DE1200351B

DE1200351B - Circuit arrangement for suppressing interference pulses in magnetic core transistor circuits

Info

Publication number: DE1200351B
Application number: DES90404A
Authority: DE
Inventors: Dipl-Ing Herbert Fick
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1964-04-07
Filing date: 1964-04-07
Publication date: 1965-09-09

Description

Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Störimpulsen bei Magnetkern-Transistorschaltungen Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Unterdrücken von Störimpulsen, die bei den bekannten Magnetkern-Transistorschaltungen auftreten. Magnetkern-Transistor-Bausteine sollen mit ihren Nutzimpulsen die in der Ausgangsleitung eines Bausteines liegenden Keine vollständig ummagnetisieren, die Störimpulse dagegen dürfen die Kerne nicht beeinflussen. Der Magnetisierungszustand eines Kernes mit rechteckiger Hysteresisschleife wird irreversibel geändert, wenn der den Kern durchfließende Strom größer ist als die Koerzitiverregung H, Die Amplitude des Störimpulses darf also nicht so groß werden, daß die Koerzitiverregung eines angesteuerten Kernes überschritten wird. Treffen bei einem Kern mehrere Störimpulse gleichzeitig ein, so darf die Summe der Störamplituden die Koerzitiverregung des Kernes nicht überschreiten. Eine Überschreitung dieser Grenze ist auch dann nicht zulässig, wenn die Dauer des Störimpulses kurz ist. Ein nur einmal auftretender kurzer Störimpuls mit zu großer Amplitude beeinflußt zwar den angesteuerten Magnetkern nur geringfügig. Wirken jedoch auf den Kein nacheinander mehrere dieser Störimpulse, so findet eine schrittweise Ummagnetisierung statt. Es ist also erforderlich, die Amplituden der Störimpulse so zu begrenzen, daß die von ihnen ausgeübte Erregung unter der Koerzitiverregung bleibt.Circuit arrangement for suppressing interference pulses in magnetic core transistor circuits The invention relates to a circuit arrangement for suppressing interference pulses, which occur in the known magnetic core transistor circuits. Magnetic core transistor building blocks should be those in the output line of a module with their useful pulses None of them completely remagnetize, but the cores are not allowed to have interference pulses influence. The magnetization state of a core with a rectangular hysteresis loop is changed irreversibly when the current flowing through the core is greater than the coercive excitation H, so the amplitude of the interference pulse must not be so large be that the coercive excitation of a driven core is exceeded. If several interference pulses arrive at a core at the same time, the sum of the Interference amplitudes do not exceed the coercive excitation of the core. A transgression this limit is also not permitted if the duration of the glitch is short is. A short interference pulse with too great an amplitude that occurs only once has an effect the activated magnetic core only slightly. However, work on the none one after the other several of these glitches, a gradual reversal of magnetization takes place. It is therefore necessary to limit the amplitudes of the glitches so that the excitation exerted by them remains below the coercive excitation.

