-
Sägezahngenerator Die Erfindung betrifft einen Sägezahngenerator mit
einem gegebenenfalls aus mehreren auswahlbaren Kondensator und einem von mehreren
in Reihe mit dem Kondensator und einer Spannungsquelle schaltbaren Widerstand, bei
welchem die Ausgangsgröße bestimmt wird von einem die Spannung umpolenden Verstärker,
dessen Eingang an der Verbindung von Widerstand und Kondensator und dessen Ausgang
an der anderen Platte des Kondensators liegt.
-
Bei Sägezahngeneratoren dieser Gattung hängen die Dauer und die Höhe
der erzeugten Sägezahnimpulse im wesentlichen von den elektrischen Werten des Kondensators
und des Widerstandes ab. Wenn man nun zur Erzeugung verschiedener Sägezahngrößen
den Widerstand durch einen entsprechenden Schalter durch einen anderen Widerstand
ersetzt, so ändern sich dadurch die Spannungsverhältnisse in der üblichen Reihenschaltung
von Kondensatorwiderstand und EMK. Insbesondere ändert sich bei Beginn eines Sägezahnimpulses
die Anfangsspannung, weil das Potential der Verbindungsstelle zwischen Kondensator
und zeitbestimmendem Widerstand abhängig ist von der Größe dieses Widerstandes.
-
Die Erfindung hat sich zum Ziel gesetzt, die Abhängigkeit der Anfangsspannung
der Sägezahnimpulse von der Größe des zeitbestimmenden Widerstandes unabhängig zu
machen; erfindungsgemäß wird dies dadurch erreicht, daß parallel zum Kondensator
bei einem Sägezahngenerator der oben angegebenen Gattung eine Spannungsgegenkopplungsschleife
mit ihrem Ausgang am Eingang des Verstärkers und mit ihrem Eingang am Ausgang desselben,
d. h. an der anderen Platte des Kondensators liegt und daß im Ausgang der Gegegenkopplungsschleife
ein bei Anliegen eines Triggerimpulses geöffneter elektronischer Schalter liegt.
-
Bei einer vorteihaften Ausführung der Erfindung kann vorgesehen sein,
daß in der Gegenkopplungsschleife ein als Basisverstärker geschalteter PNP-Transistor
liegt, an dessen Basis über einen Spannungsteiler das die Anfangsspannung der Sägezahnimpulse
bestimmende Potential gelegt ist, und daß der elektronische Schalter von einer mit
der Anode am Kollektor des Transistors und mit der Kathode am Verbindungspunkt zwischen
Kondensator und Widerstand liegenden Diode gebildet wird, welche nur bei Anliegen
einer Mindestspannung an der Anode leitet. Vorteilhafterweise legt man dabei den
negativen Rechteckimpuls, welcher als Triggerimpuls dient, an die Anode dieses elektronischen
Schalters, d. h. der Diode.
-
In Fortbildung der Erfindung ist weiterhin vorgesehen, daß zwischen
der anderen Platte des Kondensators und dem Emitter des Transistors ebenfalls eine
Diode mit am Emitter liegender Anode liegt, welche erst ab einer Mindestspannung
leitet. Wenn man nun die elektrischen Werte der Diode so wählt, daß.beide Dioden
in der Gegenkopplungsschleife bei Anliegen eines negativen Rechteck-Triggerimpulses
sperren, dann kann bei geöffneten Dioden der Kodensator über die Dioden und über
den Transistor gegen Erde entladen werden, was weiter zur Erzielung einer möglichst
gleichbleibenden Ausgangsspannung der Verbindungsstelle zwischen dem zeitbestimmenden
Widerstand und dem Kondensator beiträgt.
-
Die Erfindung ist besonders anwendbar bei Sägezahngeneratoren für
Kathodenstrahl-Oszillographen. Aus diesem Grund wird die Erfindung im folgenden
unter Hinweis auf die Zeichnung an einem solchen Generator erläutert.
-
Der Sägezahngenerator enthält einen Miller-Integratorkreis, bei dem
eine als Kathodenfolger geschaltete Vakuumtriode 10, die beispielsweise ein Nuvistor
sein kann, am Eingang angeordnet ist. Die Kathode dieser Kathodenfolgerröhre ist
über zwei Lastwiderstände an eine negative Speisespannungsquelle angeschlossen.
