-
Verstärkungsschaltung mit zwei von einem Magnetverstärker in Gegenkontakt
gesteuerten Transistoren Bei verschiedenen Geräten, insbesondere bei Steuer-und
Regelgeräten, tritt das Problem auf, in Abhängigkeit von einem kleinen Gleichstrom
oder einer kleinen Gleichspannung, z. B. von der Ausgangsspannung einer Widerstandsmeßbrücke,
zwei Lastwiderstände, beispielsweise Heizwiderstände oder Relais, im Gegentakt zu
steuern.
-
Die Erfindung bezieht sich auf eine besonders einfache Verstärkerschaltung
für diesen Zweck. Dabei soll als Vorverstärker ein Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung
verwendet werden, der zwei als Nachverstärker dienende Transistoren im Gegentakt
steuert. Der Magnetverstärker ist als Vorverstärker für diesen Zwecke sehr geeignet,
weil er stabil und robust ist und zudem den Vorteil hat, daß in ihm bei Verwendung
mehrerer Steuerwicklungen verschiedene Steuersignale galvanisch getrennt einander
überlagert werden können.
-
Eine Möglichkeit, zwei Transistoren durch einen Magnetverstärker im
Gegentakt zu steuern, besteht darin, daß der Magnetverstärker selbst bereits als
Gegentaktverstärker ausgelegt wird. Dann kann ohne Zwischensiebung eine nachfolgende
Transistorstufe im Gegentakt ausgesteuert werden. Der Magnetverstärker in Gegentaktschaltung
benötigt aber den doppelten Aufwand wie ein einfacher Magnetverstärker, Um diesen
Aufwand zu vermeiden, hat man für den genannten Zweck auch schon einen einseitigen
Magnetverstärker mit nur einem Transduktor verwendet und ihn gegen eine konstante
Gleichspannung arbeiten lassen, damit die Transistorstufe im Gegentakt ausgesteuert
werden kann. Bei dieser bekannten Lösung ist es aber nötig, zwischen dem Magnetverstärker
mit Gegenspannung und dem Transistoreingang Siebglieder zu schalten, die eine Glättung
der verzerrten Ausgangsgleichströme des Magnetverstärkers vornehmen.
-
Die Verstärkerschaltung nach der Erfindung benötigt ebenfalls nur
einen Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung mit einfachem Ausgang zur Gegentaktsteuerung
der beiden Transistoren, erfordert aber keinerlei Glättungsmittel zwischen den beiden
Verstärkerstufen und ist deshalb im Aufbau wesentlich einfacher.
-
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß als Speisespannung für
die Lastkreise der beiden Transistoren die in einem Doppelweggleichrichter gleichgerichteten,
ungeglätteten Halbwellen einer mit der Speisespannung des Magnetverstärkers gleichphasigen
Wechselspannung dienen und daß die Steuerkreise der beiden Transistoren mit dem
Ausgang des Magnetverstärkers ohne Zwischenschaltung von Glättungsmitteln derart
verbunden sind, daß die ausgesteuerten Halbwellenteile der Ausgangsspannung des
Magnetverstärkers den einen, die gesperrten Halbwellenteile den anderen Transistor
freigeben.
-
Die Verstärkerschaltung nach der Erfindung hat weiterhin den Vorteil,
daß bei geeigneter Auslegung die Transistoren mit äußerst geringer Verlustleistung
betrieben werden können, obwohl sie nicht im reinen Schaltbetrieb arbeiten.
-
Die Verstärkerschaltung gemäß der Erfindung möge an Hand der Zeichnungen
näher erläutert werden. Es zeigen F i g. 1, 7 und 13 verschiedene Ausführungsbeispiele
der Erfindung im Schaltungsschema, F i g. 2 bis 6, 8 bis 11 und 14 bis 16 Diagramme,
die den Steuervorgang erläutern, und F i g. 12 ein Diagramm, aus dem die geringe
Verlustleistung des Transistors hervorgeht.
-
In F i g. 1 ist mit 1 ein Magnetverstärker in Selbstsättigungsschaltung
mit Gleichstromausgang dargestellt. Er besteht aus den beiden Arbeitswicklungen
2 und 3, denen die beiden Steuerwicklungen 4 und 5 zugeordnet sind. Diese
beiden Arbeitswicklungen 2 und 3 sind je in Reihe mit einem Gleichrichter 6 bzw.
