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Frequenzteiler In Anlagen der elektrischen Nachrichtenübertragungstechnik,
insbesondere in Zeitmultiplex-Übertragungssystemen, werden häufig Schaltungen benötigt,
die aus einer gegebenen Schwingung hoher Frequenz eine Schwingung mit einer um beliebige
ganzzahlige Faktoren tieferen Frequenz phasenstarr ableiten. Schaltungen dieser
Art, Frequenzteiler genannt, verwenden meist selbstschwingende, von der gegebenen
Schwingung synchronisierte Kippgeneratoren mit einer etwa unter der gewünschten
Tellerfrequenz liegenden Eigenfrequenz. Die Frequenzkonstanz dieser Generatoren
ist jedoch selbst bei Stabilisierung der Betriebsspannungen sehr gering, so daß
sie für größere Tellerfaktoren ungeeignet sind. Größere Tellerfaktoren lassen sich
mit Frequenzteilerketten, Ringkernzählern oder Schieberegistern verwirklichen. Der
schaltungstechnische Aufwand ist hierbei allerdings außerordentlich groß. Das gleiche
gilt für in ihrer Frequenz und ihrer Phase nachstellbare Oszillatoren, die gelegentlich
ebenfalls Verwendung finden.
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Der Erfindung, die sich auf einen nach dem letztgenannten Prinzip
arbeitenden Frequenzteiler bezieht, liegt unter anderem die Aufgabe zugrunde, mit
einfachen Schaltmitteln einen auch noch bei hohen Tellerfaktoren betriebssicheren
Frequenzteiler zu verwirklichen.
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Für eine Frequenzteilerschaltung, bestehend aus einem in der Frequenz
und der Phase nachstellbaren Oszillator und einem Vergleicher, dem zur Ableitung
einer geeigneten, auf die Frequenz und die Phase der Oszillatorspannung einwirkenden
Steuergröße die Oszillatorspannung und die in der Frequenz um den Tellerfaktor höhere
Synchronisierspannung zugeführt sind, wird erfindungsgemäß die Aufgabe dadurch gelöst,
daß der Oszillator ein selbstschwingendes Multiar ist, dessen Spannung am Rückkopplungsübertrager
zusammen mit der Synchronisierspannung am Eingang des Vergleichers wirksam ist,
und- daß der Vergleicher derart ausgebildet ist, daß in seinem Ausgangskreis immer
dann ein den frequenzbestimmenden Kreis des Multiars in gewünschter Weise nachstimmender
Strom fließt, wenn der Momentanwert der am Eingang des Vergleichers wirksamen Spannung
eine vorgegebene Potentialschwelle übersteigt.
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An Hand von Ausführungsbeispielen, die in der Zeichnung dargestellt
sind, soll die Erfindung im folgenden näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeutet
F i g. 1 eine Schaltungsanordnung nach der Erfindung, F i g. 2 der über der Zeit
aufgetragene Verlauf verschiedener Spannungen und Ströme bei der Schaltungsanordnung
nach der F i g. 1, F i g. Sein Zeigerdiagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise
des Erfindungsgegenstandes, F i g. 4 ein weiteres Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise
des Erfindungsgegenstandes, F i g. 5 eine Schaltungsvariante der F i g. 1, F i g.
6 der über der Zeit aufgetragene Verlauf verschiedener Spannungen bei der Schaltungsanordnung
nach der F i g. 5.
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Das in der F i g. 1 gezeigte Ausführungsbeispiel nach der Erfindung
besteht im wesentlichen aus einem selbstschwingenden Multiar mit dem Transistor
Tsi und einem Vergleicher mit dem Transistor Ts2. Beide Transistoren sind in Emitter-Basis
geschaltet. Der für die Multiarschaltung charakteristische differenzierende Rückkopplungsübertrager
ist beim Ausführungsbeispiel nach der F i g. 1 mit seiner Primärwicklung in Reihe
mit dem frequenzbestimmenden Schwingkreis L/C im Kollektorkreis des Transistors
Tsi angeordnet. Seine Sekundärwicklung ist dagegen in Reihe mit dem Gleichrichter
Gl und dem induktiv rückgekoppelten Schwingkreis LIC der Basis-Emitter-Strecke von
Tsi parallel angeschaltet. Der Rückkopplungsübertrager Ü weist noch eine dritte
Wicklung auf, die dem Vergleicher zugeordnet ist und in Reihe mit der an den Klem-men
B angelegten Synchronisierspannung US am Eingang des Transistors Ts. liegt.