Diese beiden Widerstände 12 und 14 sind in Reihe geschaltet und bilden einen Spannungsteiler,
wobei der Widerstand 12 durch einen Kondensator 16 überbrückt ist. Die Anode
der Röhre 10 ist an eine positive Speisegleichspannung über einen parasitäre Schwingungen
unterdrückenden Widerstand 18 angeschlossen,
der nach Erde zu durch
einen Entkopplungskondensator 20 überbrückt ist. Ein Miller-Verstärkertransistor
22 in Bauart NPN, der als Emitterverstärker geschaltet ist, ist mit seiner Basis
über einen Lastwiderstand 14 mit der Kathodenfolgerröhre 10 verbunden, während sein
Kollektor an eine positive Speisegleichspannung über einen Lastwiderstand 24 angeschlossen
ist, so daß dieser Transistor die hochverstärkende Spannungsverstärkerstufe des
Miller-Integratorkreises bildet. Ein als Emitterfolger geschalteter NPN-Transistor
26 ist mit seiner Kollektorelektrode an eine positive Speisegleichspannungsquelle
und mit seiner Basis an den Ausgang des Miller-Verstärkertransistors 22 angeschlossen.
Der Emitter des Rückkopplungstransistors 26 ist mit einer negativen Speisegleichspannungsquelle
über zwei in Reihe geschaltete Spannungsteilerwiderstände 28 und 30 verbunden.
Ein zeitbestimmender Kondensator 32 ist mit seiner einen Anschlußklemme an den Emitter
des Transistors 26 und mit seiner anderen Anschlußklemme über einen parasitäre Schwingungen
unterdrückenden Widerstand 34 an das Gitter der Kathodenfolgerröhre 10 angeschlossen,
so daß eine gegenkoppelnde Wechselspannungs-Rückkopplungsschleife geschaffen wird,
die den Transistor 26 und den genannten zeitbestimmenden Kondensator enthält und
vom Ausgang zum Eingang des Miller-Integratorkreises führt.
-
Von der dem Kopplungswiderstand 34 und dem zeitbestimmenden Widerstand
32 gemeinsamen Klemme führt ein zeitbestimmender Widerstand 36 zu einer geregelten,
eine im wesentlichen konstante Spannung liefernden Quelle, deren Ausgangsspanr_ung
durch die Einstellung des Schleifers eines veränderbaren Widerstandspotentiometers
38 steuerbar ist. Die Enden dieses Potentiometers sind zwischen verschiedene negative
Gleichspannungen liefernde Quellen eingeschaltet. Der von dieser Spannungsquelle
durch den zeitbestimmenden Widerstand 36 fließende Strom lädt den zeitbestimmenden
Kondensator 32 auf, wenn in nachstehend beschriebener Weise ein Tor- oder Austastsignal
angelegt wird, wobei an den Ladewiderständen 28 und 30 eine sägezahnförmige
oder ansteigende Spannung erzeugt wird, die vermöge der Wirkungsweise des Miller-Integratorkreises
eine im wesentlichen konstante Abstiegsgeschwindigkeit aufweist. Bei diesem Vorgang
bleibt die am Gitter der Kathodenfolgerröhre 10 anstehende Spannung wegen der Wirkung
der negativen Wechselspannungsrückkopplung unbeschadet der am zeitbestimmenden Kondensator
vorhandenen Spannung im wesentlichen konstant. Dies bedeutet, daß die Spannung am
zeitbestimmenden Widerstand 36 konstant bleibt, so daß der Ladestrom für den zeitbestimmenden
Kondensator 32 ebenfalls konstant bleibt. Die Sägezahnspannung wird beendet und
auf ihren Ausgangs- oder Ruhewert in der nachstehend beschriebenen Weise zurückgebracht,
wobei das entstehende Sägezahn-Ausgangssignal an der Ausgangsklemme 40 und
bei den Lastwiderständen 28 und 30
erscheint und auch noch als Ablenk-Ausgangssignal
an der Ausgangsklemme 42 auftritt, nachdem es durch einen NPN-Transistor
44 in Emitterschaltung verstärkt worden war. Die Basis des Transistors
44
ist mit der den Belastungswiderständen 28 und 30 gemeinsamen Klemme verbunden.
Der Kollektor des Transistors 44 ist an eine positive Gleichspannungsquelle angeschlossen,
während sein Emitter über einen Lastwiderstand 46 an eine negative Gleichspannungsquelle
und an die Ausgangsklemme 42 angeschlossen ist.
