspegel von etwa 1 Schwellenspannung arbeitet, ist die an der Torelektrode der Quellenfolgeschaltung erscheinende Spannung etwa 1 Schwellenspannung + die Durchbruchsspannung der Durchbruchsdiode. Es ist natürlich zu beachten, daß bei dieser Analyse auf Absolutwerte Bezug genommen ist, da im vorliegenden Fall alle Polaritäten in

ίο Wirklichkeit negativ sind. Der Ausgangsgleichspannungspegel der Quellenfolgeschaltung ist dann etwa gleich der Durchbruchsspannung der Durchbruchsdiode, der im allgemeinen einen ausreichenden Ausgangsspannungsbereich ermöglicht. Durch Anwendung dieser besonderen Schaltungsanordnung werden normalerweise recht befriedigende Ergebnisse erzielt.

In bestimmten Fällen kann es jedoch erwünscht sein, eine Anhebung oder Aufwärtsverschiebung des Spannungspegels des Ausgangssignals des integrierten mehrstufigen Verstärkers unter Anwendung einer direkten Kopplung zwischen den Verstärkerstufen an Stelle der Verwendung der Metalloxyd-Halbleiter-Kopplungskondensatoren und einer Durchbruchsdiode zu erzielen. Eine entsprechende andere Ausführungsform ist in F i g. 5 dargestellt. Zum Verständnis der Wirkungsweise dieser Ausführungsform wird ferner auf das in F i g. 6 dargestellte Diagramm Bezug genommen, welches die Ausgangsspannung V_DS (Absolutwert) als Funktion der Eingangsspannung Vq₃ (Absolutwert) zeigt.

Die in F i g. 5 dargestellte Ausführungsform enthält eine erste Stufe 200, welche im wesentlichen mit der ersten Stufe der Schaltung von F i g. 4 identisch ist. Ferner ist eine zweite Verstärkerstufe 202 vorgesehen, die direkt mit dem Ausgang, also dem Abfluß 16 der ersten Verstärkerstufe über einen Leiter 204 gekoppelt ist. Die zweite Verstärkerstufe 202 enthält einen Metalloxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistor 206 mit einem Tor 208, das direkt für den Leiter 204 mit dem Abfluß 16 der vorhergehenden Stufe gekoppelt ist, eine an Masse liegende Quelle 210 und einen Abfluß 212, der mit einem Metalloxyd-Halbleiter-Lasttransistor bzw. Lastwiderstand 214 verbunden ist. Der Lastwiderstand 214 weist einen Abfluß 216 und eine Quelle 218 auf, die miteinander verbunden und an eine negative Speisespannung V_DD angeschlossen sind. Ferner enthält der Lastwiderstand 214 eine Quelle 220, die mit dem Abfluß 212 des Verstärkertransistors 206 verbunden und außerdem direkt mit einer nachfolgenden Quellenfolgestufe 222 gekoppelt ist, die als Ausgangsstufe der Verstärkerschaltung dient.

Die Vorspannung der ersten Stufe 200 geschieht durch die Vorspannungsschaltung 20, die zwischen dem Abfluß und dem Tor des Verstärkertransistors 10 angeschlossen ist, so daß die Spannung am Abfluß 16 im wesentlichen gleich der Spannung am Tor 12 ist, wie zuvor erläutert worden ist. Die Spannung ^GSi zwischen dem Tor und der Quelle des Verstärkertransistors 10 ist daher gleich der Spannung, die zwischen der Quelle und dem Abfluß, also am Ausgang liegt, und die wiederum gleich der Spannung ist, die zwischen dem Tor 208 und der Quelle 210 des zweiten Verstärkertransistors 206 angelegt wird. Demzufolge liegt die Spannung V_{as x} sowohl am Eingang des Verstärkertransistors 10 als auch am Eingang des Verstärkertransistors 206. Dies ist

ein wesentliches Merkmal der Anordnung von Fig. 5.