Beide Transistoren sind kollektorseitig über den Schwingkreis L/C mit dem negativen
Pol der Betriebsgleichspannungsquelle Uv verbunden. Ferner ist der Transistor Ts2
mittels einer zwischen dem Emitter und dem gemeinsamen Bezugspotential angeordneten
Gleichspannungsquelle mit der Klemmenspannung Uo in Sperrichtung vorgespannt. Die
Batteriespannung U, ist hierbei etwas größer gewählt als der Spitzenwert
der
Synchronisierspannung U5 bzw. der an der Tertiärwicklung des Rückkopplungsübertragers
Ü auftretenden Spannung U4. Die mittels der erfindungsgemäßen Schaltung nach der
F i g. 1 von der Synchronisierspannung U5 abgeleitete Wechselspannung U2 mit einer
zu U5 um den Teilerfaktor n niedrigeren Frequenz kann an den Klemmen A abgenommen
werden.
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Zum leichteren Verständnis der Wirkungsweise des Erfindungsgegenstandes
sind in der F i g. 2 verschiedene bei der Schaltung nach der F i g. 1 auftretende
Spannungen und Ströme über der Zeit aufgetragen. Das Multiar schwingt zunächst vollkommen
frei mit einer durch den Schwingkreis L!C bestimmten Frequenz f.. Die an den Klemmen
A stehende Wechselspannung U2 ist sinusförmig und hat auch eine praktisch konstante
Amplitude, da der Schwingkreis L!C durch den ihn durchfließenden rechteckförmigen
Kollektorstrom il von jedem Stromimpuls neu angeregt wird. Dabei treten am Rückkopplungsübertrager
Ü - zeitlich zusammenfallend mit den Nulldurchgängen der Schwingkreisspannung U2
bzw. U2 - beim Übergang von der negativen in die positive Halbwelle positive und
beim Übergang von der positiven in die negative Halbwelle negative Impulse auf.
Diesen Impulsen überlagert sich im Steuerkreis des Transistors Tsl die Spannung
Uz zur Steuerspannung U3. Die positiven Anteile der Steuerspannung U3 entsperren
den Gleichrichter GZ und sind daher an der Basis des Transistors Tsl im Sinne einer
Sperrspannung U1 wirksam. Einsatz und Unterbrechung des Stromes il sind somit stets
durch die Nulldurchgänge der sinusförmigen Wechselspannung U2 festgelegt.
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Die Spannung U4 ist, wie bereits erwähnt, über die dritte Wicklung
des Rückkopplungsübertragers G dem Eingang des Vergleichers zugeführt. Diese Wicklung
ist so bemessen, daß der Spitzenwert der Spannung U4 wenigstens annähernd gleich
dem Spitzenwert der Synchronisierspannung U5 ist. Die Synchronisierspannung US ist
im vorliegenden Ausführungsbeispiel eine Rechteckimpulsfolge mit einer um den Teilerfaktor
n = 4 höheren Folgefrequenz. Die Eigenfrequenz fo des Schwingkreises L!C ist, bezogen
auf die Sollfrequenz der abzuleitenden Schwingung, etwas höher gewählt. Die gegenseitige
Phasenlage der Spannung U4 und der Synchronisierspannung U., wird sich daher zunächst
stetig ändern. In dem Zeitpunkt, in dem sich jedoch ein negativer Impuls der Spannung
U4 einem Impuls der Synchronisierspannung U- teilweise überlagert (U6), so daß ein
kurzer Spannungsimpuls mit dem doppelten Spitzenwert einer der beiden Spannungen
am Eingang des Transistors Ts. auftritt, wird dessen Sperrspannung U, überwunden
und der Transistor während der Dauer dieses Doppelimpulses durehgesteuert. Die Wirkung
der auf diese Weise ausgelösten Stromimpulse i2 auf die Frequenz der Multiarschwingung
ist, wie im folgenden noch näher erläutert werden soll, von solcher Art, daß der
Schwinb kreis L!C im Zuge der aufeinanderfolgenden Schwingungsperioden rasch auf
die Sollfrequenz der Synchronisierspannung U@, unter Berücksichtigung des Teilerfaktors
n, verstimmt wird.