-
Der Betrieb des Miller-Integratorkreises wird durch einen Torkreis
gesteuert, der zwei Trenndioden 48
und 50 enthält, deren Kathoden an die untere
bzw. obere Klemme des zeitbestimmenden Kondensators 32 angeschlossen sind. Ein Vergleichertransistor
52 in der Bauart PNP, der als Basisverstärker geschaltet ist, ist mit seinem Emitter
an die Anode der Trenndiode 48 und mit seinem Kollektor an die Anode der Trenndiode
50 angeschlossen. Die Basis des Vergleichertransistors ist mit einer positiven Speisegleichspannung
über einen Vorspannungs- oder Speisekreis verbunden, der zwei Spannungsteilerwiderstände
54
und 56 enthält, welche in Reihe zwischen diese Spannungsquelle und Erde
eingeschaltet sind, wobei dem Widerstand 56 ein Überbrückungskondensator
58 parallel geschaltet ist. Die an dem Vorspannungswiderstand 56 abfallende
Bezugsgleichspannung wird dieser Basiselektrode zugeführt und legt den Beginn des
Ablenk-Ausgangssignals in der nachstehend beschriebenen Weise fest. Der Emitter
des Vergleichertransistors 52 ist ebenfalls mit dieser Spannungsquelle über einen
Emitter-Vorspannungswiderstand 60 verbunden, während der Kollektor dieses Transistors
an eine negative Speisegleichspannung über einen Kollektor-Lastwiderstand 62 angeschlossen
ist. Der Emitter-Kollektor-Kreis des Vergleichertransistors befindet sich normalerweise
im Leitzustand, so daß zwischen den Anoden der gewöhnlich in Durchlaßrichtung vorgespannten
Trenndioden 48 und 50 ein Gleichstrompfad vorhanden ist. Ein als Torschaltung
für die Ablenkung wirkender Multivibrator, der in Form einer als bistabiler Multivibrator
geschalteten Tunneldiode 64 ausgebildet ist, steuert den Leitzustand der Trenndioden
48 und 50 und somit die Zeit, zu der das Ablenk-Ausgangssignal erzeugt
wird. Die Kathode dieser Tunneldiode ist mit Erde verbunden, während ihre Anode
über einen Lastwiderstand 66 mit einer positiven Speisegleichspannung und mit dem
Emitter-Kollektorkreis eines PNP-Steuertransistors 68 verbunden ist, welcher einen
Teil eines Stabilitätsregelkreises und ebenfalls einen Teil eines Haltekreises bildet,
wie er nachstehend beschrieben wird. Von einer Eingangsklemme 72 werden über eine
Kopplungsdiode 70 positive Eingangs-Auslöseimpulse der Anode der Tunneldiode
64 zugeführt. Die Tunneldiode ist so vorgespannt, daß sie sich im Zustand niedriger
Spannung befindet, wenn der Ablenkgenerator in seinem Ruhezustand ist. Ein Auslöseimpuls
bringt diese Tunneldiode von diesem Zustand niedriger Spannung in den Zustand hoher
Spannung. Dieser Auslöse-Eingangsimpuls kann als Folge eines vom Kathodenstrahloszilloskop
empfangenen Vertikaleingangssignals durch einen (nicht dargestellten Auslöseimpulsgenerator
erzeugt werden.
-
Die Anode der Tunneldiode 64 ist über einen Kopplungswiderstand 76
mit der Basis eines Schalttransistors 74 verbunden, so daß der Ausgangsimpuls
dieser Tunneldiode zum Eingang des Schalttransistors ist als Emitterverstärker geschaltet,
wobei die Emitterelektrode über einen Vorspannungswiderstand 78 an eine negative
Speisegleichspannungsquelle und die Kollektorelektrode über einen Lastwiderstand
80 an eine positive Speisegleichspannungsquelle angeschlossen ist. Das in negativer
Richtung ansteigende Ausgangssignal des Schalttransistors 74 wird über
eine
Kopplungsdiode 82 den Anoden der Trenndioden 48 und 50 zugeführt.
