DE1206475B

DE1206475B - Saw tooth generator

Info

Publication number: DE1206475B
Application number: DET25743A
Authority: DE
Inventors: Oliver Dalton; Robert George Rullman
Original assignee: Tektronix Inc
Current assignee: Tektronix Inc
Priority date: 1964-03-03
Filing date: 1964-03-03
Publication date: 1965-12-09

Description

Sägezahngenerator Die Erfindung betrifft einen Sägezahngenerator mit einem gegebenenfalls aus mehreren auswahlbaren Kondensator und einem von mehreren in Reihe mit dem Kondensator und einer Spannungsquelle schaltbaren Widerstand, bei welchem die Ausgangsgröße bestimmt wird von einem die Spannung umpolenden Verstärker, dessen Eingang an der Verbindung von Widerstand und Kondensator und dessen Ausgang an der anderen Platte des Kondensators liegt.Sawtooth generator The invention relates to a sawtooth generator one optionally selectable from several capacitors and one of several in series with the capacitor and a voltage source switchable resistor, at which the output variable is determined by an amplifier that reverses the polarity of the voltage, its input at the connection of resistor and capacitor and its output on the other plate of the capacitor.

Bei Sägezahngeneratoren dieser Gattung hängen die Dauer und die Höhe der erzeugten Sägezahnimpulse im wesentlichen von den elektrischen Werten des Kondensators und des Widerstandes ab. Wenn man nun zur Erzeugung verschiedener Sägezahngrößen den Widerstand durch einen entsprechenden Schalter durch einen anderen Widerstand ersetzt, so ändern sich dadurch die Spannungsverhältnisse in der üblichen Reihenschaltung von Kondensatorwiderstand und EMK. Insbesondere ändert sich bei Beginn eines Sägezahnimpulses die Anfangsspannung, weil das Potential der Verbindungsstelle zwischen Kondensator und zeitbestimmendem Widerstand abhängig ist von der Größe dieses Widerstandes.In the case of sawtooth generators of this type, the duration and the height depend of the sawtooth pulses generated essentially depend on the electrical values of the capacitor and resistance. Now if you want to generate different sawtooth sizes the resistor through a corresponding switch through another resistor replaced, this changes the voltage ratios in the usual series connection of capacitor resistance and emf. In particular, it changes at the start of a sawtooth pulse the initial voltage because the potential of the junction between capacitor and time-determining resistance depends on the size of this resistance.

Die Erfindung hat sich zum Ziel gesetzt, die Abhängigkeit der Anfangsspannung der Sägezahnimpulse von der Größe des zeitbestimmenden Widerstandes unabhängig zu machen; erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß parallel zum Kondensator bei einem Sägezahngenerator der oben angegebenen Gattung eine Spannungsgegenkopplungsschleife mit ihrem Ausgang am Eingang des Verstärkers und mit ihrem Eingang am Ausgang desselben, d. h. an der anderen Platte des Kondensators liegt und daß im Ausgang der Gegegenkopplungsschleife ein bei Anliegen eines Triggerimpulses geöffneter elektronischer Schalter liegt.The invention has set itself the goal of the dependence of the initial voltage of the sawtooth pulses of the size of the time-determining resistance do; according to the invention this is achieved in that parallel to the capacitor a voltage negative feedback loop in the case of a sawtooth generator of the type specified above with their output at the input of the amplifier and with their input at the output of the same, d. H. on the other plate of the capacitor and that in the output of the negative feedback loop an electronic switch is open when a trigger pulse is applied.

Bei einer vorteihaften Ausführung der Erfindung kann vorgesehen sein, daß in der Gegenkopplungsschleife ein als Basisverstärker geschalteter PNP-Transistor liegt, an dessen Basis über einen Spannungsteiler das die Anfangsspannung der Sägezahnimpulse bestimmende Potential gelegt ist, und daß der elektronische Schalter von einer mit der Anode am Kollektor des Transistors und mit der Kathode am Verbindungspunkt zwischen Kondensator und Widerstand liegenden Diode gebildet wird, welche nur bei Anliegen einer Mindestspannung an der Anode leitet. Vorteilhafterweise legt man dabei den negativen Rechteckimpuls, welcher als Triggerimpuls dient, an die Anode dieses elektronischen Schalters, d. h. der Diode.In an advantageous embodiment of the invention it can be provided that in the negative feedback loop a PNP transistor connected as a base amplifier is at the base of a voltage divider that the initial voltage of the sawtooth pulses determining potential is placed, and that the electronic switch of one with the anode at the collector of the transistor and with the cathode at the junction between Capacitor and resistor lying diode is formed, which only when applied conducts a minimum voltage at the anode. It is advantageous to place the negative square pulse, which serves as a trigger pulse, to the anode of this electronic Switch, d. H. the diode.

In Fortbildung der Erfindung ist weiterhin vorgesehen, daß zwischen der anderen Platte des Kondensators und dem Emitter des Transistors ebenfalls eine Diode mit am Emitter liegender Anode liegt, welche erst ab einer Mindestspannung leitet. Wenn man nun die elektrischen Werte der Diode so wählt, daß.beide Dioden in der Gegenkopplungsschleife bei Anliegen eines negativen Rechteck-Triggerimpulses sperren, dann kann bei geöffneten Dioden der Kodensator über die Dioden und über den Transistor gegen Erde entladen werden, was weiter zur Erzielung einer möglichst gleichbleibenden Ausgangsspannung der Verbindungsstelle zwischen dem zeitbestimmenden Widerstand und dem Kondensator beiträgt.In a further development of the invention it is also provided that between the other plate of the capacitor and the emitter of the transistor also have one Diode with anode lying on the emitter, which only starts from a minimum voltage directs. If one now chooses the electrical values of the diode so that both diodes in the negative feedback loop when a negative square-wave trigger pulse is applied block, then when the diodes are open, the capacitor can over the diodes and over the transistor are discharged to earth, which further helps to achieve a possible constant output voltage of the junction between the time-determining Resistance and the capacitor contributes.

Die Erfindung ist besonders anwendbar bei Sägezahngeneratoren für Kathodenstrahl-Oszillographen. Aus diesem Grund wird die Erfindung im folgenden unter Hinweis auf die Zeichnung an einem solchen Generator erläutert.The invention is particularly applicable to sawtooth generators for Cathode ray oscilloscope. For this reason, the invention will hereinafter be made explained with reference to the drawing on such a generator.