In einem Magnetkern-Transistor-Baustein tragen beide Bauteile, also sowohl Ringkern als auch Transistor, zur Entstehung eines Störimpulses am Ausgang des Bausteines bei. Im Kein wird der Störimpuls durch reversible Magnetisierungsvorgänge erzeugt, und im Transistor wird der Impuls verstärkt. Die Störimpulse kommen durch die nicht idealen Eigenschaften des Magnetkernes zustande. Die den stabilen Punkten des Kernes entsprechende Induktion ist nämlich nicht gleich der Sättigungsinduktion, dieses liegt vielmehr etwas darüber. Befindet sich der Kern in einer stabilen Lage, wird daher durch einen Impuls, der den Kern vom Remanenzpunkt in den Sättigungspunkt bringt, eine Feldänderung hervorgerufen, die in der Ausgangswicklung, des Magnetkernes einen Störimpuls erzeugt. Die Höhe dieses Stötimpulses ist durch die zeitliche Stromänderung des Ansteuerimpulses, die Windungszahlen und die reversible Pemeabilität des Kernes bestimmt. überschreitet nun die in der Basiswicklung induzierte Störspannung einen durch den Transistor gegebenen Schwellwert, so beginnt Basisstrom zu fließen. Die induktive Komponente des Eingangswiderstandes eines Transistors bewirkt dabei, daß bei Oberschreitung des Schwellwertes durch die Störspannung der Basisstrom nicht sofort die durch die Kennlinie gegebenen Werte annimmt, sondern verlangsamt ansteigt. Dies bedeutet, daß bei Transistoren mit hohem induktivem Anteil des Eingangswiderstandes während der kurzen Dauer des Störimpulses der Basisstrom und damit auch der Kollektor-Störstrom klein bleiben. Die Anwendungsforderungen lassen nun eine in bezug auf die Störimpulsunterdrückung gerichtete Abänderung der physikalischen Eigenschaften des Kernes sowie der Abmessungen und der Wickeldaten im allgemeinen nicht zu.In a magnetic core transistor module, both components carry, so both toroidal core and transistor, causing a glitch at the output of the module. In the none, the glitch is caused by reversible magnetization processes generated, and the pulse is amplified in the transistor. The glitches come through the non-ideal properties of the magnetic core. The stable points the induction corresponding to the nucleus is not equal to the saturation induction, this is rather something above. If the core is in a stable position, is therefore caused by a pulse that moves the nucleus from the remanence point to the saturation point brings about a field change that occurs in the output winding, the magnetic core generates a glitch. The level of this stimulus is due to the change in current over time of the control pulse, the number of turns and the reversible permeability of the core certainly. If the interference voltage induced in the base winding now exceeds one the threshold value given by the transistor, base current begins to flow. the inductive component of the input resistance of a transistor causes if the threshold value is exceeded by the interference voltage, the base current is not immediately assumes the values given by the characteristic curve, but increases more slowly. This means that in the case of transistors with a high inductive component of the input resistance during the short duration of the interference pulse the base current and thus also the collector interference current stay small. The application requirements now leave one with respect to glitch suppression directed modification of the physical properties of the core as well as the dimensions and the winding data is generally not too.