Die Kathode dieser Kopplungsdiode 82 ist an den Emitter dieses Transistors und die
Anode an den Kollektor des Vergleichertransistors 52 angeschlossen. Das vom Transistor
74 kommende negative Ausgangssignal kehrt die Vorspannung dieser Trenndioden um,
so daß diese nichtleitend gemacht werden. Daraufhin lädt sich der zeitbestimmende
Kondensator 32 mit linearem Anstieg über den zeitbestimmenden Widerstand 36 und
das Potentiometer 38. Die am Kollektor des Schalttransistors 74 anstehende negative
Spannung kann auch einem Austastkreis oder einem Generatorkreis zur Erzeugung eines
»Positiven-Tor«-signals zugeführt werden (nicht dargestellt), wobei der Anschluß
über eine Ausgangsklemme 84 erfolgt. Es soll hierauf hingewiesen werden,
daß eine Rückwärts-Diode oder sogenannte »backward-Diode« 86 mit ihrer Kathode an
die Kathode der Tunneldiode 64 und mit ihrer Anode an den Emitter des Schalttransistors
74 angeschlossen ist, so daß die Größe des von diesem Schalttransistor entnommenen
Sättigungsstromes gesteuert wird, wenn dieser von dem von der Tunneldiode kommenden,
in positiver Richtung verlaufenden Ausgangsimpuls leitend gemacht wird. Diese Rückwärts-Diode
hilft auch mit, diesen Schalttransistor dadurch in seinen normalen nichtleitenden
Zustand zurückzuführen, indem von der Kathode der Tunneldiode 64 ein in positiver
Richtung verlaufender Impuls übertragen wird, wenn diese Tunneldiode in ihren ursprünglichen
Zustand niedriger Spannung zurückkehrt.
-
Vom Kollektor des Miller-Verstärkertransistors 22 erstreckt sich ein
einen Haltekondensator 88 enthaltender Rückkopplungskreis über den Emitterfolger-Transistor
26 und den Verstärkertransistor 68 zur Anode der Tunneldiode 64. Der in ansteigender
Richtung verlaufende Vorlauf der Sägezahnspannung, die an den Lastwiderständen 28
und 30 abfällt, wird über eine Kopplungsdiode 90 zum Haltekondensator 88
übertragen. Die Kathode dieser Kopplungsdiode 90 ist an die obere Klemme dieses
Kondensators angeschlossen, während ihre Anode mit diesen Lastwiderständen über
einen Kopplungswiderstand 92 verbunden ist, so daß dieser Haltekondensator durch
die diesem Sägezahnteil entsprechende positive Spannung gehalten wird. Diese positive
Spannung wird der Basis des Transistors 68 zugeführt, um die in Durchlaßrichtung
wirkende Basisspannung und auch den Emitter-Kollektor-Strom dieses Transistors bei
einer vorbestimmten Sägezahnspannung zu vermindern, wobei der Emitterstrom dieses
Transistors in nachstehend beschriebener Weise auf einen niedrigen Wert fällt, so
daß die Tunneldiode in ihren ursprünglichen Ruhezustand zurückgebracht wird und
die Sägezahnspannung äußerst schnell auf ihren Ruhewert fällt.
-
Wenn die darauf beruhende abfallende Hinterkante der an den Lastwiderständen
28 und 30 auftretenden Sägezahn-Ausgangsspannung somit in negativer Richtung verläuft
und während des Rücklaufteiles der Ablenkspannung zu ihrem normalen Ruhewert zurückkehrt,
wird dieser Teil mit der Hinterkante oder ablaufenden Kante des Ausgangs-Sägezahnsignals
nicht zum Haltekondensator 88 übertragen, da die Kopplungsdiode 90 durch die auf
diesen Kondensator aufgeladene positive Spannung vorgespannt wird. Der Haltekondensator
entlädt sich daher anstatt über seinen den Widerstand 92 enthaltenden Ladewiderstandspfad
über einen Haltewiderstand 94 nach Erde, der zwischen die obere Klemme des Haltekondensators
88 und eine negative Speisegleichspannungsquelle eingeschaltet ist, welche
als Vorspannung für den Steuertransistor 68 wirkt. Demzufolge wird die der
Basis des Steuertransistors 68 zugeführte ablaufende Kante des Haltesignals gestreckt
oder gedehnt, weil sie eine längere Abfallzeit bis zur Rückkehr auf den normalen
Ruhewert erfordert als das Ausgangs-Ablenksignal des Ablenkgenerators. Die am Kollektor
des Transistors 68 vorhandene positiv werdende Spannung wird daher auf Grund der
ablaufenden Hinterkante des vorgenannten Haltesignals -bei der Rückkehr in den Ruhezustand
verzögert, wobei gleichfalls eine Vergrößerung bei der Rückkehr der Multivibrator-Tunneldiode
64 in Richtung auf den Auslösezustand erfolgt. Von der Klemme 72 kommende Auslöseimpulse
können daher den Ablenkgenerator so lange nicht zum Anlaufen bringen, bis genügend
Zeit verstrichen ist, daß er sich vollständig von einem vorhergehenden Arbeitsvorgang
erholt hat.
-
Der gesamte dem Emitter des Verstärkertransistors 68 zugeführte Strom
wird teilweise durch die Einstellung eines Stabilitätspotentiometers 96 gesteuert.