Der Sägezahngenerator enthält einen Miller-Integratorkreis, bei dem eine als Kathodenfolger geschaltete Vakuumtriode 10, die beispielsweise ein Nuvistor sein kann, am Eingang angeordnet ist. Die Kathode dieser Kathodenfolgerröhre ist über zwei Lastwiderstände an eine negative Speisespannungsquelle angeschlossen. Diese beiden Widerstände 12 und 14 sind in Reihe geschaltet und bilden einen Spannungsteiler, wobei der Widerstand 12 durch einen Kondensator 16 überbrückt ist. Die Anode der Röhre 10 ist an eine positive Speisegleichspannung über einen parasitäre Schwingungen unterdrückenden Widerstand 18 angeschlossen, der nach Erde zu durch einen Entkopplungskondensator 20 überbrückt ist. Ein Miller-Verstärkertransistor 22 in Bauart NPN, der als Emitterverstärker geschaltet ist, ist mit seiner Basis über einen Lastwiderstand 14 mit der Kathodenfolgerröhre 10 verbunden, während sein Kollektor an eine positive Speisegleichspannung über einen Lastwiderstand 24 angeschlossen ist, so daß dieser Transistor die hochverstärkende Spannungsverstärkerstufe des Miller-Integratorkreises bildet. Ein als Emitterfolger geschalteter NPN-Transistor 26 ist mit seiner Kollektorelektrode an eine positive Speisegleichspannungsquelle und mit seiner Basis an den Ausgang des Miller-Verstärkertransistors 22 angeschlossen. Der Emitter des Rückkopplungstransistors 26 ist mit einer negativen Speisegleichspannungsquelle über zwei in Reihe geschaltete Spannungsteilerwiderstände 28 und 30 verbunden. Ein zeitbestimmender Kondensator 32 ist mit seiner einen Anschlußklemme an den Emitter des Transistors 26 und mit seiner anderen Anschlußklemme über einen parasitäre Schwingungen unterdrückenden Widerstand 34 an das Gitter der Kathodenfolgerröhre 10 angeschlossen, so daß eine gegenkoppelnde Wechselspannungs-Rückkopplungsschleife geschaffen wird, die den Transistor 26 und den genannten zeitbestimmenden Kondensator enthält und vom Ausgang zum Eingang des Miller-Integratorkreises führt.The sawtooth generator contains a Miller integrator circuit, in which a vacuum triode 10, which is connected as a cathode follower and can be a nuvistor, for example, is arranged at the input. The cathode of this cathode follower tube is connected to a negative supply voltage source via two load resistors. These two resistors 12 and 14 are connected in series and form a voltage divider, the resistor 12 being bridged by a capacitor 16. The anode of the tube 10 is connected to a positive DC supply voltage via a resistor 18 which suppresses parasitic oscillations and is bridged to earth by a decoupling capacitor 20. A Miller amplifier transistor 22 of type NPN, which is connected as an emitter amplifier, has its base connected to the cathode follower tube 10 via a load resistor 14, while its collector is connected to a positive DC supply voltage via a load resistor 24, so that this transistor is the high-gain voltage amplifier stage of the Miller integrator circle. An NPN transistor 26 connected as an emitter follower has its collector electrode connected to a positive DC supply voltage source and its base connected to the output of the Miller amplifier transistor 22. The emitter of the feedback transistor 26 is connected to a negative DC supply voltage source via two voltage divider resistors 28 and 30 connected in series. A timing capacitor 32 is connected with its one terminal to the emitter of the transistor 26 and with its other terminal via a parasitic oscillation suppressing resistor 34 to the grid of the cathode follower tube 10 , so that a negative alternating voltage feedback loop is created which the transistor 26 and contains said time-determining capacitor and leads from the output to the input of the Miller integrator circuit.

Von der dem Kopplungswiderstand 34 und dem zeitbestimmenden Widerstand 32 gemeinsamen Klemme führt ein zeitbestimmender Widerstand 36 zu einer geregelten, eine im wesentlichen konstante Spannung liefernden Quelle, deren Ausgangsspanr_ung durch die Einstellung des Schleifers eines veränderbaren Widerstandspotentiometers 38 steuerbar ist. Die Enden dieses Potentiometers sind zwischen verschiedene negative Gleichspannungen liefernde Quellen eingeschaltet. Der von dieser Spannungsquelle durch den zeitbestimmenden Widerstand 36 fließende Strom lädt den zeitbestimmenden Kondensator 32 auf, wenn in nachstehend beschriebener Weise ein Tor- oder Austastsignal angelegt wird, wobei an den Ladewiderständen 28 und 30 eine sägezahnförmige oder ansteigende Spannung erzeugt wird, die vermöge der Wirkungsweise des Miller-Integratorkreises eine im wesentlichen konstante Abstiegsgeschwindigkeit aufweist. Bei diesem Vorgang bleibt die am Gitter der Kathodenfolgerröhre 10 anstehende Spannung wegen der Wirkung der negativen Wechselspannungsrückkopplung unbeschadet der am zeitbestimmenden Kondensator vorhandenen Spannung im wesentlichen konstant. Dies bedeutet, daß die Spannung am zeitbestimmenden Widerstand 36 konstant bleibt, so daß der Ladestrom für den zeitbestimmenden Kondensator 32 ebenfalls konstant bleibt. Die Sägezahnspannung wird beendet und auf ihren Ausgangs- oder Ruhewert in der nachstehend beschriebenen Weise zurückgebracht, wobei das entstehende Sägezahn-Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 40 und bei den Lastwiderständen 28 und 30 erscheint und auch noch als Ablenk-Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 42 auftritt, nachdem es durch einen NPN-Transistor 44 in Emitterschaltung verstärkt worden war. Die Basis des Transistors 44 ist mit der den Belastungswiderständen 28 und 30 gemeinsamen Klemme verbunden. Der Kollektor des Transistors 44 ist an eine positive Gleichspannungsquelle angeschlossen, während sein Emitter über einen Lastwiderstand 46 an eine negative Gleichspannungsquelle und an die Ausgangsklemme 42 angeschlossen ist.From the terminal common to the coupling resistor 34 and the time-determining resistor 32, a time-determining resistor 36 leads to a regulated source which supplies an essentially constant voltage, the output voltage of which can be controlled by setting the wiper of a variable resistance potentiometer 38. The ends of this potentiometer are connected between various negative DC voltage sources. The current flowing from this voltage source through the time-determining resistor 36 charges the time-determining capacitor 32 when a gate or blanking signal is applied in the manner described below, with a sawtooth-shaped or rising voltage being generated across the charging resistors 28 and 30, which is due to the mode of operation of the Miller integrator circuit has a substantially constant rate of descent. During this process, the voltage present at the grid of the cathode follower tube 10 remains essentially constant, irrespective of the voltage present on the time-determining capacitor, because of the effect of the negative AC voltage feedback. This means that the voltage at the time-determining resistor 36 remains constant, so that the charging current for the time-determining capacitor 32 also remains constant. The sawtooth voltage is terminated and returned to its initial or quiescent value in the manner described below, the resulting sawtooth output signal appearing at output terminal 40 and at load resistors 28 and 30 and also appearing as a deflection output signal at output terminal 42 after it had been amplified by a common-emitter NPN transistor 44. The base of the transistor 44 is connected to the terminal common to the load resistors 28 and 30. The collector of the transistor 44 is connected to a positive direct voltage source, while its emitter is connected via a load resistor 46 to a negative direct voltage source and to the output terminal 42.