Eine Verkleinerung von Störimpulsen ist also durchführbar durch Abflachung der Flanken der Ansteuerimpulse und durch Erhöhung der induktiven Komponente des Transistor-Eingangswiderstandes. Die im folgenden angegebenen Methoden zur Verkleinerung von Störimpulsen beruhen auf diesen Möglichkeiten. Eine Abflachung der Impulse läßt sich mit RC-Gliedern vornehmen, die in der Kollektorleitung des Transistors eingeschaltet sind. Diese Glieder bewirken, daß bei Beginn des Ansteuerimpulses bis zur Aufladung des Kondensators C der durch die Kerne fließende Strom nur langsam ansteigt und am Ende des Ansteuerimpulses langsam abfällt. Die Abflachung in dieser Weise bringt jedoch den Nachteil mit sich, daß der Kondensator C beim Magnetisieren der Kerne über weitere Einstell- oder Abfragewicklungen eine Belastung darstellt, die die Ummagnetisierungszeit der Kerne verlängert. Eine Erhöhung des induktiven Anteils des Transistor-Eingangswiderstandes wird z. B. durch Einfügen einer Drossel in die Basisleitung des Bausteines erreicht. Dies bewirkt, daß der Basisstrom bei Auftreten einer Spannung an der Basiswicklung des Ringkernes nur langsam ansteigt. Da die im Kern erzeugte Störspannung nur aus einer kurzen Spitze besteht, bleibt der durch die Drossel begrenzte Basisstrom während der Störspannungsdauer klein. Entsprechend dem kleinen Basisstrom bleibt damit auch der Kollektorstrom-Störimpuls klein. Die Dres3el wirkt natürlich auch auf den Nutzimpuls ein, indem sie die Anstiegs- und Abfallzeiten des Nutzimpulses verlängert. DieInduktivität derDrossel ist daher so zu wählen, daß sie nur kurzzeitig zu Beginn des Nutzimpulses wirksam ist und dann in den Sättigungszustand übergeht. Der Nutzimpuls wird dann nur geringfügig verforint. Der Nachteil der oben angeführten Schaltungen besteht darin, daß das Nutz-Stör-Verhältnis nicht groß genug gemacht werden kann.Interference pulses can therefore be reduced in size by flattening the edges of the control pulses and by increasing the inductive component of the transistor input resistance. The following methods for reducing interference pulses are based on these possibilities. The pulses can be flattened with RC elements that are switched on in the collector line of the transistor. These elements cause the current flowing through the cores to rise only slowly at the beginning of the control pulse until the capacitor C is charged, and to decrease slowly at the end of the control pulse. The flattening in this way, however, has the disadvantage that the capacitor C represents a load when the cores are magnetized via further setting or interrogation windings, which increases the magnetization time of the cores. An increase in the inductive component of the transistor input resistance is z. B. achieved by inserting a choke in the base line of the block. This has the effect that the base current increases only slowly when a voltage occurs on the base winding of the toroidal core. Since the interference voltage generated in the core only consists of a short peak, the base current limited by the choke remains small during the interference voltage period. Corresponding to the small base current, the collector current interference pulse also remains small. The Dres3el naturally also acts on the useful pulse by extending the rise and fall times of the useful pulse. The inductance of the choke should therefore be selected so that it is only effective for a short time at the beginning of the useful pulse and then changes to the saturation state. The useful pulse is then only slightly deformed. The disadvantage of the above-mentioned circuits is that the useful-to-noise ratio cannot be made large enough.

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung anzugeben, die diese Nachteile nicht aufweist. Dies wird dadurch erreicht, daß in mindestens einem Kreis des Transistors ein zeitabhängiges Gegenkopplungsnetzwerk eingeschaltet ist. Dieses zeitabhängige Gegenkopplungsnetzwerk kann vorteilhaft aus einem übertrager bestehen, dessen eine Wicklung mit dem Ausgangskreis des Transistors und dessen andere Wicklung mit dem Eingangskreis des Transistors so verbunden ist, daß ein Anstieg des Stromes im Ausgangskreis auf den Strom im Eingangkreis anstiegshemmend wirkt, und daß dieser übertrager so dimensioniert ist, daß er vom Strom im Ausgangskreis in einer der Länge des Störimpulses entsprechenden Zeit bis in die Sättigung ausgesteuert wird.The object of the present invention is to provide a circuit arrangement indicate that does not have these disadvantages. This is achieved in that in at least one circuit of the transistor has a time-dependent negative feedback network is switched on. This time-dependent negative feedback network can be advantageous consist of a transformer, one winding of which is connected to the output circuit of the transistor and the other winding of which is connected to the input circuit of the transistor in such a way that that an increase in the current in the output circuit on the current in the input circuit prevents the increase acts, and that this transformer is dimensioned so that it is from the current in the output circuit controlled into saturation in a time corresponding to the length of the interference pulse will.

Ein besonderer Vorteil der zeitabhängigen Gegenkopplung tritt dann in Erscheinung, wenn Transistoren mit kurzen Anstiegs- und Abfallzeiten verwendet werden sollen. Die Größe der Störimpulse wächst nämlich proportional mit der Schaltgeschwindigkeit, so daß durch den Gegenstand der Erfindung die Anwendung schneller Transistoren und damit schneller Magnetkern-Transistoreinheiten in der gesamten Elektronik möglich ist.A particular advantage of the time-dependent negative feedback then occurs appearance when using transistors with short rise and fall times should be. The size of the glitches increases proportionally with the switching speed, so that by the subject matter of the invention, the use of fast transistors and thus faster magnetic core transistor units in the entire electronics possible is.

