DE1441876C - Schaltung zur Verstärkungsregelung mit einem Richtleiter - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Verstärkungsregelung mittels eines zwischen zwei insbesondere in Basisschaltung betriebenen Transistoren eines Hochfrequenzverstärkers eingeschalteten Dämpfungsnetzwerkes, das aus einer parallel zum Ausgang der ersten Stufe liegenden Reihenschaltung eines Kondensators und eines durch einen Vorstrom in Durchlaßrichtung eingestellten Richtleiters besteht.

Verstärker für hohe Frequenzen sollen häufig .in ihrer Verstärkung stetig einstellbar oder regelbar sein. "> Insbesondere trifft dies zu für die Zwischenfrequenzverstärker in Richtfunksystemen zur Übertragung vieler Telegrafie- oder Telefoniekanäle, bei denen zur Fading-Regelung einstellbare Dämpfungsglieder verwendet werden, die zwischen die einzelnen Verstärkerstufen gelegt sind. Hierbei ist die Forderung gegeben, daß im Übertragungsfreqiienzbereich bei der Regelung keine wesentlichen Änderungen des Amplituden- und Gruppenlaufzeitganges des Verstärkers auftreten. Diese Forderung ist für regelbare Verstärker im Bereich höherer Frequenzen, beispielsweise im Bereich zwischen 50 und 100 MHz, und bei großen Verstärkerbandbreiten, z. B. 30 MHz und mehr, schwer zu erfüllen. Außerdem soll die Einstellung der Dämpfungsglieder auch einfach erfolgen, z. B. mit einem Steuer- gleichstrom, der eine automatische Regelung auf elektrischem Wege zuläßt. In den Dämpfungsgliedern werden als Regelglieder meist Richtleiter verwendet, denn deren Widerstand ist steuerbar. Es hat sich aber gezeigt, daß dieser Widerstand bei höheren Frequenzen nicht mehr rein reell ist, sondern Blindkomponenten hat, die abhängig von der Aussteuerung des Richtleiters sind. Damit ist es schwierig, bei Dämpfungsnetzwerken mit Richtleiterndie vorstehenden Forderungen zu erfüllen.

Durch die deutsche Auslegeschrift L 047 268 ist eine selektive Hochfrequenzverstärkerschaltung der eingangs genannten Art bekannt, bei der im Längskreis ein Widerstand liegt, dessen Wert größer ist als der Durchlaßwiderstand der voll ausgesteuerten Diode, aber kleiner als der innere Kollektorwiderstand des ersten Transistors. Der Zweck dieser Dimensionierung ist, beim dort vorliegenden hochselektiven Verstärker die Impedanzänderungen der Transistoren beim Regeln möglichst zu verhindern. Mit der angegebenen Schaltung und Dimensionieruiig lassen sich jedoch die hier vorliegenden und oben geschilderten strengen Anforderungen für einen Breitbandverstärker bei höheren Frequenzen nicht verwirklichen, sonderndiese Probleme bestehen nach wie vor.

Den vorgeschilderten Schwierigkeiten kann jedoch dann mit Erfolg begegnet werden, wenn bei einer Schaltung zur Verstärkungsregelung mittels eines zwischen zwei insbesondere in Basisschaltung betriebenen Transistoren . eines Hochfrequenzverstärkers eingeschalteten Däinpfungsnetzwerkes, das aus einer parallel zum Ausgang der ersten Stufe liegenden Reihenschaltung eines Kondensators und eines durch einen Vorstrom in Durchlaßrichtung eingestellten Richtleiters besteht, gemäß der Erfindung der vorzugsweise einstellbare Kondensator und ein parallel dazu liegender Widerstand so dimensioniert sind, daß bei Einstellung auf maximale Übertragungsdänipfung '(Diodenstrom maximal) eine weitgehend frequenzunabhüngige Stromaufteilung zwischen dem Riclitleiterzweig und dem parallel dazu liegenden Eingangskreis der folgenden Transistorstufe besteht und daß eine parallel zum Richtleiterzweig liegendeKapazität so . ■ gewählt ist, daß das mit dem Eingangswiderstand des folgenden Transistors einen Tiefpaß bildende Koppelnetzwerk bei Einstellung des Richtleitervorstroms auf minimale Dämpfung (Diodenwiderstand maximal) einen maximal flachen Amplitudengang aufweist.