Der Betrieb des Miller-Integratorkreises wird durch einen Torkreis gesteuert, der zwei Trenndioden 48 und 50 enthält, deren Kathoden an die untere bzw. obere Klemme des zeitbestimmenden Kondensators 32 angeschlossen sind. Ein Vergleichertransistor 52 in der Bauart PNP, der als Basisverstärker geschaltet ist, ist mit seinem Emitter an die Anode der Trenndiode 48 und mit seinem Kollektor an die Anode der Trenndiode 50 angeschlossen. Die Basis des Vergleichertransistors ist mit einer positiven Speisegleichspannung über einen Vorspannungs- oder Speisekreis verbunden, der zwei Spannungsteilerwiderstände 54 und 56 enthält, welche in Reihe zwischen diese Spannungsquelle und Erde eingeschaltet sind, wobei dem Widerstand 56 ein Überbrückungskondensator 58 parallel geschaltet ist. Die an dem Vorspannungswiderstand 56 abfallende Bezugsgleichspannung wird dieser Basiselektrode zugeführt und legt den Beginn des Ablenk-Ausgangssignals in der nachstehend beschriebenen Weise fest. Der Emitter des Vergleichertransistors 52 ist ebenfalls mit dieser Spannungsquelle über einen Emitter-Vorspannungswiderstand 60 verbunden, während der Kollektor dieses Transistors an eine negative Speisegleichspannung über einen Kollektor-Lastwiderstand 62 angeschlossen ist. Der Emitter-Kollektor-Kreis des Vergleichertransistors befindet sich normalerweise im Leitzustand, so daß zwischen den Anoden der gewöhnlich in Durchlaßrichtung vorgespannten Trenndioden 48 und 50 ein Gleichstrompfad vorhanden ist. Ein als Torschaltung für die Ablenkung wirkender Multivibrator, der in Form einer als bistabiler Multivibrator geschalteten Tunneldiode 64 ausgebildet ist, steuert den Leitzustand der Trenndioden 48 und 50 und somit die Zeit, zu der das Ablenk-Ausgangssignal erzeugt wird. Die Kathode dieser Tunneldiode ist mit Erde verbunden, während ihre Anode über einen Lastwiderstand 66 mit einer positiven Speisegleichspannung und mit dem Emitter-Kollektorkreis eines PNP-Steuertransistors 68 verbunden ist, welcher einen Teil eines Stabilitätsregelkreises und ebenfalls einen Teil eines Haltekreises bildet, wie er nachstehend beschrieben wird. Von einer Eingangsklemme 72 werden über eine Kopplungsdiode 70 positive Eingangs-Auslöseimpulse der Anode der Tunneldiode 64 zugeführt. Die Tunneldiode ist so vorgespannt, daß sie sich im Zustand niedriger Spannung befindet, wenn der Ablenkgenerator in seinem Ruhezustand ist. Ein Auslöseimpuls bringt diese Tunneldiode von diesem Zustand niedriger Spannung in den Zustand hoher Spannung. Dieser Auslöse-Eingangsimpuls kann als Folge eines vom Kathodenstrahloszilloskop empfangenen Vertikaleingangssignals durch einen (nicht dargestellten Auslöseimpulsgenerator erzeugt werden.The operation of the Miller integrator circuit is controlled by a gate circuit which includes two isolating diodes 48 and 50, the cathodes of which are connected to the lower and upper terminals of the timing capacitor 32, respectively. A comparator transistor 52 of the PNP type, which is connected as a base amplifier, has its emitter connected to the anode of the isolating diode 48 and its collector connected to the anode of the isolating diode 50. The base of the comparator transistor is connected to a positive DC supply voltage via a bias or supply circuit which contains two voltage divider resistors 54 and 56 which are connected in series between this voltage source and ground , with a bypass capacitor 58 connected in parallel with resistor 56. The DC reference voltage dropped across the bias resistor 56 is applied to this base electrode and determines the start of the deflection output signal in the manner described below. The emitter of the comparator transistor 52 is also connected to this voltage source via an emitter bias resistor 60, while the collector of this transistor is connected to a negative DC supply voltage via a collector load resistor 62. The emitter-collector circuit of the comparator transistor is normally in the conductive state so that a direct current path is provided between the anodes of the isolating diodes 48 and 50, which are usually forward biased. A multivibrator acting as a gate circuit for the deflection, which is designed in the form of a tunnel diode 64 connected as a bistable multivibrator, controls the conducting state of the isolating diodes 48 and 50 and thus the time at which the deflection output signal is generated. The cathode of this tunnel diode is connected to earth, while its anode is connected via a load resistor 66 to a positive DC supply voltage and to the emitter-collector circuit of a PNP control transistor 68, which forms part of a stability control loop and also part of a hold circuit, as described below is described. From an input terminal 72, positive input triggering pulses are fed to the anode of the tunnel diode 64 via a coupling diode 70. The tunnel diode is biased so that it is in the low voltage state when the deflection generator is in its quiescent state. A trigger pulse takes this tunnel diode from this low voltage state to the high voltage state. This trigger input pulse can be generated by a trigger pulse generator (not shown) as a result of a vertical input signal received from the cathode ray oscilloscope.

Die Anode der Tunneldiode 64 ist über einen Kopplungswiderstand 76 mit der Basis eines Schalttransistors 74 verbunden, so daß der Ausgangsimpuls dieser Tunneldiode zum Eingang des Schalttransistors ist als Emitterverstärker geschaltet, wobei die Emitterelektrode über einen Vorspannungswiderstand 78 an eine negative Speisegleichspannungsquelle und die Kollektorelektrode über einen Lastwiderstand 80 an eine positive Speisegleichspannungsquelle angeschlossen ist. Das in negativer Richtung ansteigende Ausgangssignal des Schalttransistors 74 wird über eine Kopplungsdiode 82 den Anoden der Trenndioden 48 und 50 zugeführt. Die Kathode dieser Kopplungsdiode 82 ist an den Emitter dieses Transistors und die Anode an den Kollektor des Vergleichertransistors 52 angeschlossen. Das vom Transistor 74 kommende negative Ausgangssignal kehrt die Vorspannung dieser Trenndioden um, so daß diese nichtleitend gemacht werden. Daraufhin lädt sich der zeitbestimmende Kondensator 32 mit linearem Anstieg über den zeitbestimmenden Widerstand 36 und das Potentiometer 38. Die am Kollektor des Schalttransistors 74 anstehende negative Spannung kann auch einem Austastkreis oder einem Generatorkreis zur Erzeugung eines »Positiven-Tor«-signals zugeführt werden (nicht dargestellt), wobei der Anschluß über eine Ausgangsklemme 84 erfolgt. Es soll hierauf hingewiesen werden, daß eine Rückwärts-Diode oder sogenannte »backward-Diode« 86 mit ihrer Kathode an die Kathode der Tunneldiode 64 und mit ihrer Anode an den Emitter des Schalttransistors 74 angeschlossen ist, so daß die Größe des von diesem Schalttransistor entnommenen Sättigungsstromes gesteuert wird, wenn dieser von dem von der Tunneldiode kommenden, in positiver Richtung verlaufenden Ausgangsimpuls leitend gemacht wird. Diese Rückwärts-Diode hilft auch mit, diesen Schalttransistor dadurch in seinen normalen nichtleitenden Zustand zurückzuführen, indem von der Kathode der Tunneldiode 64 ein in positiver Richtung verlaufender Impuls übertragen wird, wenn diese Tunneldiode in ihren ursprünglichen Zustand niedriger Spannung zurückkehrt.The anode of the tunnel diode 64 is connected via a coupling resistor 76 to the base of a switching transistor 74 , so that the output pulse of this tunnel diode is connected to the input of the switching transistor as an emitter amplifier, the emitter electrode being connected to a negative DC supply voltage source via a bias resistor 78 and the collector electrode via a load resistor 80 is connected to a positive DC supply voltage source. The output signal of the switching transistor 74 rising in the negative direction is fed to the anodes of the isolating diodes 48 and 50 via a coupling diode 82. The cathode of this coupling diode 82 is connected to the emitter of this transistor and the anode to the collector of the comparator transistor 52. The negative output from transistor 74 reverses the bias of these isolating diodes so that they are rendered non-conductive. The time-determining capacitor 32 then charges with a linear increase across the time-determining resistor 36 and the potentiometer 38. The negative voltage present at the collector of the switching transistor 74 can also be fed to a blanking circuit or a generator circuit to generate a "positive gate" signal (not shown), the connection being made via an output terminal 84 . It should be pointed out that a reverse diode or so-called "backward diode" 86 is connected with its cathode to the cathode of the tunnel diode 64 and with its anode to the emitter of the switching transistor 74, so that the size of the switching transistor taken from this Saturation current is controlled when this is made conductive by the output pulse coming from the tunnel diode, running in the positive direction. This reverse diode also helps restore this switching transistor to its normal non-conductive state by transmitting a positive pulse from the cathode of tunnel diode 64 when that tunnel diode returns to its original low voltage state.

