DE1513485C

DE1513485C - Circuit arrangement for generating a regulated DC voltage

Info

Publication number: DE1513485C
Application number: DE19651513485
Authority: DE
Inventors: Walter 8000 München Haberzeth
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1965-07-08
Filing date: 1965-07-08
Publication date: 1973-04-05

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Gleichspannung unter Verwendung eines nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitenden Gleichspannungswandler mit einer Speicherdrossel und einem Schalttransistor, dessen Basiselektrode mit dem Ausgang einer Zwei-Punktregeleinrichtung verbunden ist, die eine die Schwingungen des Sperrwandlers in Abhängigkeit von der zu regelnden Gleichspannung ein- und abschaltende Steuerspannung liefert.The invention relates to a circuit arrangement to generate a regulated DC voltage using a flyback converter principle working DC voltage converter with a storage choke and a switching transistor, whose base electrode is connected to the output of a two-point control device, which is the Oscillations of the flyback converter switching on and off depending on the DC voltage to be regulated Control voltage supplies.

Eine solche Schaltungsanordnung ist bekannt (deutsche Auslegeschrift 1 153 825). Da bei Sperrwandlern bekanntlich die entnehmbare Sekundärleistung von der Höhe der Eingangsspannung abhängt, muß bei der bekannten Schaltungsanordnung diese Abhängigkeit mit ausgeregelt werden, wodurch sich eine verhältnismäßig ungenaue Regelung ergibt.Such a circuit arrangement is known (German Auslegeschrift 1 153 825). As with flyback converters it is known that the secondary power that can be drawn depends on the level of the input voltage, this dependency must be corrected with the known circuit arrangement, whereby a relatively imprecise regulation results.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Abhängigkeit zwischen entnehmbarer Sekundärleistung und Eingangsspannung bei bekannten Sperrwandlern und damit die mit dieser Abhängigkeit verbundene Ungenauigkeit in der Regelung zu beseitigen.The invention is based on the object of determining the dependency between the secondary power that can be drawn and input voltage in known flyback converters and thus the dependency associated with this Eliminate inaccuracy in the regulation.

Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Speicherdrossel die Primärseite eines im Sättigungsbereich arbeitenden Hilfs-Übertragers parallel geschaltet ist, dessen Sekundärwicklung im Basiskreis des Schalttransistors des Sperrwandlers liegt.This object is achieved with a circuit arrangement of the type mentioned at the outset according to the invention solved in that the storage choke is the primary side of an auxiliary transformer operating in the saturation range is connected in parallel, the secondary winding of which is in the base circuit of the switching transistor of the Flyback converter lies.

Im Gegensatz zu üblichen. Sperrwandlern wird innerhalb des Bereiches, in dem sich die Eingangsspannung ändern kann, die Speicherdrossel mit einem Strom geladen, dessen Maximalwert konstant ist. Dementsprechend ist die entnehmbare Sekundärleistung unabhängig von der Höhe der Eingangsspannung, z. B. vom Ladezustand einer Versorgungs- batterie. Der zusätzlich zur Speicherdrossel vorgesehene HilfsÜbertrager wird zu diesem Zweck so bemessen, daß'er im Gegensatz zur Speicherdrossel bis in den Sättigungsbereich ausgesteuert wird. Der Sättigungsfluß q>_siiit des HilfsÜbertragers ist proportional der Spannungs-Zeit-Fläche, die durch das Integral udt gegeben ist (φ_ειΙιί ä; \ udt). Da der Sättigungsfluß konstant ist, verkürzt sich die Zeit der Durchlaßphase des Schalttransistors des Sperrwandlers mit steigender Eingangsspannung. Die Speicherdrossel wird immer mit nahezu konstantem Maximalwert des Stromes aufgeladen.Unlike usual. Flyback converter is charged within the range in which the input voltage can change, the storage choke with a current, the maximum value of which is constant. Accordingly, the secondary power that can be drawn is independent of the level of the input voltage, e.g. B. on the charge level of a supply battery. The auxiliary transformer provided in addition to the storage choke is dimensioned for this purpose in such a way that, in contrast to the storage choke, it is controlled into the saturation range. The saturation flux q> _{siiit of} the auxiliary transmitter is proportional to the voltage-time area, which is given by the integral udt (φ _ειΙιί ä; \ u d t). Since the saturation flux is constant, the time of the forward phase of the switching transistor of the flyback converter is shortened with increasing input voltage. The storage choke is always charged with an almost constant maximum value of the current.