Einige Ausführungsformen werden nun an Hand der Zeichnungen erläutert.Some embodiments will now be explained with reference to the drawings.

F i g. 1 zeigt eine übliche Magnetkern-Transistorschaltung, während in F i g. 2 die B/H-Kennlinie des Rechteckkernes dargestellt ist; F i g. 3 zeigt ein Impulsdiagramm einer Anordnung nach F i g. 1. F i g. 1 shows a conventional magnetic core transistor circuit, while in FIG. 2 shows the B / H characteristic of the rectangular core; F i g. 3 shows a timing diagram of an arrangement according to FIG. 1.

Geht man davon aus, daß sich der Kein K in der »0«-Lage befindet und ein Abfrageimpuls auf die Wicklung wl gegeben wird, so ergibt sich eine Feldänderung maximal bis zum Punkt -H,1-B,. Die Anstiegsflanke des Abfrageimpulses !A (Zeile a, F i g. 3) induziert in der Wicklung w 4 eine Spannung, die einen Basisstrom -lb zur Folge hat (Zeile c), so daß am Ausgang ein Störimpuls i, (Zeile d) auftritt. Ebenso verhält es sich, wenn der in der »l«-Lage belmdliche Kein über die Wicklung wl einen Impuls erhält. Hierbei öffnet die Rückflanke des Impulses den Transistor (Zeilen b, d, F i g. 3). If one assumes that No K is in the "0" position and an interrogation pulse is given to the winding wl, a field change results up to the point -H, 1-B, at most. The rising edge of the interrogation pulse ! A (line a, F i g. 3) induces a voltage in the winding w 4, which results in a base current -lb (line c), so that an interference pulse i, (line d) occurs. The same is true if the person who is objectionable in the "l" position receives an impulse via the winding wl. Here, the trailing edge of the pulse opens the transistor (lines b, d, Fig. 3).

Die F i g. 4 zeit nun ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung. Sie besteht aus dem Transistor Tr, dem ein Kein K mit Rechteckcharakteristik zugeordnet ist. Ein Impuls auf den Eingang A öffnet den Transistor, wenn sich der Kein in seiner »l«-Lage befand, über den Rückkopplungsweg der Wicklungen w 3 und w 4. Die im Emitterzweig liegende Induktivität L setzt dem Stromanstieg einen Widerstand entgegen. Es erfolgt also ein Potentialabfall am Emitter, der bewirkt, daß das Basispotential in bezug auf das Emitterpotential steigt. Die Induktivität ist nun so ausgebildet, daß sie nach einer der Dauer des Störimpulses der entsprechenden Zeit durch den Emitterstrom bis in die Sättigung hinein ausgesteuert wird. Das heißt also, daß der Eingangswiderstand des Transistors während der Dauer des Störimpulses so groß ist, daß der Störimpuls nicht zur Wirkung kommen kann. Der in seiner Dauer naturgemäß längere Nutzimpuls wird dagegen nur unwesentlich beeinflußt.The F i g. 4 now shows an exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention. It consists of the transistor Tr, which is assigned a No K with a square wave characteristic. A pulse on input A opens the transistor, if the none was in its "1" position, via the feedback path of windings w 3 and w 4. The inductance L in the emitter branch opposes the rise in current with a resistance. There is therefore a potential drop at the emitter, which causes the base potential to rise in relation to the emitter potential. The inductance is now designed in such a way that it is driven into saturation by the emitter current after one of the duration of the interference pulse of the corresponding time. This means that the input resistance of the transistor during the duration of the interference pulse is so great that the interference pulse cannot take effect. In contrast, the useful pulse, which is naturally longer in duration, is only insignificantly influenced.