Vom Kollektor des Miller-Verstärkertransistors 22 erstreckt sich ein einen Haltekondensator 88 enthaltender Rückkopplungskreis über den Emitterfolger-Transistor 26 und den Verstärkertransistor 68 zur Anode der Tunneldiode 64. Der in ansteigender Richtung verlaufende Vorlauf der Sägezahnspannung, die an den Lastwiderständen 28 und 30 abfällt, wird über eine Kopplungsdiode 90 zum Haltekondensator 88 übertragen. Die Kathode dieser Kopplungsdiode 90 ist an die obere Klemme dieses Kondensators angeschlossen, während ihre Anode mit diesen Lastwiderständen über einen Kopplungswiderstand 92 verbunden ist, so daß dieser Haltekondensator durch die diesem Sägezahnteil entsprechende positive Spannung gehalten wird. Diese positive Spannung wird der Basis des Transistors 68 zugeführt, um die in Durchlaßrichtung wirkende Basisspannung und auch den Emitter-Kollektor-Strom dieses Transistors bei einer vorbestimmten Sägezahnspannung zu vermindern, wobei der Emitterstrom dieses Transistors in nachstehend beschriebener Weise auf einen niedrigen Wert fällt, so daß die Tunneldiode in ihren ursprünglichen Ruhezustand zurückgebracht wird und die Sägezahnspannung äußerst schnell auf ihren Ruhewert fällt.A feedback circuit containing a holding capacitor 88 extends from the collector of the Miller amplifier transistor 22 via the emitter follower transistor 26 and the amplifier transistor 68 to the anode of the tunnel diode 64 transmitted via a coupling diode 90 to the holding capacitor 88. The cathode of this coupling diode 90 is connected to the upper terminal of this capacitor, while its anode is connected to these load resistors via a coupling resistor 92, so that this holding capacitor is held by the positive voltage corresponding to this sawtooth part. This positive voltage is applied to the base of transistor 68 in order to reduce the forward base voltage and also the emitter-collector current of this transistor at a predetermined sawtooth voltage, the emitter current of this transistor falling to a low value in the manner described below, see above that the tunnel diode is returned to its original quiescent state and the sawtooth voltage falls extremely quickly to its quiescent value.

Wenn die darauf beruhende abfallende Hinterkante der an den Lastwiderständen 28 und 30 auftretenden Sägezahn-Ausgangsspannung somit in negativer Richtung verläuft und während des Rücklaufteiles der Ablenkspannung zu ihrem normalen Ruhewert zurückkehrt, wird dieser Teil mit der Hinterkante oder ablaufenden Kante des Ausgangs-Sägezahnsignals nicht zum Haltekondensator 88 übertragen, da die Kopplungsdiode 90 durch die auf diesen Kondensator aufgeladene positive Spannung vorgespannt wird. Der Haltekondensator entlädt sich daher anstatt über seinen den Widerstand 92 enthaltenden Ladewiderstandspfad über einen Haltewiderstand 94 nach Erde, der zwischen die obere Klemme des Haltekondensators 88 und eine negative Speisegleichspannungsquelle eingeschaltet ist, welche als Vorspannung für den Steuertransistor 68 wirkt. Demzufolge wird die der Basis des Steuertransistors 68 zugeführte ablaufende Kante des Haltesignals gestreckt oder gedehnt, weil sie eine längere Abfallzeit bis zur Rückkehr auf den normalen Ruhewert erfordert als das Ausgangs-Ablenksignal des Ablenkgenerators. Die am Kollektor des Transistors 68 vorhandene positiv werdende Spannung wird daher auf Grund der ablaufenden Hinterkante des vorgenannten Haltesignals -bei der Rückkehr in den Ruhezustand verzögert, wobei gleichfalls eine Vergrößerung bei der Rückkehr der Multivibrator-Tunneldiode 64 in Richtung auf den Auslösezustand erfolgt. Von der Klemme 72 kommende Auslöseimpulse können daher den Ablenkgenerator so lange nicht zum Anlaufen bringen, bis genügend Zeit verstrichen ist, daß er sich vollständig von einem vorhergehenden Arbeitsvorgang erholt hat.If the resulting falling trailing edge of the sawtooth output voltage appearing at load resistors 28 and 30 thus runs in the negative direction and returns to its normal rest value during the return part of the deflection voltage, this part with the trailing edge or trailing edge of the output sawtooth signal does not become a holding capacitor 88 because the coupling diode 90 is biased by the positive voltage charged on that capacitor. The holding capacitor therefore discharges to ground via a holding resistor 94, which is connected between the upper terminal of the holding capacitor 88 and a negative DC supply voltage source, which acts as a bias voltage for the control transistor 68, instead of via its charging resistor path containing the resistor 92. As a result, the trailing edge of the hold signal applied to the base of control transistor 68 is stretched or stretched because it requires a longer fall time to return to normal rest than the deflection generator output deflection signal. The voltage which becomes positive at the collector of transistor 68 is therefore delayed when returning to the idle state due to the trailing edge of the aforementioned hold signal, with an increase in the return of the multivibrator tunnel diode 64 in the direction of the trigger state. Trigger pulses from terminal 72 cannot therefore cause the deflection generator to start until sufficient time has passed for it to fully recover from a previous operation.