Die Sekundärwicklung des HilfsÜbertragers liefert die Steuerspannung für den Schalttransistor des Sperrwandlers. Gemäß einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist die Differenz zwischen der Sekundär- und Primärspannung des HilfsÜbertragers im Basisbereich des Schalttransistors wirksam.The secondary winding of the auxiliary transformer supplies the control voltage for the switching transistor of the Flyback converter. According to an advantageous embodiment of the invention, the difference between the Secondary and primary voltage of the auxiliary transformer effective in the base region of the switching transistor.

Ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung wird an Hand der Fig. 1 bis 3 näher erläutert.An embodiment according to the invention is explained in more detail with reference to FIGS.

F i g. 1 zeigt eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer geregelten Gleichspannung mit einem Sperrwandler; inF i g. 1 shows a circuit arrangement for generating a regulated DC voltage with a Flyback converter; in

F i g. 2 sind einige charakteristische Strom- und Spannungswerte bei verschiedener Last in Abhängigkeit von der Zeit aufgetragen.F i g. 2 are some characteristic current and voltage values at different loads in relation to each other applied by the time.

In Fig. 1 bilden der Schaltransistor TsI mit der Speicherdrossel Dr, dem HilfsÜbertrager Tr, der Diode Dl und der Ladekondensator Cl die wesentlichen Schaltelemente eines nach dem Sperrwandlerprinzip arbeitenden, sättigungsgesteuerten Gleichspannungswandlers. Parallel zum Ladekondensator Cl liegt der Lastwiderstand W und die Meßschaltung, bestehend aus der Z-Diode ZD1 und dem Potentiometer P. Die Transistoren Ts 3 und Ts4 bilden mit den zugehörigen Widerständen R 5 bis R 9 und der Kapazität C 2 einen Schmitt-Trigger für die Ansteuerung des Schaltverstärkers mit dem Transistor Ts2. Der Kollektor des Transistors Ts 2 ist über einen Widerstand R 3 und eine Diode D 2 mit der Basis des Schalttransistors TsI verbunden. Die Diode D 2 verhindert die Umpolung des Transistors Ts 2, wenn sich der Schalttransistor im gesperrten Zustand befindet. Die obere und untere Ansprechschwelle des Schmitt-Triggers, dessen Eingang am Abgriff des Potentiometers P liegt, sind durch Bemessung der Widerstände R 6 und R 9 festgelegt.In Fig. 1, the switching transistor TsI with the storage choke Dr, the auxiliary transformer Tr, the diode Dl and the charging capacitor Cl form the essential switching elements of a saturation-controlled DC voltage converter working according to the flyback converter principle. The load resistor W and the measuring circuit, consisting of the Zener diode ZD 1 and the potentiometer P. The transistors Ts 3 and Ts 4 with the associated resistors R 5 to R 9 and the capacitance C 2 form a Schmitt Trigger for the control of the switching amplifier with the transistor Ts2. The collector of the transistor Ts 2 is connected to the base of the switching transistor TsI via a resistor R 3 and a diode D 2 . The diode D 2 prevents the polarity reversal of the transistor Ts 2 when the switching transistor is in the blocked state. The upper and lower response thresholds of the Schmitt trigger, the input of which is at the tap of the potentiometer P, are determined by dimensioning the resistors R 6 and R 9.