In F i g. 5 ist eine andere Ausführungsforin der Anordnung gemäß der Erfindung dargestellt, die einen übertrager ü zwischen dem Kollektor und der Basis enthält. Ein AbfrageimpulsA magnetisiert den Kern K »abwärts«, die Rückkopplung setzt darauf in üblicher Weise ein. Der Kollektorstrom 1, magnetisiert den übertragerkern U über die Wicklung w5 dann so, daß in der Wicklung w 6 eine Spannung erzeugt wird, die der Basisspannung an der Wicklung w4 entgegengerichtet ist. Die Wirkung des Übertragers ü darf sich nur auf die Dauer des Störimpulses erstrecken, daher ist auch der Übertragerkein wie die Induktivität L in der F i g. 4 so dimensioniert, daß er durch den Kollektorstrom i, nach Beendigung des Störimpulses bis zur Sättigung ausgesteuert ist. Ist der übertrager dann gesättigt, wird der Nutzimpuls nicht mehr beeinflußt und somit auch keine Spannung an der Wicklung w 6 erzeugt, da keine Feldänderung auftritt. Tritt die Rückflanke des Ansteuerimpulses auf, wirkt die Gegenkopplung des übertragers auch auf sie abflachend.In Fig. Fig. 5 shows another embodiment of the arrangement according to the invention, which includes a transformer ü between the collector and the base. An interrogation pulse A magnetizes the core K "downwards", and the feedback then sets in in the usual way. The collector current 1, magnetizes the transformer core on the winding U w5 then such that w in the winding 6, a voltage is generated which is opposed to the base voltage at the winding W4. The effect of the transmitter ü may only extend to the duration of the interference pulse, so the transmitter is not like the inductance L in FIG. 4 dimensioned so that it is controlled by the collector current i after the end of the interference pulse until it is saturated. If the transformer is then saturated, the useful pulse is no longer influenced and thus no voltage is generated on the winding w 6 , since no field change occurs. If the trailing edge of the control pulse occurs, the negative feedback of the transformer also has a flattening effect on it.

in dem Ausführungsbeispiel nach F i g. 6 liegt die Gegenkopplung zwischen Emitter und Kollektor des Transistors Tr. Der Übertrager ü besitzt zwei Wicklungen w 7 und w 8. Auch hier wirkt der zeitliche Stromanstieg in der Wicklung w7 dem Stromanstieg im Emitterzweig während der Anstiegsdauer des Ansteuerungsimpulses entgegen. Für die Auslegung des Übertragers gilt auch hier das oben Ausgeführte.in the embodiment according to FIG. 6 is the negative feedback between the emitter and collector of the transistor Tr. The transformer ü has two windings w 7 and w 8. Here, too, the temporal current increase in the winding w7 counteracts the current increase in the emitter branch during the rise time of the control pulse. What has been said above also applies here to the design of the transformer.

Claims

1. A circuit arrangement for reducing the interference pulses in a magnetic core transistor stage, wherein the output of the transistor is fed back via a magnetic core with a square-wave to the control input, d a d u rch in that in at least one circuit of the transistor a time-dependent negative feedback network is switched on .

2. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that the time-dependent negative feedback network consists of a transformer, one winding of which is connected to the output circuit of the transistor and the other winding of which is connected to the input circuit of the transistor so that an increase in the current in the output circuit is related to the current has a rise-inhibiting effect in the input circuit, and that this transformer is dimensioned in such a way that it is driven into saturation by the current in the output circuit in a time corresponding to the length of the interference pulse. 3. Circuit arrangement according to claim 1 and 2, characterized in that one winding of the transformer is connected to the collector and the other winding of the transformer is connected to the base of the transistor. 4. Circuit arrangement according to claim 1 and 2, characterized in that one winding of the transformer is connected to the collector and the other winding of the transformer is connected to the emitter of the transistor. 5. Circuit arrangement according to claim 1, characterized in that an inductance is switched on in the emitter lead of the transistor and that this inductance is dimensioned so that it is controlled by the current flowing through it in a time corresponding to the length of the interference pulse occurring until saturation.