Es ist dabei vorteilhaft, in Serie mit dem Eingangskreis des folgenden Transistors, wie an sich bekannt, einen zusätzlichen Widerstand zu legen, dessen Widerstandswert entsprechend einem vorgegebenen Maximalwert der Übertragungsdämpfung gewählt ist.

Eine Optimaldimensionierung des Netzwerks läßt sich dann erzielen, wenn die parallel zu den Streukapazitäten, dargestellt durch die Ausgangskapazität Cc des vorausgehenden Transistors und die Kapazität der Diode beim maximalen Diodenwiderstand liegende Kapazität C₁ in bezug auf den durch den Widerstand R₁ ergänzten Eingangswiderstand (Induktivität L_e in Serie mit dem Widerstand R_e) der folgenden Transistorstufe so dimensioniert sind, daß

C₁ + Cc + C_R=

^2Le

Nachstehend wird die Erfindung an Hand eines Ausführungsbeispiels näher erhäutert.

Die F i g. 1 zeigt einen Ausschnitt aus einem Breitbandverstärker, und zwar den Teil, der keine frequenzselektiven Kreise, sondern nur das Dämpfungsnetzwerk enthält. Die frequenzselektiven Stufen des Verstärkers sind vorausgehend und »sind nachfolgend. In der F i g. 1 sind zwei Transistorstufen, bestückt mit den Transistoren T₁ und T₂, die in diesem Beispiel als Basisstufen ausgeführt sind, gezeigt, die über ein in der Übertragungsdämpfung regelbares Koppelnetzwerk miteinander verbunden sind. Die Widerstände R und die Drosseln Dr dienen der hochfrequenzmäßig entkoppelten Stromzuführung zu den Transistoren. Der Entkopplung der Spannungsquellen von den' Hochfrequenz führenden Schaltungsteilen dienen die Kondensatoren C.?. Die Spannungszuführungen zu den Transistoren sind mit Ue bzw. Uc bezeichnet. Das Koppelnetzwerk ist eingangsseitig über den Kondensator Ck₁ an den Ausgang des Transistors T₁ und ausgangsseitig über den Kondensator Ck₂ an den Eingang des Transistors T₂ angeschaltet. Der Kapazitätswert dieser beiden Kondensatoren ist so hoch gewählt, daß ihr kapazitiver Widerstand bei der Betriebsfrequenz, also im Durchlaßbereich des frequenzselektiven Breitbandverstärkers, vernachlässigbar klein ist.

Das eigentlich regelbare Koppelnetzwerk besteht aus einem Widerstand A₁, der zwischen den beiden Koppelkondensatoren Ck₁ und Ck₂ eingeschaltet ist, sowie aus einem Richtleiter Rl, zu dem in Serie die Parallelschaltung aus einem im Kapazitätswert veränderbaren Kondensator C₃ und einem Widerstand R, gelegt ist. Parallel zu diesem Richtleiterzweig ist eine weitere im Kapazitätswert veränderbare Kapazität C₁ gegen Masse gelegt. Der Richtleiter führt von der Verbindung von Ck₁ und R₁ aus ebenfalls gegen Masse. Dem Richtleiter R-, wird über eine Hochfrequenzdrossel Dr ein Vorstrom Jr zugeführt. Dieser Vorstrom Jr dient der Einstellung des Richtleiterwiderstandes und wird z. B. von der Regelspannungsquelle des Empfängers bzw. des Verstärkers her zugeführt. Diese Regelspannungsquelle ist nur durch die Stromzuführung Jn angedeutet. Die Dimensionierung der

Schaltung für die eingangs geforderten Werte wird wie folgt vorgenommen.

Der Widerstand R₁ zwischen den beiden Koppelkondensatoren wird so gewählt, daß die geforderte maximale Übertragungsdämpfung, d. h. die Übertragungsdämpfung bei Einstellung des Richtleitervorstromes Jr auf den Maximalwert von z. B. 20 niA, erreicht ist.