Zur genaueren Darstellung der Wirkungsweise der Schaltung wird von der Ladephase des Sperrwandlers ausgegangen. Nach Anlegen der Eingangsspannung Ul, z.B. Batteriespannung, fließt zunächst ein kleiner Strom vom Pluspol der Batterie über die Speicherdrossel Dr, die Emitter-Basis-Strecke des Schalttransistors Ts 1 und die Widerstände R1, R 2 zum Minuspol der Batterie. Dieser Basisstrom öffnet den Schalttransistor Ts 1 geringfügig. Jetzt gelangt Spannung an die Speicherdrossel Dr und an die Primärwicklung I des HilfsÜbertragers Tr. Der HilfsÜbertrager Tr induziert in der Sekundärwicklung II eine etwas größere Spannung U_s. Die Differenz der Sekundärspannung U_s und der Primärspannung U_nr treibt einen Strom über die Emitter-Basis-Strecke des Schalttransistors Ts 1 und über den Widerstand R 1. Der Schalttransistor TsI ist so ganz durchgesteuert.The charging phase of the flyback converter is assumed for a more precise illustration of the mode of operation of the circuit. After applying the input voltage Ul, eg battery voltage, a small current first flows from the positive pole of the battery via the storage choke Dr, the emitter-base path of the switching transistor Ts 1 and the resistors R 1, R 2 to the negative pole of the battery. This base current opens the switching transistor Ts 1 slightly. Voltage now reaches the storage choke Dr and the primary winding I of the auxiliary transformer Tr. The auxiliary transformer Tr induces a somewhat higher voltage U _s in the secondary winding II. The difference between the secondary voltage U _s and the primary voltage U _nr drives a current through the emitter-base path of the switching transistor Ts 1 and through the resistor R 1. The switching transistor TsI is completely turned on.

Die· Spannung U_lh an der Speicherdrossel, die um den Spannungsabfall am Schalttransistor Ts 1 kleiner ist als die Eingangsspannung U1, bedingt sowohl in der Speicherdrossel als auch in der Primärwicklung des HilfsÜbertragers ein Ansteigen des magnetischen Flusses. Bei konstanter Eingangsspannung U1 und Vernachlässigung tier Wicklunüswiderstände ist dieserThe voltage U _lh at the storage choke, which is lower than the input voltage U 1 by the voltage drop at the switching transistor Ts 1, causes an increase in the magnetic flux both in the storage choke and in the primary winding of the auxiliary transformer. With a constant input voltage U 1 and neglecting the winding resistances, this is

Flußanstieg proportional der Zeit. Durch die Wahl der Windungszahl der Primärwicklung des Hilfsübertragers wird der Zeitpunkt bestimmt, an dem der Sättigungsfluß im HilfsÜbertrager erreicht wird. Der Stromanstieg in der Speicherdrossel Dr wird zu diesem Zeitpunkt auf seinen Maximalwert begrenzt. Durch Wahl der Induktivität der .Speicherdrossel kann dieser Maximalwert eingestellt werden.Flux rise proportional to time. By choosing the number of turns of the primary winding of the auxiliary transformer, the point in time at which the saturation flux is reached in the auxiliary transformer is determined. The current rise in the storage choke Dr is limited to its maximum value at this point in time. This maximum value can be set by selecting the inductance of the storage choke.

Bei Erreichen des Sättigungsflusses im HilfsÜbertrager Tr wird die Sekundärspannung U_s- zu Null. Damit wird das Basispotential des Schalttransistors TsI an den Pluspol der Batterie gelegt, so daß der Transistor augenblicklich sperrt. Die Ladephase des Sperrwandlers geht in die Entladephase über. Die Spannung an der Speicherdrossel Dr und am Hilfsübertrager Tr ändert ihre Polarität. Die Differenz von Primärspannung U_pr und Sekundärspannung t/_s liegt nunmehr als Sperrspannung an der Basiselektrode des Schalttransistors. Gleichzeitig wird die Diode Dl durch Umpolung der Speicherdrosselspannung leitend. Der Entladestrom der Speicherdrossel Dr fließt über die Diode DI zum Lackkondensator C 1 und den Lastwiderstand W. Nach beendeter Entladung der Speicherdrossel wird deren Spannung zu Null. Der beschriebene Vorgang wiederholt sich, beginnend mit der Ladephase des Sperrwandlers, von neuem, wie oben beschrieben.When the saturation flux is reached in the auxiliary transformer Tr , the secondary voltage U _s - becomes zero. The base potential of the switching transistor TsI is thus applied to the positive pole of the battery, so that the transistor blocks immediately. The charging phase of the flyback converter changes to the discharging phase. The voltage at the storage choke Dr and at the auxiliary transformer Tr changes polarity. The difference between the primary voltage U _pr and the secondary _{voltage t / s} is now applied as a reverse voltage to the base electrode of the switching transistor. At the same time, the diode Dl becomes conductive by reversing the polarity of the storage inductor voltage. The discharge current of the storage choke Dr flows via the diode DI to the lacquer capacitor C 1 and the load resistor W. After the storage choke has been discharged, its voltage becomes zero. The process described is repeated, beginning with the charging phase of the flyback converter, as described above.