Da die zwischen dem Tor und der Quelle des Verstärkertransistor 10 angelegte Spannung, d. h. die Eingangsspannung, gleich der zwischen dem Abfluß und der Quelle des Transistors 10 angelegten Spannung, d. h. der Ausgangsspannung ist, kann der Vorspannungspunkt des Verstärkers 10 im Diagramm von F i g. 6 dadurch gefunden werden, daß zunächst eine gerade Linie 224 mit der Steigung 1 durch den Ursprung gezogen wird. Der Schnittpunkt dieser geraden Linie mit der Spannungskennlinie 226 des Verstärkertransistors 10 definiert den Vorspannungspunkt 228 der ersten Stufe 200. An diesem Vorspannungspunkt ist die Eingangsspannung gleich der Ausgangsspannung, wie durch die Werte V_{as 1} sowohl an der horizontalen Achse als auch an der vertikalen Achse des Diagramms dargestellt ist. Wie ferner in F i g. 6 gezeigt ist, ist die Verstärkung K₁ der ersten Stufe 200 im wesentlichen durch die Steilheit der Spannungskennlinie 226 definiert. Wenn die Verstärkung der zweiten Stufe 202 so bemessen wird, daß sie etwas kleiner als die Verstärkung K₁ ist, wird die Spannungskennlinie 230 des Verstärkertransistors 206 erhalten, dessen Steilheit die Verstärkung K₂ der zweiten Stufe dargestellt. Da jedoch die Eingangsspannung der zweiten Stufe 202 gleich der Spannung V _GSl ist, hat der Vorspannungspunkt oder Arbeitspunkt der zweiten Stufe die gleiche Ordinate wie derjenige der ersten Stufe. Demzufolge kann die Ausgangsspannung V₀ der zweiten Stufe leicht dadurch bestimmt werden, daß die Lage der Abszisse V₀₅₁ auf der Spannungskennlinie 230 der zweiten Stufe gesucht wird. Dieser Punkt ist mit 232 bezeichnet. Demzufolge ist der Spannungspegel, der am Ausgang der zweiten Stufe erscheint, gegenüber demjenigen der ersten Stufe wesentlich angehoben oder nach oben verschoben, und obgleich der Verstärkungsfaktor der zweiten Stufe etwas kleiner als derjenige der ersten Stufe ist, arbeitet sie dennoch bei einem wesentlich höheren Spannungspegel, der ausreicht, um die Quellenfolgeschaltung 222 direkt zu treiben. Es ist daher zu ersehen, daß eine wesentliche Erhöhung des Ausgangsspannungspegels an der zweiten Stufe 202 erreicht wird, wenn diese Stufe direkt mit der ersten Stufe gekoppelt ist, ohne daß eine Durchbruchsdiode oder eine ähnliche Anordnung vorgesehen werden muß, um den Spannungspegel auf einen Wert anzuheben, der zum Treiben der Quellenfolgeschaltung ausreicht. Die Spannung Vq erscheint dann am Ausgang der zweiten Stufe 202 zwischen der Quelle 212 und dem Abfluß 210, und sie wird durch direkte Kopplung über einen Leiter 234 zu der Quellenfolgeschaltung 222 übertragen.

Die Vorteile des Vorhandenseins der Quellenfolgeschaltung 222 sind bereits zuvor dargelegt worden. Die Stufe 222 enthält einen Quellenfolgeschaltungstransistor 236 mit einem Tor 238, das mit dem Abfluß 212 des Verstärkertransistors 206 gekoppelt ist, einem Abfluß 240, der an die Lastwiderstände 214 und 26 sowie an die negative Spannungsquelle V_DD angeschlossen ist, und eine Quelle 242, die mit einem Lasttransistor 244 verbunden ist. Der Lasttransistor stellt einen verhältnismäßig hochohmigen Ausgangswiderstand dar, auf den die Quelle 242 arbeiten muß. Eine Ausgangselektrode 246 ist mit dem Lasttransistor 244 verbunden, um das verstärkte Ausgangssignal der Schaltung zu einer äußeren Last zu liefern.

Die Schaltung von F i g. 5, bei der eine direkte Kopplung zwischen den verschiedenen Stufen vorhanden ist, ergibt somit eine vorteilhafte und vereinfachte Anordnung zum Anheben des Spannungspegels der beiden ersten Stufen auf einen Wert, der zum Treiben der die Ausgangsstufe bildenden Quellenfolgeschaltung ausreichend ist.

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Hochverstärkende integrierte Verstärkerschaltung mit einem Metall-Oxyd-Halbleiter-Feldeffekt-Verstärkertransistor mit einem Tor, einer Quelle und einem Abfluß, einem mit dem Tor zur Zuführung von Eingangssignalen verbundenen Kopplungskondensator und einer zur Einstellung des Verstärkungsfaktors des Verstärkertransistors geeigneten hochohmigen Last, die in den Abflußkreis des Verstärkertransistors eingeschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß eine an sich bekannte Vorspannungsschaltung (20) mit wenigstens zwei gegenparallel geschalteten Dioden (22, 24) zwischen Tor (12) und Abfluß (16) des Verstärkertransistors (10) angeschlossen ist.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kopplungskondensator (18) ein Metall-Oxyd-Halbleiter-Kondensator ist.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannungsschaltung (20) eine mit dem Tor (12) und dem Kopplungskondensator (18) verbundene Eingangsklemme (34) und eine mit der Last (26) und dem Abfluß (16) des Verstärkertransistors (10) verbundene Ausgangsklemme (36) hat.

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die gegenparallel geschalteten Dioden (22, 24) Rückkopplungsdioden bilden, deren Eingangsklemme (34) und Ausgangsklemme (36) im wesentlichen auf dem gleichen Spannungswert gehalten werden, so daß die Abflußspannung und die Torspannung des Verstärkertransistors im wesentlichen die gleiche Größe haben.

5. Verstärkerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die hochohmige Last ein Metall-Oxyd-Halbleiter-Feldeffekttransistor (26) ist, dessen Abfluß (30) und Tor (28) miteinander und dessen Quelle (32) mit dem Abfluß (16) des Verstärkertransistors (10) elektrisch verbunden sind.

6. Verstärkerschaltung nach den Ansprüchen 1, 2 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Metall-Oxyd - Halbleiter - Feldeffekt - Verstärkertransistor (10), der Metall-Oxyd-Halbleiter-Kondensator (18), der Metall-Oxyd-Halbleiter-Lasttransistor (26) und die Dioden (22, 24) alle auf einem einzigen Halbleiterplättchen gebildet sind.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen