DE1200382B

DE1200382B - Frequency divider

Info

Publication number: DE1200382B
Application number: DES72101A
Authority: DE
Inventors: Dipl-Ing Max Schlichte
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1961-01-18
Filing date: 1961-01-18
Publication date: 1965-09-09

Description

Frequenzteiler In Anlagen der elektrischen Nachrichtenübertragungstechnik, insbesondere in Zeitmultiplex-Übertragungssystemen, werden häufig Schaltungen benötigt, die aus einer gegebenen Schwingung hoher Frequenz eine Schwingung mit einer um beliebige ganzzahlige Faktoren tieferen Frequenz phasenstarr ableiten. Schaltungen dieser Art, Frequenzteiler genannt, verwenden meist selbstschwingende, von der gegebenen Schwingung synchronisierte Kippgeneratoren mit einer etwa unter der gewünschten Tellerfrequenz liegenden Eigenfrequenz. Die Frequenzkonstanz dieser Generatoren ist jedoch selbst bei Stabilisierung der Betriebsspannungen sehr gering, so daß sie für größere Tellerfaktoren ungeeignet sind. Größere Tellerfaktoren lassen sich mit Frequenzteilerketten, Ringkernzählern oder Schieberegistern verwirklichen. Der schaltungstechnische Aufwand ist hierbei allerdings außerordentlich groß. Das gleiche gilt für in ihrer Frequenz und ihrer Phase nachstellbare Oszillatoren, die gelegentlich ebenfalls Verwendung finden.Frequency divider In systems of electrical communication technology, In particular in time division multiplex transmission systems, circuits are often required that from a given oscillation of high frequency an oscillation with an arbitrary one derive integral factors of lower frequency phase-locked. Circuits of this Type, called frequency divider, mostly use self-oscillating, of the given one Vibration synchronized tilt generators with a roughly below the desired one Plate frequency lying natural frequency. The frequency constancy of these generators however, is very low even with stabilization of the operating voltages, so that they are unsuitable for larger plate factors. Larger plate factors can be realize with frequency divider chains, toroidal counters or shift registers. Of the The complexity of the circuitry is, however, extremely high. The same applies to oscillators with adjustable frequency and phase, which occasionally also find use.

Der Erfindung, die sich auf einen nach dem letztgenannten Prinzip arbeitenden Frequenzteiler bezieht, liegt unter anderem die Aufgabe zugrunde, mit einfachen Schaltmitteln einen auch noch bei hohen Tellerfaktoren betriebssicheren Frequenzteiler zu verwirklichen.The invention, based on the latter principle working frequency divider relates, is based, among other things, on the task with simple switching means a reliable operation even with high plate factors Realize frequency divider.

Für eine Frequenzteilerschaltung, bestehend aus einem in der Frequenz und der Phase nachstellbaren Oszillator und einem Vergleicher, dem zur Ableitung einer geeigneten, auf die Frequenz und die Phase der Oszillatorspannung einwirkenden Steuergröße die Oszillatorspannung und die in der Frequenz um den Tellerfaktor höhere Synchronisierspannung zugeführt sind, wird erfindungsgemäß die Aufgabe dadurch gelöst, daß der Oszillator ein selbstschwingendes Multiar ist, dessen Spannung am Rückkopplungsübertrager zusammen mit der Synchronisierspannung am Eingang des Vergleichers wirksam ist, und- daß der Vergleicher derart ausgebildet ist, daß in seinem Ausgangskreis immer dann ein den frequenzbestimmenden Kreis des Multiars in gewünschter Weise nachstimmender Strom fließt, wenn der Momentanwert der am Eingang des Vergleichers wirksamen Spannung eine vorgegebene Potentialschwelle übersteigt.For a frequency divider circuit consisting of one in the frequency and the phase adjustable oscillator and a comparator, the one for derivation a suitable one acting on the frequency and the phase of the oscillator voltage The control variable is the oscillator voltage and the frequency which is higher by the plate factor Synchronizing voltage are supplied, the object is achieved according to the invention by that the oscillator is a self-oscillating multiar, its voltage at the feedback transformer is effective together with the synchronization voltage at the input of the comparator, and that the comparator is designed in such a way that always in its output circuit then a frequency-determining circle of the multiar tune in the desired way Current flows when the instantaneous value of the voltage effective at the input of the comparator exceeds a predetermined potential threshold.