Der intermittierende Betrieb des Sperrwandlers ergibt sich durch Zusammenwirken! der Meßschaltung, der Schmitt-Trigger-Schaltung und des Schaltverstärkers wie folgt: Zu dem Zeitpunkt, zu dem die magnetische Energie der Speicherdrossel sich entlädt, steigt die Spannung am Ladekondensator C1 und an dem parallel dazu liegenden Verbraucher W. Je nach der Größe des Laststromes werden nach einem vorübergehenden kurzen Einschaltvorgang eine oder mehrere Perioden des Sperrwandlers die Ausgangsspannung auf den Wert der zulässigen Regelabweichung, die etwa wenige Zehntel V beträgt, anheben. Da es sich um einen Zweipunktregler handelt, wird die Ausgangsspannung U 2 zwischen den Schaltpunkten schwanken. Diese Punkte werden im wesentlichen durch die Z-Diode ZD 1 und durch die Schaltschwelle des Schmitt-Triggers Ts3, Ts4 bestimmt. Ist die obere Schaltschwelle erreicht, dann wird der Kippvorgang des Schmitt-Triggers eingeleitet. Der Transistor Ts4 wird leitend und der Transistor Ts3 in den gesperrten Zustand gesteuert. Mit der Sperrung des Transistors Ts3 wird der Schaltverstärker Ts2 geöffnet und damit die Basis des Schalttransistors TsI auf das Potential der Z-Diode ZD 2 gelegt, die über den Widerstand R 4 einen Vorstrom erhält. Die Basiselektrode des Schalttransistors wird somit positiv, so daß der Schalttransistor Ts 1 augenblicklich gesperrt ist. Der Betrieb des Sperrwandlers wird dadurch unterbrochen, bis durch Absinken der Ausgangsspannung 1/2 am Ladekondensator die untere Schaltschwelle des Schmitt-TriggersThe intermittent operation of the flyback converter results from interaction! the measuring circuit, the Schmitt trigger circuit and the switching amplifier as follows: At the point in time at which the magnetic energy of the storage choke is discharged, the voltage on the charging capacitor C 1 and on the parallel consumer W. Depending on the size of the Load current, one or more periods of the flyback converter will increase the output voltage to the value of the permissible control deviation, which is approximately a few tenths of V , after a brief, temporary switch-on process. Since it is a two-point regulator, the output voltage U 2 will fluctuate between the switching points. These points are essentially determined by the Zener diode ZD 1 and the switching threshold of the Schmitt trigger Ts3, Ts4 . Once the upper switching threshold has been reached, the Schmitt trigger is initiated. The transistor Ts4 is turned on and the transistor Ts3 is switched to the blocked state. When the transistor Ts3 is blocked, the switching amplifier Ts2 is opened and thus the base of the switching transistor TsI is connected to the potential of the Zener diode ZD 2, which receives a bias current via the resistor R 4. The base electrode of the switching transistor is thus positive, so that the switching transistor Ts 1 is momentarily blocked. The operation of the flyback converter is interrupted until the lower switching threshold of the Schmitt trigger is reached by the drop in output voltage 1/2 at the charging capacitor

ίο erreicht wird und die Basis des Schalttransistors wieder freigegeben wird. Dieser Vorgang wiederholt sich in Abhängigkeit von der Größe des entnommenen Laststromes bzw. von der damit bedingten Ausgangsspannung am Ladekondensator.ίο is reached and the base of the switching transistor is released again. This process is repeated depending on the size of the removed Load current or the resulting output voltage on the charging capacitor.