Der gesamte dem Emitter des Verstärkertransistors 68 zugeführte Strom wird teilweise durch die Einstellung eines Stabilitätspotentiometers 96 gesteuert. Dieses Potentiometer ist mit seinem einen Ende an eine positive Spannungsquelle und mit seinem anderen Ende an eine negative Spannungsquelle angeschlossen. Der bewegliche Kontakt ist mit dem Emitter des Transistors 68 über einen später zu beschreibenden, den der Tunneldiode 64 zugeführten stromsteuernden Kreis verbunden. Wenn ein Wahlschalter 98 die dargestellte »Normal«-Stellung einnimmt, ist der Speisestrom so eingestellt, daß er eben unter dem Spitzenstrom dieser Tunneldiode liegt. In dieser Schalterstellung kann der mit der Tunneldiode 64 bestückte bistabile Multivibrator im Auslösebetrieb (Triggerbetrieb) arbeiten, wobei die Auslöseimpulse von der Klemme 72 kommen. Da der bewegliche Kontakt des Wählschalters 98 mit einer positiven Speisegleichspannungsquelle verbunden ist, wird in der Schaltstellung »frei laufend« dem Emitter des Transistors 68 über einen Widerstand 100 ein zusätzlicher Strom zugeführt. Wegen dieses zusätzlichen Stromes wird die Tunneldiode wieder geschaltet, so daß ein weiterer Arbeitsvorgang des Sägezahnspannungsgenerators bei der Rückkehr der Haltespannung zum Ausgangs- oder Ruhewert begonnen wird. Das Ergebnis ist, daß der gesamte Ablenkkreis als frei laufender Oszillator wirkt, der, ohne Eingangsauslöseimpulse zu benötigen, sich wiederholende Sägezahn-Ausgangsspannungen erzeugt.All of the current supplied to the emitter of amplifier transistor 68 is controlled in part by the setting of a stability potentiometer 96. One end of this potentiometer is connected to a positive voltage source and the other end to a negative voltage source. The movable contact is connected to the emitter of the transistor 68 via a current-controlling circuit which is supplied to the tunnel diode 64 and is to be described later. When a selector switch 98 is in the "normal" position shown, the supply current is set so that it is just below the peak current of this tunnel diode. In this switch position, the bistable multivibrator equipped with the tunnel diode 64 can operate in trigger mode, with the trigger pulses coming from terminal 72. Since the movable contact of the selector switch 98 is connected to a positive DC supply voltage source, an additional current is supplied to the emitter of the transistor 68 via a resistor 100 in the "free running" switch position. Because of this additional current, the tunnel diode is switched again, so that a further operation of the sawtooth voltage generator is started when the holding voltage returns to the initial or quiescent value. The result is that the entire deflection circuit acts as a free-running oscillator that generates repetitive sawtooth output voltages without the need for input trigger pulses.

Mit dem Emitter des Steuertransistors 68 ist ein Spannungsbegrenzerkreis, der eine für die obere Grenze bestimmte Diode 102 und eine für die untere Grenze bestimmte Diode 104 enthält, verbunden, der die an diesem Emitter anstehende Spannung zwischen einen oberen, durch die Spannung an der Kathode der Diode 102 festgelegten Wert von beispielsweise -I-12 Volt und einem unteren, durch die Spannung an der Anode der Diode 104 festgelegten Grenzwert von beispielsweise etwa -I-4 Volt hält. Die Begrenzerdiode 102 befindet sich normalerweise im Leitzustand. Wenn jedoch die Spannung am Emitter des Transistors 68 -+-12 Volt überschreiten will, wenn sie dem Sägezahnteil des Haltesignals zu folgen trachtet, wird diese Diode leitend und begrenzt diese Emitterspannung auf einen Maximalwert von etwa -I-12 Volt. Diese Begrenzerwirkung auf eine Maximalspannung gestattet es, daß der Steuertransistor 68 plötzlich nichtleitend gemacht oder auf einen wesentlich verminderten Leitzustand gebracht wird, wenn die seiner Basis zugeführte positive Spannung etwa +12 Volt überschreitet, da dann sein Emitterübergang in Sperrichtung vorgespannt wird. Wie vorstehend erläutert wurde, wird dadurch die Rückkehr der Tunneldiode 64 in ihren anfänglichen Ruhezustand bewirkt. Die Anode der Begrenzerdiode 104 ist mit der Anode einer Vorspannungs- oder Speisediode 106 verbunden, die normalerweise leitet und einen Teil des Vorspannungs- oder Speisekreises dieser Begrenzerdiode bildet. Zwischen die + 12-Volt-Quelle der Speisespannung und Erde sind zwei Spannungsteilerwiderstände 108 und 110 eingeschaltet, während weitere zwei Widerstände 112 und 114 in Reihe zwischen diese Spannungsquelle und die Anoden der Dioden 104 und 106 eingeschaltet sind. Die Kathode der Diode 106 ist mit der den Spannungsteilerwiderständen 108 und 110 gemeinsamen Klemme verbunden. Der die Spannungsteilerwiderstände 108, 110, die Widerstände 112 und 114 und die Vorspannungs- oder Speisediode 106 enthaltende Vorspannungs- oder Speisekreis sorgt für eine untere Grenzspannung von etwa +4 Volt an der Anode der Begrenzerdiode 104. Wenn daher die in negativer Richtung verlaufende Hinterkante des positiven Haltesignals zu ihrer normalen Spannung zurückkehrt, um die Basis des Transistors 68 auf diese Spannung zu bringen, folgt die Emitterspannung dieses Transistors so lange nach, bis sie etwa +4 Volt erreicht, da zu diesem Zeitpunkt die Begrenzerdiode 104 in Sperrichtung vorgespannt ist. Erreicht die Spannung am Emitter etwa 4 Volt, so kann sie nicht weiter in negativer Richtung abfallen, da die Begrenzerdiode 104 leitend wird, so daß eine weitere Abnahme der Haltespannung bewirkt, daß der Emitterübergang des Transistors 68 plötzlich stark in Durchlaßrichtung vorgespannt wird. Dadurch kann abhängig von der Stellung des Schalters 98 von den mit den Widerständen 96 oder 100 verbundenen Quellen durch die Diode 104 zur Tunneldiode 64 ein zusätzlicher Speisestrom fließen. Der über den Widerstand 100 ankommende Strom reicht immer aus, die Tunneldiode 64 in ihren Zustand bei hoher Spannung zu schalten und diese frei arbeiten zu lassen. Der vom Widerstand 96 ankommende Strom kann so eingestellt werden, daß er nicht für das freie Arbeiten der Tunneldiode ausreicht, jedoch genügt, damit diese von den über die Klemme 72 ankommenden Auslöseimpulsen ausgelöst wird. Die Einstellung des beweglichen Kontaktes am Potentiometerwiderstand 96 regelt daher den Betrag des durch die Tunneldiode 64 fließenden Speisestromes, wenn sich dieser Stromkreis im Ruhezustand befindet. Mit der Einstellung dieses Potentiometers wird daher die Stabilität oder die Auslöseempfindlichkeit dieses mit der Tunneldiode arbeitenden Multivibrators geregelt i und damit die Amplitude des zur Auslösung des Multivibrators erforderlichen Eingangs-AuslöseimpuI-ses eingestellt. Der Bereich dieser Stabilitätsregelung ist gewöhnlich ausreichend groß, so daß auch ein freier Lauf des gesamten Ablenk- oder Sägezahngenerators hervorgerufen werden kann.With the emitter of the control transistor 68 , a voltage limiter circuit, which contains a diode 102 intended for the upper limit and a diode 104 intended for the lower limit, is connected Diode 102 holds a set value of, for example, -I-12 volts and a lower limit value, set by the voltage at the anode of diode 104, of, for example, approximately -I-4 volts. The limiter diode 102 is normally in the conductive state. However, if the voltage at the emitter of transistor 68 wants to exceed - + - 12 volts, if it tries to follow the sawtooth part of the hold signal, this diode becomes conductive and limits this emitter voltage to a maximum value of about -I-12 volts. This limiting action on a maximum voltage allows the control transistor 68 to be suddenly rendered non-conductive or brought to a substantially reduced conductive state when the positive voltage applied to its base exceeds about +12 volts, since its emitter junction is then biased in the reverse direction. As explained above, this causes the tunnel diode 64 to return to its initial quiescent state. The anode of the limiter diode 104 is connected to the anode of a bias or feed diode 106 which normally conducts and forms part of the bias or feed circuit of this limiter diode. Two voltage divider resistors 108 and 110 are connected between the +12 volt source of supply voltage and ground, while a further two resistors 112 and 114 are connected in series between this voltage source and the anodes of diodes 104 and 106 . The cathode of the diode 106 is connected to the terminal common to the voltage divider resistors 108 and 110. The voltage divider resistors 108, 110, the resistors 112 and 114 and the bias or feed diode 106 containing bias or feed circuit provides a lower limit voltage of about +4 volts at the anode of the limiter diode 104. Therefore, if the trailing edge of the positive hold signal returns to its normal voltage to bring the base of transistor 68 to that voltage, the emitter voltage of that transistor follows until it reaches approximately +4 volts, at which point the limiter diode 104 is reverse biased. If the voltage at the emitter reaches about 4 volts, it cannot drop further in the negative direction, since the limiter diode 104 becomes conductive, so that a further decrease in the holding voltage causes the emitter junction of the transistor 68 to suddenly be strongly forward-biased. As a result, depending on the position of the switch 98, an additional feed current can flow from the sources connected to the resistors 96 or 100 through the diode 104 to the tunnel diode 64. The current arriving via the resistor 100 is always sufficient to switch the tunnel diode 64 to its high voltage state and to allow it to operate freely. The current arriving from the resistor 96 can be set in such a way that it is not sufficient for the tunnel diode to work freely, but is sufficient for it to be triggered by the triggering pulses arriving via the terminal 72. The setting of the movable contact on the potentiometer resistor 96 therefore regulates the amount of the supply current flowing through the tunnel diode 64 when this circuit is in the idle state. With the setting of this potentiometer, the stability or the triggering sensitivity of this multivibrator working with the tunnel diode is regulated and thus the amplitude of the input trigger pulse required to trigger the multivibrator is set. The range of this stability control is usually sufficiently large that the entire deflection or sawtooth generator can also run freely.