An Hand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt sind, soll die Erfindung im folgenden näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeutet F i g. 1 eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung, F i g. 2 der über der Zeit aufgetragene Verlauf verschiedener Spannungen und Ströme bei der Schaltungsanordnung nach der F i g. 1, F i g. Sein Zeigerdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Erfindungsgegenstandes, F i g. 4 ein weiteres Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des Erfindungsgegenstandes, F i g. 5 eine Schaltungsvariante der F i g. 1, F i g. 6 der über der Zeit aufgetragene Verlauf verschiedener Spannungen bei der Schaltungsanordnung nach der F i g. 5.Using exemplary embodiments shown in the drawing are, the invention will be explained in more detail below. In the drawing means F i g. 1 shows a circuit arrangement according to the invention, FIG. 2 of the over time Plotted course of various voltages and currents in the circuit arrangement according to FIG. 1, Fig. His phasor diagram to explain how it works of the subject matter of the invention, F i g. 4 another diagram to explain the mode of operation of the subject matter of the invention, F i g. 5 shows a circuit variant of FIG. 1, Fig. 6 shows the curve of various voltages in the circuit arrangement plotted against time according to FIG. 5.

Das in der F i g. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel nach der Erfindung besteht im wesentlichen aus einem selbstschwingenden Multiar mit dem Transistor Tsi und einem Vergleicher mit dem Transistor Ts2. Beide Transistoren sind in Emitter-Basis geschaltet. Der für die Multiarschaltung charakteristische differenzierende Rückkopplungsübertrager ist beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 1 mit seiner Primärwicklung in Reihe mit dem frequenzbestimmenden Schwingkreis L/C im Kollektorkreis des Transistors Tsi angeordnet. Seine Sekundärwicklung ist dagegen in Reihe mit dem Gleichrichter Gl und dem induktiv rückgekoppelten Schwingkreis LIC der Basis-Emitter-Strecke von Tsi parallel angeschaltet. Der Rückkopplungsübertrager Ü weist noch eine dritte Wicklung auf, die dem Vergleicher zugeordnet ist und in Reihe mit der an den Klem-men B angelegten Synchronisierspannung US am Eingang des Transistors Ts. liegt. Beide Transistoren sind kollektorseitig über den Schwingkreis L/C mit dem negativen Pol der Betriebsgleichspannungsquelle Uv verbunden. Ferner ist der Transistor Ts2 mittels einer zwischen dem Emitter und dem gemeinsamen Bezugspotential angeordneten Gleichspannungsquelle mit der Klemmenspannung Uo in Sperrichtung vorgespannt. Die Batteriespannung U, ist hierbei etwas größer gewählt als der Spitzenwert der Synchronisierspannung U5 bzw. der an der Tertiärwicklung des Rückkopplungsübertragers Ü auftretenden Spannung U4. Die mittels der erfindungsgemäßen Schaltung nach der F i g. 1 von der Synchronisierspannung U5 abgeleitete Wechselspannung U2 mit einer zu U5 um den Teilerfaktor n niedrigeren Frequenz kann an den Klemmen A abgenommen werden.The in FIG. 1 shown embodiment according to the invention consists essentially of a self-oscillating multiar with the transistor Tsi and a comparator with the transistor Ts2. Both transistors are connected in emitter-base. The differentiating feedback transformer which is characteristic of the multi-circuit connection is in the exemplary embodiment according to FIG. 1 arranged with its primary winding in series with the frequency-determining resonant circuit L / C in the collector circuit of the transistor Tsi. On the other hand, its secondary winding is connected in series with the rectifier Gl and the inductively fed back resonant circuit LIC of the base-emitter path of Tsi. The feedback transformer U also has a third winding which is assigned to the comparator and is in series with the synchronization voltage US applied to the terminals B at the input of the transistor Ts. Both transistors are connected on the collector side to the negative pole of the operating DC voltage source Uv via the resonant circuit L / C. Furthermore, the transistor Ts2 is biased in the reverse direction with the terminal voltage Uo by means of a DC voltage source arranged between the emitter and the common reference potential. The battery voltage U, is selected here to be somewhat greater than the peak value of the synchronization voltage U5 or the voltage U4 occurring at the tertiary winding of the feedback transformer U. The circuit according to the invention according to FIG. 1 AC voltage U2 derived from the synchronization voltage U5 with a frequency lower than U5 by the division factor n can be picked up at terminals A.