Das Schaltverhalten der Schaltungsanordnung bei konstanter Eingangsspannung i/l wird in Fig. 2 bei großem Lastwiderstand W und in Fig. 3 bei kleinem Lastwiderstand W wiedergegeben. In Fig. 2a bzw. 3 a ist die Spannung an der Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors Ts 1 in Abhängigkeit von der Zeit aufgetragen. In den Sperrphasen des Schalttransistors liegt die Summe von Eingangs- und Ausgangsspannung an der Kollektor-Emitter-Strecke. In der Fig. 2b bzw. 3b ist der in den Durchlaßphasen des Schalttransistors linear bis auf den maximalen Drosselstrom ansteigende Kollektorstrom in Abhängigkeit von der Zeit dargestellt. Zwischen einzelnen Gruppen von Stromimpulsen liegen längere Totzeiten, in denen die Ausgangsspannung ihren Sollwert besitzt und während der der Sperrwandler abgeschaltet ist. In Fig. 2c bzw. 3c ist ebenfalls in Abhängigkeit von der Zeit der Strom durch die Diode D 1 dargestellt, der jeweils in den Sperrphasen des Schalttran-■ sistors durch Entladung der magnetischen Energie der Speicherdrossel auftritt. Die Fig. 2d bzw. 3d enthalten die oszillographierte Spannung am Ladekondensator. Die obere und untere Schaltschwelle, die den Schmitt-Trigger der einen oder anderen Richtung beeinflussen, sind durch gestrichelte Linien parallel zur Zeitachse angedeutet.The switching behavior of the circuit arrangement with a constant input voltage i / l is shown in FIG. 2 with a high load resistance W and in FIG. 3 with a low load resistance W. In Fig. 2a and 3a, the voltage across the collector-emitter path of the switching transistor Ts 1 is plotted as a function of time. In the blocking phases of the switching transistor, the sum of the input and output voltage is at the collector-emitter path. In FIGS. 2b and 3b, the collector current, which increases linearly up to the maximum inductor current in the conducting phases of the switching transistor, is shown as a function of time. There are longer dead times between individual groups of current pulses, during which the output voltage has its setpoint value and during which the flyback converter is switched off. In Fig. 2c and 3c, the current through the diode D 1 is also shown as a function of time, which occurs in each case in the blocking phases of the switching transistor by discharging the magnetic energy of the storage choke. FIGS. 2d and 3d contain the oscillographed voltage on the charging capacitor. The upper and lower switching thresholds, which influence the Schmitt trigger in one direction or the other, are indicated by dashed lines parallel to the time axis.

Durch Vergleich der in F i g. 2 und 3 dargestellten charakteristischen Strom- und Spannungswerte der Schaltungsanordnung wird deutlich, daß bei kleinem Lastwiderstand, d. h. bei höherer Stromentnahme, eine größere Anzahl von Stromimpulsen je Periode für die Konstanthaltung der Ausgangsspannung erforderlich ist. Dementsprechend sind die Einschaltzeiten des Sperrwandlers bei großem und kleinem Lastwiderstand verschieden groß.By comparing the in F i g. 2 and 3 characteristic current and voltage values of the The circuit arrangement makes it clear that with a small load resistance, i. H. with higher current consumption, a larger number of current pulses per period is required to keep the output voltage constant is. The switch-on times of the flyback converter are accordingly large and small Load resistance of different sizes.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 1 sheet of drawings

Claims

Paterite claims:

1.Circuit arrangement for generating a regulated DC voltage using a DC-DC converter working according to the flyback converter principle with a storage choke and a switching transistor, the base electrode of which is connected to the output of a two-point control device that switches the oscillations of the flyback converter on and off depending on the DC voltage to be regulated Provides control voltage, characterized in that the storage choke (Dr) is connected in parallel to the primary side of an auxiliary transformer (7Y) operating in the saturation range, the secondary winding of which is in the base circuit of the switching transistor (TsI) of the flyback converter.

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the difference between the secondary and primary voltage of the auxiliary transformer (Tr) is effective in the base circuit of the sound transistor (TsI).

2525th