In diesem Fall wirkt der Richtleiter in Verbindung mit unvermeidbaren Zuleitungsinduktivitäten wie die Serieaschaltung eines ohmschen und eines induktiven Widerstandes. Das Ersatzschaltbild des Verstärkerabschnitts der F i g. 1 zeigt für diesen Fall die F i g. 2.

J₁ ist eine Stromquelle, die den Ausgangswechselstrom des Transistors T₁ liefert. Stromspeisung aus einer Quelle sehr hohen inneren Widerstandes kann hier wegen der Basisschaltung des Transistors T₁ angenommen werden. Parallel zu dieser Stromquelle liegen die Kapazitäten C₁ und Cc- Cc ist die Kollektorkreiskapazität des Transistors 7\. C₁ ist eine Zusatzkapazität, die später an Hand der F i g. 3 behandelt wird. Der Strom J₁ teilt sich auf in einen Zweig, der aus dem Widerstand R₁, dem Eingangswiderstand Re der folgenden Transistorstufe T₂ und der Eingangsinduktivität Lb derselben Stufe besteht. Durch diesen Zweig fließt der Eingangsstrom J₂ des zweiten Transistors T₂. Der andere Stromzweig besteht aus der Impedanz des Richtleiters mit der ohmschen Komponente Rr und der induktiven Komponente Lr. In Serie zu Rr und Lr liegt die erwähnte Parallelschaltung von C₂ und R₂. Durch Wahl des Kapazitätswertes von C₂ und des Widerstandswertes von R₂ kanu der Impedanzwert des die Serieninduktivität des Richtleiters enthaltenden Querzweiges bei maximaler Übertragungsdämpfung des Vierpols so eingestellt werden, daß in einem großen Frequenzbereich eine praktisch frequenzunabhängige Stromauf teilung JJJ₁ zwischen dem Parallelzweig, bestehend aus Rr, Lr, C₃, R.,, und dem Längszweig, bestehend aus A₁, Re, Le, gegeben ist. Die Kapazitäten Cc und C₁ sind im Übertragungsfrequenzband gegenüber dem Parallelzvveig hochohmig und haben bei der Einstellung auf maximale Übertragungsdämpfung, d. h. bei niederohmigem Richtleiter, im Durchlaßbereich des Verstärkers keinen wesentlichen Einfluß auf dessen Amplitudenabhängigke'it von der Betriebsfrequenz (Amplitudengang). Die Feineinstellung des Amplitudenganges in diesem Regelzustand wird mit Hilfe des Kondensators C>, der z. B. als Trimmerkondensator ausgebildet ist, vorgenommen. Die Einstellung des Trimmers erfolgt so, daß sich in diesem Regelzustand der Stufe eine möglichst flache Durchlaßkurve im Übertragungsbereieh zeigt,

d. h. -Jr- — const.

■Λ .

Bei Einstellung des Diodenwiderstandes auf den Maximalwert, d. h. auf minimale Übertragungsdämpfung des Netzwerkes, fließt durch den Richtleiter praktisch kein Gleichstrom. Der Richtleiter wirkt in diesem Fall wie eine Kapazität Cr. Das Ersatzschaltbild für diesen Fall, d. h. für minimale Übertragungsdämpfung ties Netzwerkes, ist in F i g. 3 dargestellt.

In der F i g. 3 liegt parallel zu der Stromquelle J₁ die Parallelschaltung der Kondensatoren Cc, C₁ und Cr. Die Elemente des Längszweiges R₁, Re, Le sind ebenso wie in F i g. 2 gegeben. Das Netzwerk hat somit Tiefpaßcharakter. Durch den veränderbaren Kondensator C₁, der beispielsweise als Trimmerkondensator ausgebildet ist, läßt sich die Gesamtkapazität im Para lelzweig einstellen und damit ein maximal flacher Amplitudengang der Stufe erreichen. Hierzu ist es erforderlich, daß folgende Gleichung erfüllt wird:

Cc+C₁ IQ=

:■ R,Y

Es ist vorteilhaft, wenn die Grenzfrequenz des Tiefpasses möglichst weit über dem Übertragungsfrequenzband liegt. Die Grenzfrequenz des Netzwerkes ist gegeben durch die Gleichung

MG; ■- C₁ r C,;)

Meist genügt es, wenn die Grenzfrequenz den doppelten Wert der höchsten Frequenz des Übertragungsfrequenzbandes hat. In diesem Fall fließt dann praktisch der gesamte Signalwechselstrom ohne Dämpfung

durch das Netzwerk d. h., das Stromverhältnis /

ist dann praktisch konstant und gleich 1.