Dieses Potentiometer ist mit seinem einen Ende an eine positive Spannungsquelle
und mit seinem anderen Ende an eine negative Spannungsquelle angeschlossen. Der
bewegliche Kontakt ist mit dem Emitter des Transistors 68 über einen später zu beschreibenden,
den der Tunneldiode 64 zugeführten stromsteuernden Kreis verbunden. Wenn ein Wahlschalter
98 die dargestellte »Normal«-Stellung einnimmt, ist der Speisestrom so eingestellt,
daß er eben unter dem Spitzenstrom dieser Tunneldiode liegt. In dieser Schalterstellung
kann der mit der Tunneldiode 64 bestückte bistabile Multivibrator im Auslösebetrieb
(Triggerbetrieb) arbeiten, wobei die Auslöseimpulse von der Klemme 72 kommen.
Da der bewegliche Kontakt des Wählschalters 98 mit einer positiven Speisegleichspannungsquelle
verbunden ist, wird in der Schaltstellung »frei laufend« dem Emitter des Transistors
68 über einen Widerstand 100 ein zusätzlicher Strom zugeführt. Wegen
dieses zusätzlichen Stromes wird die Tunneldiode wieder geschaltet, so daß ein weiterer
Arbeitsvorgang des Sägezahnspannungsgenerators bei der Rückkehr der Haltespannung
zum Ausgangs- oder Ruhewert begonnen wird. Das Ergebnis ist, daß der gesamte Ablenkkreis
als frei laufender Oszillator wirkt, der, ohne Eingangsauslöseimpulse zu benötigen,
sich wiederholende Sägezahn-Ausgangsspannungen erzeugt.
-
Mit dem Emitter des Steuertransistors 68 ist ein Spannungsbegrenzerkreis,
der eine für die obere Grenze bestimmte Diode 102 und eine für die untere
Grenze bestimmte Diode 104 enthält, verbunden, der die an diesem Emitter
anstehende Spannung zwischen einen oberen, durch die Spannung an der Kathode der
Diode 102 festgelegten Wert von beispielsweise -I-12 Volt und einem unteren, durch
die Spannung an der Anode der Diode 104 festgelegten Grenzwert von beispielsweise
etwa -I-4 Volt hält. Die Begrenzerdiode 102 befindet sich normalerweise im Leitzustand.
Wenn jedoch die Spannung am Emitter des Transistors 68 -+-12 Volt überschreiten
will, wenn sie dem Sägezahnteil des Haltesignals zu folgen trachtet, wird diese
Diode leitend und begrenzt diese Emitterspannung
auf einen Maximalwert
von etwa -I-12 Volt. Diese Begrenzerwirkung auf eine Maximalspannung gestattet es,
daß der Steuertransistor 68 plötzlich nichtleitend gemacht oder auf einen wesentlich
verminderten Leitzustand gebracht wird, wenn die seiner Basis zugeführte positive
Spannung etwa +12 Volt überschreitet, da dann sein Emitterübergang in Sperrichtung
vorgespannt wird. Wie vorstehend erläutert wurde, wird dadurch die Rückkehr der
Tunneldiode 64 in ihren anfänglichen Ruhezustand bewirkt. Die Anode der Begrenzerdiode
104 ist mit der Anode einer Vorspannungs- oder Speisediode 106 verbunden, die normalerweise
leitet und einen Teil des Vorspannungs- oder Speisekreises dieser Begrenzerdiode
bildet. Zwischen die + 12-Volt-Quelle der Speisespannung und Erde sind zwei Spannungsteilerwiderstände
108 und 110 eingeschaltet, während weitere zwei Widerstände 112 und
114
in Reihe zwischen diese Spannungsquelle und die Anoden der Dioden
104 und 106 eingeschaltet sind. Die Kathode der Diode 106 ist
mit der den Spannungsteilerwiderständen 108 und 110 gemeinsamen Klemme verbunden.