Zum leichteren Verständnis der Wirkungsweise des Erfindungsgegenstandes sind in der F i g. 2 verschiedene bei der Schaltung nach der F i g. 1 auftretende Spannungen und Ströme über der Zeit aufgetragen. Das Multiar schwingt zunächst vollkommen frei mit einer durch den Schwingkreis L!C bestimmten Frequenz f.. Die an den Klemmen A stehende Wechselspannung U2 ist sinusförmig und hat auch eine praktisch konstante Amplitude, da der Schwingkreis L!C durch den ihn durchfließenden rechteckförmigen Kollektorstrom il von jedem Stromimpuls neu angeregt wird. Dabei treten am Rückkopplungsübertrager Ü - zeitlich zusammenfallend mit den Nulldurchgängen der Schwingkreisspannung U2 bzw. U2 - beim Übergang von der negativen in die positive Halbwelle positive und beim Übergang von der positiven in die negative Halbwelle negative Impulse auf. Diesen Impulsen überlagert sich im Steuerkreis des Transistors Tsl die Spannung Uz zur Steuerspannung U3. Die positiven Anteile der Steuerspannung U3 entsperren den Gleichrichter GZ und sind daher an der Basis des Transistors Tsl im Sinne einer Sperrspannung U1 wirksam. Einsatz und Unterbrechung des Stromes il sind somit stets durch die Nulldurchgänge der sinusförmigen Wechselspannung U2 festgelegt.For easier understanding of the mode of operation of the subject matter of the invention are in FIG. 2 different in the circuit according to FIG. 1 occurring Tensions and currents plotted over time. At first the multiar vibrates completely freely with a frequency f .. determined by the oscillating circuit L! C at the terminals A standing alternating voltage U2 is sinusoidal and also has a practically constant one Amplitude, because the oscillating circuit L! C is caused by the rectangular shape flowing through it Collector current il is newly excited by each current pulse. Do this at the feedback transformer Ü - coincides in time with the zero crossings of the resonant circuit voltage U2 or U2 - at the transition from the negative to the positive half-wave positive and at the transition from the positive to the negative half-wave on negative impulses. The voltage is superimposed on these pulses in the control circuit of the transistor Tsl Uz to control voltage U3. Unlock the positive components of the control voltage U3 the rectifier GZ and are therefore at the base of the transistor Tsl in the sense of a Reverse voltage U1 effective. Use and interruption of the current il are therefore always determined by the zero crossings of the sinusoidal alternating voltage U2.