Bei einer derartigen Dimensionierung der Schaltung nach der F i g. 1 bleibt im Übertragungsfrequenzbereich der Amplitudengang des Koppelnetzwerkes bei allen Einstellungen des Richtleitervorstromes zwischen maximaler und minimaler Dämpfung praktisch konstant. Auch der Laufzeitgang des Dämpfungsnetzwerkes ist praktisch nicht mehr störend, weil die Grenzfrequenz des durch den Dämpfungsvierpol gebildeten Tiefpasses weit oberhalb der höchsten Betriebsfrequenz liegt.

Die ertindungsgemäße Schaltung zeichnet sich somit durch eine ebene Durchlaßkurve und eine praktisch konstante Gruppenlaufzeit für eine sehr große Bandbreite inne-halb des gesamten Regelbereiches aus. Weiterhin ist die Durchlaßkurve beim Minimalwert und beim Maximalwert der Dämpfung mit je einem Trimmerkondensator unabhängig voneinander einstellbar, und der Minimalwert der Dämpfung des Koppelnetzwerkes kann praktisch gleich null Dezibel gewählt werden.

Bei Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltung zur Pegelregelung in Verstärkern ist ein Dämpfungsregelbereich bis etwa 15 db ohne weiteres erreichbar. In Breitbandverstärkern, bei denen an den Laufzeitgang und an den Amplitudengang des Verstärkers größere Anforderungen gestellt werden, ist es vorteilhaft, einen Regelumfang von etwa 10 db nicht zu überschreiten. Die Verstärkung der vorausgehenden Stufe sollte der Maximaldämpfung des nachfolgenden Dämpfungsreglers angepaßt sein, d. h. etwa dieser gleich sein.

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Verstärkungsregelung mittels eines zwischen zwei insbesondere in Basisschaltung betriebenen Transistoren eines Hochfrequenzverstärkers eingeschalteten Dämpfungsnetzwerkes, das aus einer parallel zum Ausgang der ersten Stufe liegenden Reihenschaltung eines Kondensators und eines durch einen Vorstrom in Durchlaßrichtung eingestellten Richtleiters besteht, dadurc h gekennzeichnet, daß der vorzugsweise einstellbare Kondensator (C,) und ein parallel dazu liegender Widerstand (K₃) ^s0 dimensioniert sind.

i 441 Ö /O

daß bei Einstellung auf maximale Übertragungsdämpfung (Diodenvorstrom maximal) eine weitgehend frequenzunabhängige Stromaufteilung zwischen dem Richtleiterzweig und dem parallel dazu liegenden Eingangskreis der folgenden Transistorstufe besteht, und daß eine parallel zum Richtleiterzweig liegende Kapazität (C₁) so gewählt ist, daß das mit dem Eingangswiderstand des folgenden Transistors einen Tiefpaß bildende Koppelnetzwerk bei Einstellung des Richtleitervorstromes auf minimale Dämpfung (Diodenwiderstand maximal) einen maximal flachen Amplitudengang aufweist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in Serie mit dem Eingangskreis des folgenden Transistors, wie an sich bekannt, ein zusätzlicher Widerstand (A₁) gelegt ist, dessen Widerstandswert entsprechend einem vorgegebenen Maximalwert der Übertragungsdämpfung gewählt ist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität C₁ parallel zu den Streukapazitäten, dargestellt durch die Ausgangskapazität Cc des vorausgehenden Transistors, und die Kapazität der Diode beim maximalen Diodenwiderstand in bezug auf den durch den Widerstand R₁ ergänzten Eingangswiderstand (Induktivität L_e in Serie mit dem Widerstand R_e) der folgenden Transistorstufe wie folgt dimensioniert sind:

C₁ 4- Cc + Cr =

2Le
(R₁ +

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