Der die Spannungsteilerwiderstände 108, 110, die Widerstände 112 und 114
und die Vorspannungs- oder Speisediode 106 enthaltende Vorspannungs- oder Speisekreis
sorgt für eine untere Grenzspannung von etwa +4 Volt an der Anode der Begrenzerdiode
104. Wenn daher die in negativer Richtung verlaufende Hinterkante des positiven
Haltesignals zu ihrer normalen Spannung zurückkehrt, um die Basis des Transistors
68 auf diese Spannung zu bringen, folgt die Emitterspannung dieses Transistors so
lange nach, bis sie etwa +4 Volt erreicht, da zu diesem Zeitpunkt die Begrenzerdiode
104 in Sperrichtung vorgespannt ist. Erreicht die Spannung am Emitter etwa
4 Volt, so kann sie nicht weiter in negativer Richtung abfallen, da die Begrenzerdiode
104 leitend wird, so daß eine weitere Abnahme der Haltespannung bewirkt,
daß der Emitterübergang des Transistors 68 plötzlich stark in Durchlaßrichtung vorgespannt
wird. Dadurch kann abhängig von der Stellung des Schalters 98 von den mit den Widerständen
96 oder 100 verbundenen Quellen durch die Diode 104 zur Tunneldiode 64 ein zusätzlicher
Speisestrom fließen. Der über den Widerstand 100 ankommende Strom reicht
immer aus, die Tunneldiode 64 in ihren Zustand bei hoher Spannung zu schalten und
diese frei arbeiten zu lassen. Der vom Widerstand 96 ankommende Strom kann so eingestellt
werden, daß er nicht für das freie Arbeiten der Tunneldiode ausreicht, jedoch genügt,
damit diese von den über die Klemme 72 ankommenden Auslöseimpulsen ausgelöst wird.
Die Einstellung des beweglichen Kontaktes am Potentiometerwiderstand 96 regelt daher
den Betrag des durch die Tunneldiode 64 fließenden Speisestromes, wenn sich dieser
Stromkreis im Ruhezustand befindet. Mit der Einstellung dieses Potentiometers wird
daher die Stabilität oder die Auslöseempfindlichkeit dieses mit der Tunneldiode
arbeitenden Multivibrators geregelt i und damit die Amplitude des zur Auslösung
des Multivibrators erforderlichen Eingangs-AuslöseimpuI-ses eingestellt. Der Bereich
dieser Stabilitätsregelung ist gewöhnlich ausreichend groß, so daß auch ein freier
Lauf des gesamten Ablenk- oder Sägezahngenerators hervorgerufen werden kann.
-
Im folgenden wird die Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Ablenkgenerators
kurz beschrieben: Der Eingangsklemme 72 zugeführte positive Eingangs-Auslöseimpulse
werden der Anode der Tunneldiode 64 zugeführt, so daß diese Tunneldiode von ihren
normalen stabilen Zustand bei niedriger Spannung in ihren stabilen Zustand bei hoher
Spannung umgeschaltet wird. Dadurch wird eine in positiver Richtung verlaufende
Rechteck- oder Stufenspannung erzeugt, die an die Basis des normalerweise nichtleitenden
Schalttransistors 74 gelangt und diesen Transistor leitend macht, so daß an seinem
Kollektor eine in negativer Richtung verlaufende Rechteck-oder Stufenspannung gebildet
wird. Diese negative Spannung wird -über die Kopplungsdiode 82 zu den Anoden der
normalerweise leitenden Trenndioden 48 und 50 übertragen, wodurch
diese Trenndioden nichtleitend werden. Die beiden Klemmen des zeitbestimmenden Kondensators
32 sind normalerweise über die üblicherweise leitenden Trenndioden 48 und
50 und den Transistor 52 miteinander und mit Erde verbunden. Wenn jedoch die Trenndioden
48 und 50
nichtleitend gemacht werden, beginnt sich der zeitbestimmende
Kondensator 32 über den zeitbestimmenden Widerstand 36 aufzuladen. Die an der unteren
Klemme des zeitbestimmenden Kondensators anstehende Spannung zeigt die Neigung,
negativer zu werden und den Spannungsabfall am zeitbestimmenden Widerstand 36 zu
vermindern und somit den Ladestrom des zeitbestimmenden Kondensators zu vermindern.
Die negativ werdende Spannung an der unteren Klemme des zeitbestimmenden Kondensators
wird jedoch über die Kathodenfolgerröhre 10 an die Basis des Verstärkertransistors
22 des Miller-Integrators gekoppelt und von diesem Transistor verstärkt, und umgekehrt.
Diese umgekehrte Spannung wird dann über den zeitbestimmenden Kondensator 32 zurückgekoppelt,
so daß sie irgendeiner Spannungsänderung am Gitter der Kathodenfolgerröhre 10 entgegenwirkt.
Dies bedeutet, daß die am zeitbestimmenden Widerstand 36 anstehende Spannung im
wesentlichen konstant bleibt und daß der zeitbestimmende Kondensator 32 im wesentlichen
konstant geladen wird, wie dies bei üblichen Miller-Ablenkkreisen der Fall ist.