Die Spannung U4 ist, wie bereits erwähnt, über die dritte Wicklung des Rückkopplungsübertragers G dem Eingang des Vergleichers zugeführt. Diese Wicklung ist so bemessen, daß der Spitzenwert der Spannung U4 wenigstens annähernd gleich dem Spitzenwert der Synchronisierspannung U5 ist. Die Synchronisierspannung US ist im vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Rechteckimpulsfolge mit einer um den Teilerfaktor n = 4 höheren Folgefrequenz. Die Eigenfrequenz fo des Schwingkreises L!C ist, bezogen auf die Sollfrequenz der abzuleitenden Schwingung, etwas höher gewählt. Die gegenseitige Phasenlage der Spannung U4 und der Synchronisierspannung U., wird sich daher zunächst stetig ändern. In dem Zeitpunkt, in dem sich jedoch ein negativer Impuls der Spannung U4 einem Impuls der Synchronisierspannung U- teilweise überlagert (U6), so daß ein kurzer Spannungsimpuls mit dem doppelten Spitzenwert einer der beiden Spannungen am Eingang des Transistors Ts. auftritt, wird dessen Sperrspannung U, überwunden und der Transistor während der Dauer dieses Doppelimpulses durehgesteuert. Die Wirkung der auf diese Weise ausgelösten Stromimpulse i2 auf die Frequenz der Multiarschwingung ist, wie im folgenden noch näher erläutert werden soll, von solcher Art, daß der Schwinb kreis L!C im Zuge der aufeinanderfolgenden Schwingungsperioden rasch auf die Sollfrequenz der Synchronisierspannung U@, unter Berücksichtigung des Teilerfaktors n, verstimmt wird.As already mentioned, the voltage U4 is across the third winding of the feedback transformer G fed to the input of the comparator. This winding is dimensioned so that the peak value of the voltage U4 is at least approximately the same is the peak value of the synchronization voltage U5. The synchronization voltage is US In the present exemplary embodiment, a square pulse train with a division factor n = 4 higher repetition rate. The natural frequency fo of the oscillating circuit L! C is related to the setpoint frequency of the vibration to be derived, selected a little higher. The mutual Phase position of the voltage U4 and the synchronizing voltage U., will therefore initially constantly change. At the point in time, however, there is a negative pulse of tension U4 a pulse of the synchronizing voltage U- partially superimposed (U6), so that a short voltage pulse with twice the peak value of one of the two voltages occurs at the input of the transistor Ts., its reverse voltage U, is overcome and the transistor is durehcontrolled for the duration of this double pulse. The effect of the current pulses i2 triggered in this way to the frequency of the multi-artery oscillation is, as will be explained in more detail below, of such a type that the Schwinbkreis L! C in the course of the successive oscillation periods the setpoint frequency of the synchronization voltage U @, taking into account the division factor n, is out of tune.

Aus dem Diagramm der F i g. 2 ist ersichtlich, daß die durch die negativen Doppelimpulse der Spannung U6 ausgelösten Stromimpulse i2 stets im Nulldurchgang der Sinusspannung U2 bzw. U2 auftreten. Dies bedeutet aber, daß die durch die Stromimpulse i2 im Schwingkreis LIC erzeugten Spannungskomponenten gegenüber der ursprünglichen Schwingkreisspannung jeweils um 90° in der Phase verschoben sind. Im Diagramm i2 (F i g. 2) ist das durch die den Grundwellenanteil der Stromimpulsfolge darstellende, gestrichelte Sinuskurve angedeutet.From the diagram of FIG. 2 it can be seen that by the negative Double pulses of the voltage U6 triggered current pulses i2 always in the zero crossing the sinusoidal voltage U2 or U2 occur. But this means that the current pulses i2 in the oscillating circuit LIC generated voltage components compared to the original Resonant circuit voltage are each shifted by 90 ° in phase. In diagram i2 (F i g. 2) is that represented by the fundamental wave component of the current pulse train, dashed sine curve indicated.

In der F i g. 3 ist an Hand eines Vektorzeigerdiagramms gezeigt, wie sich die ursprünglich am Schwingkreis L!C stehende Spannung U2 beim Hinzukommen der durch den Stromimpuls i2 erzeugten Spannungskomponente U2 zu einer resultierenden Spannung Ur zusammensetzt. Demnach erfährt die Spannung U2 mit jedem Stromimpuls 1, eine Phasenänderung - A (p.In FIG. 3 is shown on the basis of a vector phasor diagram how the voltage U2 originally at the oscillating circuit L! C changes when it is added the voltage component U2 generated by the current pulse i2 to a resulting Tension ur composed. Accordingly, the voltage U2 experiences with each current pulse 1, a phase change - A (p.