7 in Mittelpunktschaltung an die Sekundärwicklung 8
eines Transformators 9
angeschlossen, dessen Primärwicklung 10 an dem Netz liegt. Der Belastungswiderstand
des Magnetverstärkers 1 liegt hier nicht, wie sonst üblich, in der Mittelpunktsleitung,
sondern ist in zwei gleiche Teilwiderstände 11 und 12 aufgespalten,
von
denen jeder in Reihe mit nur einer der beiden Arbeitswicklungen 2 bzw. 3 liegt.
Jeder der beiden Widerstände 11 und 12 führt nur in einer der beiden Halbwellen
der an der Sekundärwicklung 8 des Transformators 9 auftretenden Wechselspannung
Strom. Je nach der Größe der resultierenden Vormagnetisierung der beiden Transduktorkerne
beginnt dieser Strom aber erst zu einem früheren oder späteren Zeitpunkt innerhalb
der betreffenden Halbwelle. Zu diesem Zeitpunkt liegt die gesamte Spannung an der
Arbeitswicklung 2 bzw. 3 des betreffenden Transduktors. In dem genannten Zeitpunkt
kommt der Kern des Transduktors in die Sättigung, und die Spannung an seiner Arbeitswicklung
verschwindet bis auf einen gewissen Rest, so daß nunmehr nahezu die gesamte Spannung
an dem mit der Arbeitswicklung in Reihe geschalteten Teilwiderstand 11 bzw. 12 auftritt.
Die beiden pnp-Transistoren 13 und 14 liegen, je in Reihe mit ihrem Lastwiderstand
15 bzw. 16, an der ungeglätteten Ausgangsspannung eines Doppelweggleichrichters
17, der wechselstromseitig von einer mit der Spannung in der Sekundärwicklung 8
phasengleichen Spannung gespeist wird.
-
Der Steuerkreis des Transistors 13 liegt unmittelbar an der Arbeitswicklung
3 des Magnetverstärkers 1, während der Steuerkreis des Transistors 14 an dem Teilwiderstand
11 der Arbeitswicklung 2 des Magnetverstärkers 1 liegt. Das hat zur Folge, daß der
Transistor 13, dessen Arbeitskreis von dem Doppelweggleichrichter 17 ständig mit
Spannungshalbwellen beaufschlagt wird; die den Emitter positiv gegenüber dem Kollektor
machen, jeweils dann leitend wird und einen Kollektorstrom Icl führt, wenn die von
der linken Hälfte der Sekundärwicklung 8 gelieferte Wechselspannung als Spannung
U, an der Arbeitswicklung 3 des Magnetverstärkers 1 anliegt. Das ist wegen
des Gleichrichters 6 nur in jeder zweiten Halbwelle der Fall, und zwar jeweils vom
Beginn dieser Halbwelle bis zu einem Zeitpunkt innerhalb dieser Halbwelle, der von
der Vormagnetisierung des Magnetverstärkers abhängt.
-
Der Steuerkreis des-Transistors 14 liegt dagegen an der Spannung U2,
die an dem Teilwiderstand 11 für die Arbeitswicklung 2 des Magnetverstärkers
1 auftritt. Die Spannung U2 an dem Teilwiderstand 11 tritt wegen des Gleichrichters
7 ebenfalls nur in jeder zweiten Halbwelle auf, und zwar immer in denjenigen Halbwellen,
in denen an der Arbeitswicklung 3 keine Spannung auftritt. Dabei setzt die Spannung
U2 in der betreffenden Halbwelle mit einer von der Vormagnetisierung des Magnetverstärkers
abhängigen Verzögerung ein und steht bis zum Ende der Halbwelle an.
-
Zweckmäßig wird der die Steuerwicklungen 5 des Magnetverstärkers 1
durchfließende Vormagnetisierungsstrom I" so eingestellt, däß bei dem Steuerstrom
IS = 0 der Magnetverstärker 1 gerade zur Hälfte ausgesteuert wird. Dann. betragen
die Zeiten; während deren die Spannungen U1 bzw. U2 auftreten, genau eine halbe
Halbwelle, und die Mittel= werte beider Spannungen sind, wie in F i g. 2 dar= gestellt,
bei dem Steuerstrom I, = 0 einander gleich. Wird der Steuerstrom geändert, so ändern
sich die Mittelwerte der beiden Spannungen U,. und U2 gegenläufig.