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Aus dem Diagramm der F i g. 2 ist ersichtlich, daß die durch die negativen
Doppelimpulse der Spannung U6 ausgelösten Stromimpulse i2 stets im Nulldurchgang
der Sinusspannung U2 bzw. U2 auftreten. Dies bedeutet aber, daß die durch die Stromimpulse
i2 im Schwingkreis LIC erzeugten Spannungskomponenten gegenüber der ursprünglichen
Schwingkreisspannung jeweils um 90° in der Phase verschoben sind. Im Diagramm i2
(F i g. 2) ist das durch die den Grundwellenanteil der Stromimpulsfolge darstellende,
gestrichelte Sinuskurve angedeutet.
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In der F i g. 3 ist an Hand eines Vektorzeigerdiagramms gezeigt, wie
sich die ursprünglich am Schwingkreis L!C stehende Spannung U2 beim Hinzukommen
der durch den Stromimpuls i2 erzeugten Spannungskomponente U2 zu einer resultierenden
Spannung Ur zusammensetzt. Demnach erfährt die Spannung U2 mit jedem Stromimpuls
1, eine Phasenänderung - A (p.
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Im Diagramm der F i g. 4 ist die Wirkung dieser ständig neu von den
Stromimpulsen i2 ausgelösten Phasenänderung - A (p graphisch dargestellt.
Dabei ist über der Zeit t, bezogen auf die der Frequenz f. des Schwingkreises L!C
umgekehrt proportionale Zeit -co, der auf den Faktor z bezogene Phasenwinkel p aufgetragen.
Die mit dem Parameter (v.=2 zfo aufgetragene Funktion stellt eine Gerade dar, die
ihren Ursprung im Nullpunkt des Koordinatensystems hat und deren Neigung gegen die
Abszisse allein durch die Kreisfrequenz (o. gegeben ist. Die Darstellung einer Schwingung
mit einer gegenüber f. höheren oder niedrigeren Frequenz drückt sich in diesem Diagranen
durch einen entsprechend größeren oder kleineren Neigungswinkel der Geraden aus.
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Erfährt die Schwingung mit der Frequenz f. in den Abständen
-to eine Phasenänderung - A p, dann ergibt sich der mit dem Parameter w1
bezeichnete Kurvenverlauf. Die Phasensprünge erscheinen im Diagramm als kurze, parallel
zur Ordinate und gegen die Abszisse verlaufende Zacken, die miteinander durch gerade,
parallel zur Geraden coo verlaufende Strecken verbunden sind. Aus dem Diagramm der
F i g. 4 ist sofort ersichtlich, daß die im Schwingkreis L!C periodisch wirksame
Phasenänderung - A 99 einer Verstimmung desselben gegen eine tiefere Frequenz
f 1 < f. gleichkommt.
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Die Größe der Phasenänderung - A T ist der Dauer der Stromimpulse
i2 proportional und damit von der Breite der im Diagramm der Spannung U, (F i g.
2) schraffiert gezeichneten Impulse abhängig. Wenn sich der erfindungsgemäße Frequenzteiler
elektrisch in seinem dynamischen Gleichgewichtszustand befindet, ist die Breite
der schraffierten Impulse gerade so groß, daß die hierdurch gegebene Verstimmung
des Schwingkreises die ursprünglich vorhandene Frequenzdifferenz zwischen der Spannung
U2 bzw. U2 und der Synchronisierspannung U5, unter Berücksichtigung des Teilerfaktors
n, rückgängig macht.