Im Diagramm der F i g. 4 ist die Wirkung dieser ständig neu von den Stromimpulsen i2 ausgelösten Phasenänderung - A (p graphisch dargestellt. Dabei ist über der Zeit t, bezogen auf die der Frequenz f. des Schwingkreises L!C umgekehrt proportionale Zeit -co, der auf den Faktor z bezogene Phasenwinkel p aufgetragen. Die mit dem Parameter (v.=2 zfo aufgetragene Funktion stellt eine Gerade dar, die ihren Ursprung im Nullpunkt des Koordinatensystems hat und deren Neigung gegen die Abszisse allein durch die Kreisfrequenz (o. gegeben ist. Die Darstellung einer Schwingung mit einer gegenüber f. höheren oder niedrigeren Frequenz drückt sich in diesem Diagranen durch einen entsprechend größeren oder kleineren Neigungswinkel der Geraden aus.In the diagram of FIG. 4 is the effect of this phase change - A (p), which is constantly being triggered anew by the current pulses i2, is shown graphically. Here, over the time t, based on the time -co, which is inversely proportional to the frequency f. Of the oscillating circuit L! The function plotted with the parameter (v. = 2 zfo) represents a straight line which has its origin at the zero point of the coordinate system and whose inclination to the abscissa is given solely by the angular frequency (above. The representation of an oscillation with a frequency higher or lower than f. is expressed in this diagram by a correspondingly larger or smaller angle of inclination of the straight line.

Erfährt die Schwingung mit der Frequenz f. in den Abständen -to eine Phasenänderung - A p, dann ergibt sich der mit dem Parameter w1 bezeichnete Kurvenverlauf. Die Phasensprünge erscheinen im Diagramm als kurze, parallel zur Ordinate und gegen die Abszisse verlaufende Zacken, die miteinander durch gerade, parallel zur Geraden coo verlaufende Strecken verbunden sind. Aus dem Diagramm der F i g. 4 ist sofort ersichtlich, daß die im Schwingkreis L!C periodisch wirksame Phasenänderung - A 99 einer Verstimmung desselben gegen eine tiefere Frequenz f 1 < f. gleichkommt.If the oscillation with the frequency f. Experiences a phase change - A p at the intervals -to, then the curve profile designated by the parameter w1 results. The phase jumps appear in the diagram as short spikes running parallel to the ordinate and against the abscissa, which are connected to one another by straight sections running parallel to the straight line coo. From the diagram of FIG. 4 it can be seen immediately that the phase change - A 99 that is periodically effective in the oscillating circuit L! C is equivalent to detuning it against a lower frequency f 1 <f.

Die Größe der Phasenänderung - A T ist der Dauer der Stromimpulse i2 proportional und damit von der Breite der im Diagramm der Spannung U, (F i g. 2) schraffiert gezeichneten Impulse abhängig. Wenn sich der erfindungsgemäße Frequenzteiler elektrisch in seinem dynamischen Gleichgewichtszustand befindet, ist die Breite der schraffierten Impulse gerade so groß, daß die hierdurch gegebene Verstimmung des Schwingkreises die ursprünglich vorhandene Frequenzdifferenz zwischen der Spannung U2 bzw. U2 und der Synchronisierspannung U5, unter Berücksichtigung des Teilerfaktors n, rückgängig macht.The magnitude of the phase change - A T is the duration of the current pulses i2 proportionally and thus on the width of the voltage U, (F i g. 2) depending on the hatched pulses. If the frequency divider according to the invention electrically in its dynamic state of equilibrium is the width the hatched impulses are just so large that the resulting detuning of the resonant circuit the originally existing frequency difference between the voltage U2 or U2 and the synchronization voltage U5, taking into account the division factor n, undo.