-
Die Diagramme der F i g. 3 und 4 gelten für den Fall, daß der Steuerstrom
IS = 0 ist. F i g. 3 zeigt oben den Verlauf der Spannung U,. an der Arbeits,# wicklung
3. Die Spannung U1 tritt, wie gesagt, nur in jeder zweiten Halbwelle auf, und zwar
hier in den mit ungeraden Ziffern 1 und 3 bezeichneten Halbwellen. Der Verlauf der
Spannung umschließt die schraffierten Spannungszeitflächen F, und verläuft in den
Zwischenzeiten etwa auf der Nullinie. F i g. 3 zeigt unten in gleicher Darstellung
den entsprechenden Verlauf des Kollektorstromes Icl des Transistors 13.
-
In F i g. 4 ist oben der Verlauf der Spannung U2 an dem Teilwiderstand
11 dargestellt. Entsprechend den schraffierten Flächen FZ tritt diese Spannung nur
in den mit geraden Ziffern versehenen Halbwellen auf. Das Gleiche gilt für den in
F i g. 4 unten gezeigten Kollektorstrom 1c, des Transistors 14. Die Zeitdauer,
während deren die Spannungen U1 und U2 auftreten und dementsprechend die Kollektorströme
Ic, und 1" fließen, beträgt bei dem Steuerstrom Is = 0 und der angegebenen Wahl
des Vormagnetisierungsstromes I, jeweils genau eine viertel Periode.
-
Bei einem positiven Steuerstrom 1s werden die Zeitpunkte, in denen
der Steuerstrom Icl verschwindet und der Steuerstrom Ica entsteht, innerhalb der
betreffenden Halbwellen verspätet, und es entsteht für den zeitlichen Verlauf der
Kollektorströme das Bild nach F i g. 5. Das Umgekehrte tritt bei negativen Steuerströmen
auf, bei denen der Sättigungszustand der Transduktorkerne innerhalb der betreffenden
Halbwellen bereits vor der Halbwellenmitte erreicht wird, so daß sich für die Kollektorströme
das Bild nach F i g. 6 ergibt.
-
Bei der Schaltung nach F i g. 7 arbeiten die beiden Arbeitswicklungen
2 und 3 des Magnetverstärkers 1
auf einen gemeinsamen Arbeitswiderstand
18, der somit in beiden Halbwellen stromführend ist, und zwar wiederum je nach der
Größe des SteuerstromesIs mit innerhalb der betreffenden Halbwelle verzögertem Einsatz
des Stromes und damit der an ihm auftretenden Spannung U". Von den beiden Transistoren
13 und 19 ist der erste wiederum als pnp-Transistor, der zweite jedoch als npn-Transistor
ausgebildet. Die beiden Transistorarbeitskreise, bestehend aus den beiden Transistoren
13 und 19 und den zugehörigen Lastwiderständen 15 und 16, liegen wiederum parallel
am Ausgang des Doppelweggleichrichters 17, der aus der Transformatorwicklung 20
mit einer Wechselspannung gespeist wird, .die mit der den Magnetverstärker
1 speisenden Wechselspannung gleichphasig ist.
-
Der Arbeitswiderstand 18 liegt mit seinem bei Stromdurchgang positiven
Ende unmittelbar an dem Emitter des pnp-Transistors 13, während sein negatives Ende
über einen Basisvorwiderstand 21 mit der Basis des Transistors 13 verbunden ist.
Das negative Ende des Arbeitswiderstandes 18 ist außerdem über einen Basisvorwiderstand
22 mit der Basis des npn-Transistors 19 verbunden, dessen Emitter unmittelbar an
dem negativen Pol des Doppelweggleichrichters 17 liegt.