Im folgenden wird die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Ablenkgenerators kurz beschrieben: Der Eingangsklemme 72 zugeführte positive Eingangs-Auslöseimpulse werden der Anode der Tunneldiode 64 zugeführt, so daß diese Tunneldiode von ihren normalen stabilen Zustand bei niedriger Spannung in ihren stabilen Zustand bei hoher Spannung umgeschaltet wird. Dadurch wird eine in positiver Richtung verlaufende Rechteck- oder Stufenspannung erzeugt, die an die Basis des normalerweise nichtleitenden Schalttransistors 74 gelangt und diesen Transistor leitend macht, so daß an seinem Kollektor eine in negativer Richtung verlaufende Rechteck-oder Stufenspannung gebildet wird. Diese negative Spannung wird -über die Kopplungsdiode 82 zu den Anoden der normalerweise leitenden Trenndioden 48 und 50 übertragen, wodurch diese Trenndioden nichtleitend werden. Die beiden Klemmen des zeitbestimmenden Kondensators 32 sind normalerweise über die üblicherweise leitenden Trenndioden 48 und 50 und den Transistor 52 miteinander und mit Erde verbunden. Wenn jedoch die Trenndioden 48 und 50 nichtleitend gemacht werden, beginnt sich der zeitbestimmende Kondensator 32 über den zeitbestimmenden Widerstand 36 aufzuladen. Die an der unteren Klemme des zeitbestimmenden Kondensators anstehende Spannung zeigt die Neigung, negativer zu werden und den Spannungsabfall am zeitbestimmenden Widerstand 36 zu vermindern und somit den Ladestrom des zeitbestimmenden Kondensators zu vermindern. Die negativ werdende Spannung an der unteren Klemme des zeitbestimmenden Kondensators wird jedoch über die Kathodenfolgerröhre 10 an die Basis des Verstärkertransistors 22 des Miller-Integrators gekoppelt und von diesem Transistor verstärkt, und umgekehrt. Diese umgekehrte Spannung wird dann über den zeitbestimmenden Kondensator 32 zurückgekoppelt, so daß sie irgendeiner Spannungsänderung am Gitter der Kathodenfolgerröhre 10 entgegenwirkt. Dies bedeutet, daß die am zeitbestimmenden Widerstand 36 anstehende Spannung im wesentlichen konstant bleibt und daß der zeitbestimmende Kondensator 32 im wesentlichen konstant geladen wird, wie dies bei üblichen Miller-Ablenkkreisen der Fall ist.The operation of the deflection generator according to the invention is briefly described below: Positive input triggering pulses applied to input terminal 72 are applied to the anode of tunnel diode 64 so that this tunnel diode is switched from its normal stable state at low voltage to its stable state at high voltage. As a result, a square-wave or step voltage running in the positive direction is generated, which reaches the base of the normally non-conductive switching transistor 74 and makes this transistor conductive, so that a square-wave or step voltage running in the negative direction is formed at its collector. This negative voltage is transmitted via the coupling diode 82 to the anodes of the normally conductive isolating diodes 48 and 50 , as a result of which these isolating diodes become non-conductive. The two terminals of the time-determining capacitor 32 are normally connected to one another and to ground via the usually conductive isolating diodes 48 and 50 and the transistor 52. However, when the isolating diodes 48 and 50 are rendered non-conductive, the timing capacitor 32 begins to charge through the timing resistor 36. The voltage present at the lower terminal of the time-determining capacitor shows the tendency to become more negative and to reduce the voltage drop across the time-determining resistor 36 and thus to reduce the charging current of the time-determining capacitor. The negative voltage at the lower terminal of the timing capacitor is, however, coupled via the cathode follower tube 10 to the base of the amplifier transistor 22 of the Miller integrator and amplified by this transistor, and vice versa. This reverse voltage is then fed back through the timing capacitor 32 so that it counteracts any voltage change on the grid of the cathode follower tube 10. This means that the voltage present at the time-determining resistor 36 remains essentially constant and that the time-determining capacitor 32 is charged essentially constantly, as is the case with conventional Miller deflection circuits.