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel nach der F i g. 1 erfolgt die Regelung in Richtung von höheren nach tieferen Frequenzen. Deshalb muß der der Schwingkreis L!C auf eine gegenüber der Sollfrequenz etwas höhere Frequenz abgestimmt sein. Die Regelrichtung kann selbstverständlich auch in gleicher Weise von tieferen nach höheren Frequenzen erfolgen. Zu diesem Zweck ist beispielsweise lediglich eine Umpolung der Spannung U4 erforderlich, d. h. die Anschlüsse der Tertiärwicklung des Rückkopplungsübertragers Ü sind zu vertauschen.In the described embodiment according to FIG. 1 takes place the regulation in the direction of higher to lower frequencies. Therefore he has to Resonant circuit L! C tuned to a frequency that is slightly higher than the setpoint frequency be. The direction of regulation can of course also be lower in the same way after higher frequencies. For this purpose, for example, there is only one Polarity reversal of voltage U4 required, d. H. the connections of the tertiary winding of the feedback transformer Ü are to be exchanged.

In der F i g. 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel nach der Erfindung dargestellt, das sich hinsichtlich der F i g. 1 im wesentlichen durch eine etwas abweichende Anschaltung der Synchronisierspannung kel U5 und der Spannung U4 an den Transistor Ts2 unterscheidet. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist der Rückkopplungsübertrager mit seiner Primärwicklung in der Emitterzuleitung des Transistors Tsl angeordnet, so daß auf eine zusätzliche Wicklung für den Vergleicher verzichtet werden kann. Die Basis des Transistors Ts. ist unmittelbar mit dem Emitter des Transistors Tsl verbunden. Die Spannung U4 ist daher am Steuereingang des Transistors Tsz gegen das gemeinsame Massebezugspotential wirksam. Die Synchronisierspannung U5 ist über die Klemmen B zwischen Emitter und Masse des Transistors Ts. eingeschleift, so daß für dessen Aussteuerung nunmehr die Differenz aus der Spannung U4 und der Synchronisierspannung U5 maßgebend ist.In FIG. 5 shows a further exemplary embodiment according to the invention, which is different with regard to FIGS. 1 differs essentially by a slightly different connection of the synchronizing voltage kel U5 and the voltage U4 to the transistor Ts2. In this embodiment, the feedback transformer is arranged with its primary winding in the emitter lead of the transistor Tsl, so that there is no need for an additional winding for the comparator. The base of the transistor Ts. Is directly connected to the emitter of the transistor Tsl. The voltage U4 is therefore effective at the control input of the transistor Tsz against the common ground reference potential. The synchronizing voltage U5 is looped in via the terminals B between the emitter and ground of the transistor Ts. So that the difference between the voltage U4 and the synchronizing voltage U5 is decisive for its control.

Zur Erleichterung des Verständnisses der Wirkungsweise dieser Schaltungsvariante ist in der Fig.6 der zeitliche Verlauf der wichtigsten Spannungen untereinander aufgetragen. Als Synchronisierspannung U5 ist in diesem Fall eine Sinusspanspannung vorgesehen, die in gleicher Weise wie die Spannung U5 nach der F i g. 2 gegen das Massebezugspotential Null nur negative Werte aufweist. Die zwischen Basis und Emitter des Transistors Ts2 wirksame Differenzspannung U7 kann demnach den Vergleicher nur aussteuern, wenn ihr Momentanwert negativ wird. Dies ist, wie das Diagramm der Spannung U 7 zeigt, nur möglich, wenn die negativen Impulse der Spannung U4 eine entsprechende Zeitlage zur Synchronisierspannung U5 einnehmen. Da die Impulse der Spannung U4 sich über den Flanken der Spannung U5 aufbauen, haben die in den negativen Bereich hineinragenden Spannungsspitzen eine Sägezahnform, deren Fußbreite um so größer ist, je näher die Impulse an die unteren Spitzender Synchronisierspannung U5 heranreichen. Die Regelung wirkt also in der gleichen Weise, wie bei der F i g. 1. Die Verwendung einer sinusförmigen Synchronisierspannung hat im übrigen noch den Vorteil, daß hier die Regelung auch über die Amplitude der Stromimpulse i2 erfolgen kann.To make it easier to understand the mode of operation of this circuit variant, FIG. 6 shows the variation over time of the most important voltages with one another. In this case, a sinusoidal voltage is provided as the synchronization voltage U5, which in the same way as the voltage U5 according to FIG. 2 has only negative values with respect to the ground reference potential zero. The differential voltage U7 effective between the base and emitter of the transistor Ts2 can therefore only control the comparator if its instantaneous value becomes negative. As the diagram of the voltage U 7 shows, this is only possible if the negative pulses of the voltage U4 assume a corresponding time slot to the synchronization voltage U5. Since the pulses of voltage U4 build up over the edges of voltage U5, the voltage peaks protruding into the negative area have a sawtooth shape, the foot width of which is greater the closer the pulses come to the lower peaks of synchronizing voltage U5. The regulation thus acts in the same way as in FIG. 1. The use of a sinusoidal synchronizing voltage also has the advantage that the regulation can also take place here via the amplitude of the current pulses i2.