-
Die durch den eben beschriebenen Vorgang am zeitbestimmenden Kondensator
32 gebildete sägezahnförmige Spannung erscheint an den Ausgangsklemmen 40 und 42.
Die positiv werdende Sägezahn-Ausgangsspannung wird auch dem Haltekondensator 88
über die Kopplungsdiode 90 zugeführt, so daß dieser beispielsweise auf etwa -1--13
Volt geladen wird. Diese positiv werdende Spannung wird der Basis des Transistors
68 zugeführt und macht in der Nähe von + 12 Volt den Emitter-Kollektor-Kreis dieses
Transistors plötzlich nichtleitend. Dadurch wird der Stromfluß durch die Tunneldiode
64 unter den Minimumpunkt gebracht. so daß der durch die Tunneldiode gebildete bistabile
Multivibrator von seinem stabilen Zustand bei hoher Spannung in seinen ursprünglichen
stabilen Zustand bei niedriger Spannung zurückkehrt und an der Anode dieser Tunneldiode
eine in negativer Richtung verlaufende Stufen- oder Rechteckspannung erzeugt. Die
in negativer Richtung verlaufende Spannung wird der Basis des Schalttransistors
74 zugeführt und macht diesen Transistor wieder nichtleitend und erzeugt an seinem
Kollektor eine in positiver Richtung verlaufende Rechteck- oder Stufenspannung,
die über die Kopplungsdiode 82 zu den Anoden der Trenndioden 48
und
50 übertragen wird. Demzufolge werden die Trenndioden 48 und 50 leitend
gemacht, so daß der zeitbestimmende Kondensator 32 entladen wird und die Ausgangs-Sägezahnspannung
auf ihren normalen Ruhewert zurückkehrt.
-
Gleichzeitig mit der Rückkehr der Ausgangs-Sägezahnspannung auf den
Ruhewert beginnt die Entladung des Haltekondensators 88 von der darauf angesammelten
positiven Spannung. Der Entladepfad für diesen Haltekondensator ist jedoch dem vorerwähnten
Ladepfad wegen des Vorhandenseins der Kopplungsdiode 90 nicht gleich. Die
entstehende Haltespannung kehrt langsamer als die Ausgangs-Sägezahnspannung auf
ihren Ruhewert zurück und hindert dadurch während einer ausreichenden Zeitspanne
nach der Rückkehr dieser Ausgangsspannung zu ihrem Anfangswert die wiederholte Auslösung
der Tunneldiode 64, so daß alle Stromkreiskapazitäten einschließlich des zeitbestimmenden
Kondensators 32 sich auf ihre Ruhespannungen entladen können, wodurch die nachfolgenden
Zeitbasis-Ablenksignale nahezu identisch ausfallen.
-
Es soll darauf hingewiesen werden, daß der zeitbestimmende Widerstand
36, der zeitbestimmende Kondensator 32 und der Haltekondensator 88 in ihren Werten
dadurch geändert werden, daß mehrere unterschiedliche Widerstände und Kondensatoren
mittels geeigneter, miteinander gekuppelter Wahlschalter an den Stromkreis an- oder
von diesem abgeschaltet werden, so daß eine Veränderung der Ablenkgeschwindigkeit
des Horizontal-Ablenksignals eintritt. Da der durch den zeitbestimmenden Widerstand
36 und die Trenndiode 50 verlaufende Ruhestrom die Neigung zeigt, sich mit dem Widerstandswert
des zeitbestimmenden Widerstandes zu ändern, neigt die Anfangs- oder Ruhegittervorspannung
der Kathodenfolgerröhre 10 ebenfalls zu einer Änderung. Eine beliebige Änderung
dieser Vorspannung ändert die Anfangsspannung des Zeitbasis-Ablenksignals. Falls
ein transistorisierter Ablenkgeneratorkreis zur Anwendung gelangt, so kann die gesamte
Ablenkspannung vom Anfang bis zum Ende der Ablenkung nur 10 Volt betragen, so daß
ein Fehler von nur 1 Volt bis zu 10% der gesamten Ablenkspannung betragen kann.
Ein solcher Fehler kann bei einem üblichen, mit einer Vakuumröhre arbeitenden Ablenkgenerator
mit einer Ablenkspannung in der Gegend von 150 Volt geduldet werden, da ein solcher
Fehler weniger als 1% betragen würde. Die grundlegende Aufgabe des Vergleichertransistors
52 ist es, diesen durch Änderungen in dem zeitbestimmenden Widerstand hervorgerufenen
Fehler der Vorspannung im wesentlichen zu beseitigen, indem der Stromfluß durch
die Trenndiode 50 geregelt wird.