Die durch den eben beschriebenen Vorgang am zeitbestimmenden Kondensator 32 gebildete sägezahnförmige Spannung erscheint an den Ausgangsklemmen 40 und 42. Die positiv werdende Sägezahn-Ausgangsspannung wird auch dem Haltekondensator 88 über die Kopplungsdiode 90 zugeführt, so daß dieser beispielsweise auf etwa -1--13 Volt geladen wird. Diese positiv werdende Spannung wird der Basis des Transistors 68 zugeführt und macht in der Nähe von + 12 Volt den Emitter-Kollektor-Kreis dieses Transistors plötzlich nichtleitend. Dadurch wird der Stromfluß durch die Tunneldiode 64 unter den Minimumpunkt gebracht. so daß der durch die Tunneldiode gebildete bistabile Multivibrator von seinem stabilen Zustand bei hoher Spannung in seinen ursprünglichen stabilen Zustand bei niedriger Spannung zurückkehrt und an der Anode dieser Tunneldiode eine in negativer Richtung verlaufende Stufen- oder Rechteckspannung erzeugt. Die in negativer Richtung verlaufende Spannung wird der Basis des Schalttransistors 74 zugeführt und macht diesen Transistor wieder nichtleitend und erzeugt an seinem Kollektor eine in positiver Richtung verlaufende Rechteck- oder Stufenspannung, die über die Kopplungsdiode 82 zu den Anoden der Trenndioden 48 und 50 übertragen wird. Demzufolge werden die Trenndioden 48 und 50 leitend gemacht, so daß der zeitbestimmende Kondensator 32 entladen wird und die Ausgangs-Sägezahnspannung auf ihren normalen Ruhewert zurückkehrt.The sawtooth-shaped voltage formed by the process just described on the time-determining capacitor 32 appears at the output terminals 40 and 42. The rising sawtooth output voltage is also fed to the holding capacitor 88 via the coupling diode 90, so that it is, for example, at about -1-13 volts is loaded. This positive voltage is fed to the base of transistor 68 and suddenly renders the emitter-collector circuit of this transistor non-conductive in the vicinity of +12 volts. This brings the current flow through the tunnel diode 64 below the minimum point. so that the bistable multivibrator formed by the tunnel diode returns from its stable state at high voltage to its original stable state at low voltage and generates a step or square-wave voltage running in the negative direction at the anode of this tunnel diode. The voltage running in the negative direction is fed to the base of the switching transistor 74 and makes this transistor non-conductive again and generates a square-wave or step voltage at its collector that runs in the positive direction, which is transmitted via the coupling diode 82 to the anodes of the isolating diodes 48 and 50. As a result, isolating diodes 48 and 50 are rendered conductive so that timing capacitor 32 is discharged and the output ramp voltage returns to its normal quiescent value.

Gleichzeitig mit der Rückkehr der Ausgangs-Sägezahnspannung auf den Ruhewert beginnt die Entladung des Haltekondensators 88 von der darauf angesammelten positiven Spannung. Der Entladepfad für diesen Haltekondensator ist jedoch dem vorerwähnten Ladepfad wegen des Vorhandenseins der Kopplungsdiode 90 nicht gleich. Die entstehende Haltespannung kehrt langsamer als die Ausgangs-Sägezahnspannung auf ihren Ruhewert zurück und hindert dadurch während einer ausreichenden Zeitspanne nach der Rückkehr dieser Ausgangsspannung zu ihrem Anfangswert die wiederholte Auslösung der Tunneldiode 64, so daß alle Stromkreiskapazitäten einschließlich des zeitbestimmenden Kondensators 32 sich auf ihre Ruhespannungen entladen können, wodurch die nachfolgenden Zeitbasis-Ablenksignale nahezu identisch ausfallen.Simultaneously with the return of the output sawtooth voltage to the quiescent value, the discharge of the holding capacitor 88 begins from the positive voltage accumulated thereon. However, the discharge path for this holding capacitor is not the same as the aforementioned charge path because of the presence of the coupling diode 90. The resulting holding voltage returns more slowly than the output sawtooth voltage to its quiescent value and thereby prevents the repeated triggering of the tunnel diode 64 for a sufficient period of time after this output voltage has returned to its initial value, so that all circuit capacitances including the time-determining capacitor 32 discharge to their quiescent voltages can, as a result of which the subsequent time base deflection signals are almost identical.

Es soll darauf hingewiesen werden, daß der zeitbestimmende Widerstand 36, der zeitbestimmende Kondensator 32 und der Haltekondensator 88 in ihren Werten dadurch geändert werden, daß mehrere unterschiedliche Widerstände und Kondensatoren mittels geeigneter, miteinander gekuppelter Wahlschalter an den Stromkreis an- oder von diesem abgeschaltet werden, so daß eine Veränderung der Ablenkgeschwindigkeit des Horizontal-Ablenksignals eintritt. Da der durch den zeitbestimmenden Widerstand 36 und die Trenndiode 50 verlaufende Ruhestrom die Neigung zeigt, sich mit dem Widerstandswert des zeitbestimmenden Widerstandes zu ändern, neigt die Anfangs- oder Ruhegittervorspannung der Kathodenfolgerröhre 10 ebenfalls zu einer Änderung. Eine beliebige Änderung dieser Vorspannung ändert die Anfangsspannung des Zeitbasis-Ablenksignals. Falls ein transistorisierter Ablenkgeneratorkreis zur Anwendung gelangt, so kann die gesamte Ablenkspannung vom Anfang bis zum Ende der Ablenkung nur 10 Volt betragen, so daß ein Fehler von nur 1 Volt bis zu 10% der gesamten Ablenkspannung betragen kann. Ein solcher Fehler kann bei einem üblichen, mit einer Vakuumröhre arbeitenden Ablenkgenerator mit einer Ablenkspannung in der Gegend von 150 Volt geduldet werden, da ein solcher Fehler weniger als 1% betragen würde. Die grundlegende Aufgabe des Vergleichertransistors 52 ist es, diesen durch Änderungen in dem zeitbestimmenden Widerstand hervorgerufenen Fehler der Vorspannung im wesentlichen zu beseitigen, indem der Stromfluß durch die Trenndiode 50 geregelt wird.It should be pointed out that the values of the time-determining resistor 36, the time-determining capacitor 32 and the holding capacitor 88 are changed in that several different resistors and capacitors are switched on or off from the circuit by means of suitable, mutually coupled selector switches, so that a change in the deflection speed of the horizontal deflection signal occurs. Since the quiescent current through the timing resistor 36 and the isolation diode 50 tends to vary with the resistance of the timing resistor, the initial or resting grid bias of the cathode follower tube 10 also tends to change. Any change in this bias voltage changes the initial voltage of the time base deflection signal. If a transistorized deflection generator circuit is used, the total deflection voltage from the beginning to the end of the deflection can be as little as 10 volts, so that an error of as little as 1 volt can be up to 10% of the total deflection voltage. Such an error can be tolerated in a conventional deflection generator operating with a vacuum tube with a deflection voltage in the region of 150 volts, since such an error would be less than 1%. The basic task of the comparator transistor 52 is to substantially eliminate this error in the bias voltage caused by changes in the timing resistance by regulating the current flow through the isolating diode 50 .

Da die Trenndioden 48 und 50 normalerweise leitend sind, wird vom Kollektor des Miller-Verstärkertransistors eine gegenkoppelnde Gleichspannungs-Rückkopplungsschleife zum Eingang der Kathodenfolgerröhre 10 über den Rückkopplungs-Emitterfolgertransistor 26, die Trenndiode 48, den Vergleichertransistor 52 und die Trenndiode 50 gebildet. Irgendeine Änderung der Gleichspannung am Gitter der Kathodenfolgerröhre wird daher umgekehrt und über diesen Gleichspannungs-Rückkopplungskreis zurückgeführt, so daß einer solchen Änderung entgegengewirkt und die Vorspannung korrigiert wird, indem der Stromfluß durch die Diode 50 gesteuert wird, und an die Basis des Vergleichertransistors 52 ist eine Bezugsspannung angelegt, die mit der an den Emitter dieses Transistors angelegten Ausgangsspannung des Miller-Kreises verglichen wird, so daß eine Änderung dieser Ausgangsspannung gegenüber der Bezugsspannung durch den Transistor 52 verstärkt und als Korrekturspannung über die Anode der Trenndiode 50 an das Gitter der Röhre 10 angelegt wird. Demzufolge wird der durch die Diode 50 fließende Ruhestrom so gesteuert, daß die Vorspannung an dem Gitter der Röhre 10 im wesentlichen konstant bleibt und ebenfalls die Ausgangs-Ruhespannung des Kreises im wesentlichen konstant bleibt.Since the isolating diodes 48 and 50 are normally conductive, a negative DC voltage feedback loop is formed from the collector of the Miller amplifier transistor to the input of the cathode -follower tube 10 via the feedback emitter-follower transistor 26, the isolating diode 48, the comparator transistor 52 and the isolating diode 50 . Any change in DC voltage at the cathode follower tube grid is therefore reversed and fed back through this DC voltage feedback circuit so that such change is counteracted and the bias is corrected by controlling the flow of current through diode 50 and to the base of comparator transistor 52 Reference voltage applied, which is compared with the output voltage of the Miller circle applied to the emitter of this transistor, so that a change in this output voltage compared to the reference voltage is amplified by the transistor 52 and applied as a correction voltage via the anode of the isolating diode 50 to the grid of the tube 10 will. Accordingly, the quiescent current flowing through the diode 50 is controlled so that the bias voltage on the grid of the tube 10 remains substantially constant and the output open circuit voltage of the circuit also remains essentially constant.