Der Aufbau des Verteilers mit einem Verstärkerelement, beispielsweise einem Transistor, ist für den Erfindungsgegenstand nicht unbedingt erforderlich. Werden die Impulse des Rückkopplungsübertragers und auch die Synchronisierspannung mit ausreichender Amplitude angeliefert, dann genügt es, den Vergleicher mit einer in Sperrichtung vorgespannten Diode aufzubauen. Die Diode ist hierbei in Reihe mit der Synchronisierspannung, der Spannung des Rückkopplungsübertragers und einer induktiv - mit dem frequenzbestimmenden Kreis des Multiars gekoppelten Spule zu einem Stromkreis zu- ; sammengeschaltet.The structure of the distributor with an amplifier element, for example a transistor, is not absolutely necessary for the subject matter of the invention. Will the pulses of the feedback transformer and also the synchronizing voltage delivered with sufficient amplitude, then it is sufficient to connect the comparator with a Build reverse biased diode. The diode is in series with the synchronizing voltage, the voltage of the feedback transformer and one inductive - Coil coupled with the frequency-determining circuit of the Multiars to form an electrical circuit to- ; interconnected.

Claims

Claims: 1. Frequency divider circuit for devices of the electrical communications engineering, in particular time division multiplex systems, consisting of an oscillator with adjustable frequency and phase and a comparator, the one to derive a suitable, on the frequency and the phase of the oscillator voltage acting control variable the oscillator voltage and the frequency by the division factor higher synchronizing voltage are supplied, d a d u r c h characterized that the The oscillator is a self-oscillating multiar, its voltage at the feedback transformer is effective together with the synchronization voltage at the input of the comparator, and that the comparator is designed in such a way that always in its output circuit then a frequency-determining circle of the multiar tune in the desired way Current flows when the instantaneous value of the voltage effective at the input of the comparator exceeds a specified potential threshold.

2. Frequency divider circuit according to Claim 1, characterized in that the comparator consists of a reverse direction biased amplifier element exists, at whose control input the synchronization voltage and the voltage at the feedback transformer, which in their amplitudes at least are approximately the same size, applied in series, and that the blocking potential is so large is chosen so that it can only be overcome by the voltage on the input side, when its instantaneous value exceeds the peak value of one of the two voltages.

3. Frequency divider circuit according to Claim 1, characterized in that the comparator consists of an amplifier element, the control electrode of which controls the voltage at the feedback transformer is supplied, and that the synchronization voltage of its control circuit and his working circuit common electrode is connected in such a way that it biases the booster element in the reverse direction.

4. Frequency divider circuit according to one of claims 1 to 3, characterized in that the frequency-determining Circuit the working circuit of the amplifier element belonging to the Multiar and common to the working circuit of the amplifier element belonging to the comparator is.

5. Frequency divider circuit according to one of the preceding claims, characterized due to their structure with transistors in an emitter-base circuit.

6. Frequency divider circuit according to claim 1, characterized in that the comparator consists of a reverse direction biased diode, which is in series with the synchronizing voltage the voltage of the feedback transformer and one inductive with the frequency-determining one Circuit of the multiars coupled coil is interconnected. Considered Publications: German Auslegeschriften No. 1018 100, 1021418; German interpretation document J 8050 VIIIa / 21 a1 (announced on December 20, 1956); Ericsson Review, Volume 2, 1959, P. 46.