-
Die Kennlinie des Magnetverstärkers 1 sei entsprechend der Kennlinie
U2 in F i g. 2 durch Wahl des Vormagnetisierungsstromes Iv so weit verschoben, daß
der Arbeitspunkt beim Steuerstrom IS = 0 angenähert der halben Aussteuerung des
Magnetverstärkers entspricht. Die Spannung U" an dem Arbeitswiderstand 18 zwischen
den Punkten A und D
hat dann. die in F i g. 8 dargestellte Form von
zur Hälfte abgeschnittenen Sinushalbwellen. Die schraffierten Flächen Fi, während
deren Ua vorhanden ist;
sind genauso groß wie die nicht schraffierten
Flächen F2, in denen die Wechselspannung an den Arbeitswicklungen des Magnetverstärkers
liegt.
-
Die beiden Basisvorwiderstände 21 und 22 sind viel größer als der
Arbeitswiderstand 18, als die Wicklungswiderstände der Arbeitswicklungen 2 und 3
und als der Widerstand der Basis-Emitter-Diodenstrecke der Transistoren. Der Basisstrom
Ibl des Transistors 13 ist dann praktisch durch die Spannung U. zwischen
A und B und dem Basisvorwiderstand 21 bestimmt. Der Lastwiderstand
15 und der Basisvorwiderstand 21 des Transistors 13 werden so gewählt, daß mit der
ungesiebten Gleichspannung zwischen den Punkten C und D der Kollektorstrom I" in
jedem Zeitpunkt angenähert proportional dem Basisstrom Ibl ist. I" hat dann ebenfalls
angenähert die Form der. schraffierten Flächen F1 in F i g. B.
-
Der npn-Transistor 19 wird in Emitter-Basis-Schaltung betrieben. Sein
Basisstrom Ib2 fließt vom PunktA nach B, von dort durch den Basisvorwiderstand 22
zum Emitter und von dort zum Punkt D. Während der Zeitabschnitte t1 bis t2 in F
i g. 8 herrscht zwischen den Punkten A und B von dem Magnetverstärker
her keine Spannung. Da der Basisvorwiderstand 22 viel größer als der Arbeitswiderstand
18 ist, nimmt Punkt B für diese Zeitabschnitte angenähert das Potential von A an.
Zwischen dem Basisanschluß des Transistors 19 und dem Punkt B liegt dann praktisch
die ganze Speisespannung, d. h. die Ausgangsspannung des Doppelweggleichrichters
17.
-
Der Basisvorwiderstand 22 wird so gewählt, daß kurz vor dem Zeitpunkt
t2 in F i g. 8 der Kollektorstrom I" des Transistors 19 dem Strom I,1
des
Transistors 13 kurz nach dem Zeitpunkt t2 entspricht. Wird weiter der
Scheitelwert der Spannung an dem Arbeitswiderstand 18 gemäß F i g. 8 genauso groß
gewählt wie der Scheitelwert der nicht gesiebten Ausgangsspannung des Doppelweggleichrichters
17, d. h. der Speisespannung der Transistoren, so hat im Zeitabschnitt t2 bis t3
der Punkt B das Potential von Punkt D. Zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors
19 liegt dann keine Spannung mehr, sein Basisstrom und damit auch der Kollektorstrom
1C2 werden gleich Null. Man sieht also, daß der Transistor 19 im Zeitabschnitt t1
bis t2 entsprechend der nicht schraffierten Fläche F2 in F i g. 8 Strom führt, während
der Transistor 13 von t2 bis t3 entsprechend der schraffierten Fläche F1 stromführend
ist. Die Mittelwerte beider Kollektorströme sind bei dem Steuerstrom I,
= 0 einander gleich. Fließt nun in der Steuerwicklung 4 ein von Null verschiedener
Steuergleichstrom Is, so verschiebt sich der »Zündpunkt« t2 des Magnetverstärkers
gegen t1 oder t3 je nach dem Vorzeichen von 1s. Wird z. B. die Fläche F1 größer
als F2, so wird damit auch I" größer als 1", und umgekehrt. In den F i g. 9 bis
11 sind für drei verschiedene Werte des Steuerstromes IS die Spannung U" am Arbeitswiderstand
18 und die zugehörigen Kollektorströme I,1 und 1c2 aufgetragen. Der schon erwähnte
weitere Vorteil dieser Schaltung, nämlich die gute thermische Ausnutzung der Transistoren,
geht aus F i g. 12 hervor, worin die bekannte Kennlinienschar eines Transistors
dargestellt ist. Us sei der Scheitelwert der Kollektorspeisespannung UCD. Betrachtet
man z. B. den Transistor13 im Zeitpunkt kurz vor t2 in F i g. 8, so hat dort UCD
sein Maximum, der Basisstrom Ibl ist aber gleich Null. Man befindet sich im Arbeitspunkt
P1 auf der Widerstandsgeraden W, deren Neigung den Lastwiderständen 15 und 16 entspricht.