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Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel nach der F i g. 1 erfolgt
die Regelung in Richtung von höheren nach tieferen Frequenzen. Deshalb muß der der
Schwingkreis L!C auf eine gegenüber der Sollfrequenz etwas höhere Frequenz abgestimmt
sein. Die Regelrichtung kann selbstverständlich auch in gleicher Weise von tieferen
nach höheren Frequenzen erfolgen. Zu diesem Zweck ist beispielsweise lediglich eine
Umpolung der Spannung U4 erforderlich, d. h. die Anschlüsse der Tertiärwicklung
des Rückkopplungsübertragers Ü sind zu vertauschen.
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In der F i g. 5 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel nach der Erfindung
dargestellt, das sich hinsichtlich
der F i g. 1 im wesentlichen
durch eine etwas abweichende Anschaltung der Synchronisierspannung kel U5 und der
Spannung U4 an den Transistor Ts2 unterscheidet. Bei diesem Ausführungsbeispiel
ist der Rückkopplungsübertrager mit seiner Primärwicklung in der Emitterzuleitung
des Transistors Tsl angeordnet, so daß auf eine zusätzliche Wicklung für den Vergleicher
verzichtet werden kann. Die Basis des Transistors Ts. ist unmittelbar mit dem Emitter
des Transistors Tsl verbunden. Die Spannung U4 ist daher am Steuereingang des Transistors
Tsz gegen das gemeinsame Massebezugspotential wirksam. Die Synchronisierspannung
U5 ist über die Klemmen B zwischen Emitter und Masse des Transistors Ts. eingeschleift,
so daß für dessen Aussteuerung nunmehr die Differenz aus der Spannung U4 und der
Synchronisierspannung U5 maßgebend ist.
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Zur Erleichterung des Verständnisses der Wirkungsweise dieser Schaltungsvariante
ist in der Fig.6 der zeitliche Verlauf der wichtigsten Spannungen untereinander
aufgetragen. Als Synchronisierspannung U5 ist in diesem Fall eine Sinusspanspannung
vorgesehen, die in gleicher Weise wie die Spannung U5 nach der F i g. 2 gegen das
Massebezugspotential Null nur negative Werte aufweist. Die zwischen Basis und Emitter
des Transistors Ts2 wirksame Differenzspannung U7 kann demnach den Vergleicher nur
aussteuern, wenn ihr Momentanwert negativ wird. Dies ist, wie das Diagramm der Spannung
U 7 zeigt, nur möglich, wenn die negativen Impulse der Spannung U4
eine entsprechende Zeitlage zur Synchronisierspannung U5 einnehmen. Da die Impulse
der Spannung U4 sich über den Flanken der Spannung U5 aufbauen, haben die in den
negativen Bereich hineinragenden Spannungsspitzen eine Sägezahnform, deren Fußbreite
um so größer ist, je näher die Impulse an die unteren Spitzender Synchronisierspannung
U5 heranreichen. Die Regelung wirkt also in der gleichen Weise, wie bei der F i
g. 1. Die Verwendung einer sinusförmigen Synchronisierspannung hat im übrigen noch
den Vorteil, daß hier die Regelung auch über die Amplitude der Stromimpulse i2 erfolgen
kann.
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Der Aufbau des Verteilers mit einem Verstärkerelement, beispielsweise
einem Transistor, ist für den Erfindungsgegenstand nicht unbedingt erforderlich.
Werden die Impulse des Rückkopplungsübertragers und auch die Synchronisierspannung
mit ausreichender Amplitude angeliefert, dann genügt es, den Vergleicher mit einer
in Sperrichtung vorgespannten Diode aufzubauen. Die Diode ist hierbei in Reihe mit
der Synchronisierspannung, der Spannung des Rückkopplungsübertragers und einer induktiv
- mit dem frequenzbestimmenden Kreis des Multiars gekoppelten Spule zu einem Stromkreis
zu- ; sammengeschaltet.