Die Kathodenfolgerröhre 10 ist deshalb zwischen den Miller-Verstärkertransistor 22 und die gemeinsame Klemme des zeitbestimmenden Widerstandes 36 und des zeitbestimmenden Kondensators 32 eingefügt, da eine Vakuumröhre nur einen sehr geringen Gitterstrom beim Betrieb als A-Verstärker zieht, wenn das Gitter hinsichtlich der Kathode negativ ist, was im Gegensatz zu einem ziemlich großen, vom Miller-Verstärkertransistor gezogenen Basisstrom oder auch eines Emitterfolgertransistors steht, wenn mit letzteren diese Kathodenfolgerröhre ersetzt würde. Dieser niedrige Gitterstrom bewirkt, daß im wesentlichen derselbe Ladestrom in den zeitbestimmenden Kondensator fließt, wie er in den zeitbestimmenden Widerstand fließt, wenn die Trenndioden in Sperrichtung vorgespannt sind, und zwar weil die Diode so ausgewählt ist, daß sie einen sehr geringen Leckstrom aufweist. Da im zeitbestimmenden Kondensator 32 im wesentlichen derselbe Strom wie im zeitbestimmenden Widerstand 36 fließt und da dieser Ladestrom ohne Rücksicht auf die Spannung des zeitbestimmenden Kondensators wegen der Wirkungsweise des Miller-Integratorkreises im wesentlichen konstant ist, ist die bei der Ladung dieses zeitbestimmenden Kondensators erzeugte Sägezahnspannung äußerst linear. Dies trifft auch dann zu, wenn die für die Kathodenfolgerröhre 10 verwendeten Vakuumröhren unterschiedliche Arbeitscharakteristiken, hervorgerufen durch Alterung od. dgl., aufweisen.The cathode follower tube 10 is therefore inserted between the Miller amplifier transistor 22 and the common terminal of the timing resistor 36 and the timing capacitor 32, since a vacuum tube draws only a very small grid current when operating as an A-amplifier when the grid is negative with respect to the cathode which is in contrast to a fairly large base current drawn by the Miller amplifier transistor or even an emitter follower transistor if the latter were to replace this cathode follower tube. This low grid current causes essentially the same charge current to flow into the timing capacitor as it flows into the timing resistor when the isolating diodes are reverse biased because the diode is selected to have very low leakage current. Since essentially the same current flows in the time-determining capacitor 32 as in the time-determining resistor 36 and since this charging current is essentially constant regardless of the voltage of the time-determining capacitor because of the operation of the Miller integrator circuit, the sawtooth voltage generated when this time-determining capacitor is charged is extremely high linear. This also applies if the vacuum tubes used for the cathode follower tube 10 have different operating characteristics, caused by aging or the like.

Es ist klar, daß der gewöhnliche Fachmann in den Einzelheiten der vorbeschriebenen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verschiedene Änderungen ausführen kann. Beispielsweise kann die Tunneldiode 64 durch zwei geeignet zusammengeschaltete Transistoren oder Vakuumröhren unter Bildung eines bistabilen Multivibrators ersetzt werden, und es kann der Miller-Integratorkreis als ein »nach unten laufender« (mit fallender Spannung betriebener) Ablenkkreis an Stelle eines »nach oben laufenden« (mit ansteigender Spannung arbeitenden) Kreises geschaltet werden, wobei naheliegende Änderungen getroffen werden können einschließlich des Ersatzes von NPN-Transistoren durch Transistoren der Bauart PNP, und umgekehrt. Die vorliegende Erfindung soll daher nicht durch die vorstehend beschriebene, bevorzugte Ausführungsform, sondern nur durch den Schutzbereich der folgenden Ansprüche begrenzt sein.It is clear that one of ordinary skill in the art can, in the details of the preferred embodiment of the present invention described above Can make changes. For example, the tunnel diode 64 can be suitably by two interconnected transistors or vacuum tubes to form a bistable Multivibrators can be replaced, and it can be used as a »after below running «(operated with falling voltage) deflection circle instead of one "Upward" (working with increasing voltage) circuit switched obvious changes may be made including the Replacement of NPN transistors with transistors of the PNP type, and vice versa. The present invention is therefore not intended to be preferred by that described above Embodiment, but only limited by the scope of the following claims be.

Alle beschriebenen und gezeigten Einzelheiten sind erfindungswesentlich.All details described and shown are essential to the invention.

Claims

Claims: 1. Sawtooth generator with a capacitor that can optionally be selected from several and one of several resistors that can be switched in series with the capacitor and a voltage source, in which the output variable is determined by an amplifier that reverses the polarity of the voltage, the input of which is at the connection of resistor and capacitor and the output of which is on the other plate of the capacitor, characterized in that a voltage negative feedback loop (52) parallel to the capacitor (32) to keep the open-circuit voltage constant at the connection between resistor (36) and capacitor (32) regardless of the value of the resistor its output at the input of the amplifier (10, 22, 26) and its input at the output of the same, ie on the other plate of the capacitor (32) and that an electronic switch (50) which blocks when a trigger pulse is applied is located at the output of the negative feedback loop .

2. Generator according to claim 1, characterized characterized in that in the negative feedback loop a connected as a basic amplifier PNP transistor (52) is located at the base of a voltage divider (54, 56) the initial voltage of the sawtooth pulses is applied.

3. Generator according to claims 1 and 2, characterized in that the electronic switch of one with the anode on the collector of transistor (52) and with the cathode on Connection point between capacitor (32) and resistor (36) lying diode (50) is formed, which only conducts when a minimum voltage is applied to the anode.

4. Generator according to the preceding claims, characterized in that the Trigger pulse in the form of a negative square wave that triggers a sawtooth pulse is placed on the anode of the diode (50).

5. Generator according to one or more of the preceding claims, characterized in that between the other plate of the capacitor (32) and the emitter of the transistor (52) also have a diode (48) with the anode lying on the emitter, which only starts from a minimum voltage directs.

6. Generator according to one or more of the preceding claims, characterized characterized in that the electrical values of the two diodes (48, 50) are selected in this way are that both diodes block when a trigger pulse is applied.