-
Da die Trenndioden 48 und 50 normalerweise leitend sind,
wird vom Kollektor des Miller-Verstärkertransistors eine gegenkoppelnde Gleichspannungs-Rückkopplungsschleife
zum Eingang der Kathodenfolgerröhre 10 über den Rückkopplungs-Emitterfolgertransistor
26, die Trenndiode 48, den Vergleichertransistor 52 und die Trenndiode
50 gebildet. Irgendeine Änderung der Gleichspannung am Gitter der Kathodenfolgerröhre
wird daher umgekehrt und über diesen Gleichspannungs-Rückkopplungskreis zurückgeführt,
so daß einer solchen Änderung entgegengewirkt und die Vorspannung korrigiert wird,
indem der Stromfluß durch die Diode 50 gesteuert wird, und an die Basis des Vergleichertransistors
52 ist eine Bezugsspannung angelegt, die mit der an den Emitter dieses Transistors
angelegten Ausgangsspannung des Miller-Kreises verglichen wird, so daß eine Änderung
dieser Ausgangsspannung gegenüber der Bezugsspannung durch den Transistor 52 verstärkt
und als Korrekturspannung über die Anode der Trenndiode 50 an das Gitter
der Röhre 10 angelegt wird. Demzufolge wird der durch die Diode 50 fließende
Ruhestrom so gesteuert, daß die Vorspannung an dem Gitter der Röhre 10 im wesentlichen
konstant bleibt und ebenfalls die Ausgangs-Ruhespannung des Kreises im wesentlichen
konstant bleibt.
-
Die Kathodenfolgerröhre 10 ist deshalb zwischen den Miller-Verstärkertransistor
22 und die gemeinsame Klemme des zeitbestimmenden Widerstandes 36 und des
zeitbestimmenden Kondensators 32 eingefügt, da eine Vakuumröhre nur einen sehr geringen
Gitterstrom beim Betrieb als A-Verstärker zieht, wenn das Gitter hinsichtlich der
Kathode negativ ist, was im Gegensatz zu einem ziemlich großen, vom Miller-Verstärkertransistor
gezogenen Basisstrom oder auch eines Emitterfolgertransistors steht, wenn mit letzteren
diese Kathodenfolgerröhre ersetzt würde. Dieser niedrige Gitterstrom bewirkt, daß
im wesentlichen derselbe Ladestrom in den zeitbestimmenden Kondensator fließt, wie
er in den zeitbestimmenden Widerstand fließt, wenn die Trenndioden in Sperrichtung
vorgespannt sind, und zwar weil die Diode so ausgewählt ist, daß sie einen sehr
geringen Leckstrom aufweist. Da im zeitbestimmenden Kondensator 32 im wesentlichen
derselbe Strom wie im zeitbestimmenden Widerstand 36 fließt und da dieser Ladestrom
ohne Rücksicht auf die Spannung des zeitbestimmenden Kondensators wegen der Wirkungsweise
des Miller-Integratorkreises im wesentlichen konstant ist, ist die bei der Ladung
dieses zeitbestimmenden Kondensators erzeugte Sägezahnspannung äußerst linear. Dies
trifft auch dann zu, wenn die für die Kathodenfolgerröhre 10 verwendeten
Vakuumröhren unterschiedliche Arbeitscharakteristiken, hervorgerufen durch Alterung
od. dgl., aufweisen.
-
Es ist klar, daß der gewöhnliche Fachmann in den Einzelheiten der
vorbeschriebenen bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verschiedene
Änderungen ausführen kann. Beispielsweise kann die Tunneldiode 64 durch zwei geeignet
zusammengeschaltete Transistoren oder Vakuumröhren unter Bildung eines bistabilen
Multivibrators ersetzt werden, und es kann der Miller-Integratorkreis als ein »nach
unten laufender« (mit fallender Spannung betriebener) Ablenkkreis an Stelle eines
»nach oben laufenden« (mit ansteigender Spannung arbeitenden) Kreises geschaltet
werden, wobei naheliegende Änderungen getroffen werden können einschließlich des
Ersatzes von NPN-Transistoren durch Transistoren der Bauart PNP, und umgekehrt.
Die vorliegende Erfindung soll daher nicht durch die vorstehend beschriebene, bevorzugte
Ausführungsform, sondern nur durch den Schutzbereich der folgenden Ansprüche begrenzt
sein.
-
Alle beschriebenen und gezeigten Einzelheiten sind erfindungswesentlich.