Im Zeitpunkt kurz nach t2 erreicht sowohl die Spannung UCD im Scheitel als auch
der Basisstrom Ibl den Scheitelwert, da die Spannung zwischen A und
B, d. h. an dem Arbeitswiderstand 18, die gleiche Phasenlage hat wie die
Ausgangsspannung UCD des Doppelweggleichrichters 17. Man befindet sich dann z. B.
im Punkt P2 der F i g. 12. Die Strecke von P1 nach P2 wird entsprechend der steilen
Front von F1 in den F i g. 5, 6 wie bei einem Schalttransistor sehr rasch durchlaufen.
Im Zeitabschnitt t2 bis t3 ändern sich sowohl UCD wie Ibl einander proportional,
so daß der Arbeitspunkt von P2 über P3 nach P4 wandert. Für den npn-Transistor 19
ist der Weg derselbe, nur wird er in umgekehrter Richtung durchlaufen. Die Verlustleistung
des Transistors ist in jedem Punkt P in F i g. 12 gleich dem Produkt aus dem zugehörigen
I, und UCD. UOD ist im kritischen, langsam durchlaufenden Zeitabschnitt bei der
gewählten Dimensionierung der Schaltung nur sehr klein und weit entfernt von der
Hyperbel H der zulässigen Verlustleistung.
-
Mit der vorliegenden Schaltung ist es also nicht nur möglich, die
Siebglieder für die Lastspannung A-B und die Speisespannung C-D wegzulassen, sondern
man gewinnt durch richtige Dimensionierung mit dem beschriebenen Kombinieren der
ungesiebten Spannungen sogar wesentlich an thermischer Ausnutzung der Transistoren.
-
Bei der Schaltung nach F i g. 13 hat der Magnetverstärker 1 Wechselstromausgang,
und beide Transistoren 13 und 19 sind als pnp-Transistoren ausgeführt. Die an dem
Arbeitswiderstand 18 auftretende Wechselspannung mit angeschnittenen Halbwellen
dient als Steuerspannung für beide Transistoren, jedoch ist in den Steuerkreis des
Transistors 19 zwischen den -Punkten C und E noch eine der Transformatorwicklung
23 entnommene Wechselspannung U7, eingefügt.
-
Der Magnetverstärker 1 sei mit Hilfe des Vormagnetisierungsstromes
I2, wieder auf halbe Aussteuerung eingestellt. Für diesen Fall zeigt F i g. 14 den
Verlauf der Spannung U" über der Zeit. Die Spannung U" existiert nur während der
schraffierten Halbwellenfläche F1, ist dagegen während der komplementären Halbwellenfläche
F2 praktisch gleich Null. Wenn das Potential des Punktes B gegenüber dem der Punkte
A und C negativ ist, fließt im Transistor 13 in dem Zeitabschnitt t2 bis t3 ein
Basisstrom und damit auch ein Kollektorstrom über den Lastwiderstand 15. Ist das
Potential von B gegenüber A Null oder positiv, so fließt kein Kollektorstrom.
Im Transistor 19 fließt dagegen Strom, wenn das Potential von B gegenüber dem Emitter
Punkt E negativ ist. Damit dies in den nicht schraffierten komplementären Spannungszeitflächen
der Ausgangsspannung U", also z. B. zwischen t3 und t4 der Fall ist, wird gleichzeitig
mit Hilfe der erwähnten Wechselspannung U, das Potential des Punktes E gegenüber
C positiv gemacht. Jeder Transistor führt in jeder zweiten Halbwelle Strom, und
zwar der eine in den ausgesteuerten, der andere in den nicht ausgesteuerten Teilen
der betreffenden Halbwelle. Wie sich der Verlauf der Kollektorströme I,1 und 1,2
ändert, wenn sich der Steuerstrom 1s ändert, geht sinngemäß aus den Ausführungen
zu F i g. 3 hervor (s. F i g. 15 und 16).