DE1292213B - Schaltungsanordnung zur impulsweisen Energieuebertragung in einem elektronischen Zeitmultiplex-Vermittlungssystem - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung Demgemäß ist die Erfindung gerichtet auf eine

zur impulsweisen Energieübertragung in einem elek- Schaltungsanordnung zur impulsweisen Energieübertronischen Zeitmultiplexvermittlungssystem. tragung in einem elektronischen Zeitmultiplex-Ver-

Die bisher vorgeschlagenen Zeitmultiplexvermitt- mittlungssystem, mit einer Vielzahl ankommender lungssysteme haben verschiedene Nachteile, welche 5 und abgehender Nachrichtenübertragungswege und die Geschwindigkeit, mit der sie arbeiten, ernsthaft einer gemeinsamen Zeitmultiplexleitung mit einem begrenzen. Die Geschwindigkeit der Bauelemente Verstärker und Torschaltungen zum Verbinden ausselbst setzt z.B. der Geschwindigkeit des Systems eine gewählter der ankommenden und abgehenden Wege obere Grenze. Wichtiger sind jedoch bei der Arbeits- mit der gemeinsamen Zeitmultiplexleitung. weise eines Zeitmultiplexvermittlungssystems die io Aufgabe der Erfindung ist es, das Nebensprechen, Probleme, die durch hohe Verluste im System (in- das zwischen Impulsen aufeinanderfolgender Zeitlagen folge der Abtastung mit geringer Arbeitsphase) und infolge von Streukapazitäten auf der gemeinsamen durch das Nebensprechen auf der gemeinsamen Multiplexleitung auftritt, weitgehend zu beseitigen. Multiplexleitung entstehen. Bekanntlich arbeitet eine Erfindungsgemäß ist diese Aufgabe dadurch ge-

Zeitmultiplexvermittlungsanlage derart, daß zwei 15 löst, daß der Verstärker sehr niedrige Eingangs- und Übertragungswege durch gleichzeitiges Durchschalten Ausgangsimpedanzen aufweist, die Entladungswege der Teilnehmerschalter über die gemeinsame Multi- niedriger Impedanz für die gleichzeitige Entladung plexleitung zusammengeschaltet werden. Eine kurze der beiden Teile bilden, in welche die Streukapazität Amplitudenprobe des Signals wird dann zwischen den der gemeinsamen Multiplexleitung auf beiden Seiten beiden Wegen übertragen. Das Abtasten muß schnell 20 des Verstärkers aufgeteilt wird, genug stattfinden, um zu gestatten, daß sämtliche Es sind also keine komplexen Schaltungsanord-

anderen Paare von Ubertragungswegen in gleicher nungen erforderlich, und es ist auch nicht notwendig, Weise zusammengeschaltet werden können, wobei daß der gemeinsame Verstärker die übertragenen die Abtastfrequenz mindestens gleich der doppelten Impulse tatsächlich verstärkt, maximalen Bandbreite des zu übertragenden Signals 25 Die Ausbildung einer sehr niedrigen Impedanz sein muß. auf der gemeinsamen Leitung erlaubt weiterhin die

Da jedes Signal nur für einen kleinen Bruchteil Verwendung eines niedrigen Spannungspegels einer der Gesamtzeit abgetastet wird, wird der größte Teil Stromschaltung für die Sammelleitung und gestattet der Energie im Signal nicht übertragen. Versuche die Verwendung von Schaltelementen im linearen zur Erhöhung des Signalpegels am Schalterausgang 30 Teil ihrer Arbeitskennlinien. Schließlich kann mit durch Vergrößerung des Signaleingangspegels erhöhen dem gemeinsamen Verstärker eine gleichmäßige Veroffensichtlich den Signalpegel an den Schaltelementen, Stärkung erreicht werden, um Verluste im Schalter vergrößern aber die Verzerrung infolge des Über- zu vermeiden.

Sprechens weiter. Um die großen Absatzverluste im Schalter voll-

Da die gemeinsame Multiplexleitung mit einer 35 ständig zu beseitigen, können überdies besondere großen Anzahl von elektronischen Schaltern verbun- Abtast- und Übertragungsverfahren benutzt werden, den ist, ist ein großer Betrag an Streukapazität zwi- An Stelle des Übertragens jeder Probe auf den ersten sehen der Leitung und dem Signalbezugspegel vor- Kondensator eines Ausgangstiefpaßfilters wird die handen. Jedesmal wenn ein Signal abgetastet wird, Probe an einen Reihenresonanzkreis angelegt, der entsteht eine Ladung auf dieser Kapazität. Wenn 40 einen Haltekondensator enthält, dem ein Haltediese Ladung nicht vollständig entladen wird, bevor verstärker folgt. Da jede Probe so lange gehalten das nächste Signal abgetastet wird, tritt eine Ver- wird, bis die nächste Probe ankommt, kann der zerrung des zweiten Signals in Form von Neben- Halteverstärker eine große Leistungsverstärkung am sprechen auf. Bisher war es in großen Zeitmultiplex- Schalterausgang liefern. Infolge der Abstimmung des Vermittlungssystemen notwendig, Torschalter vorzu- 45 Reihenresonanzkreises ist überdies diese Verstärkung sehen, um die Leitung zwischen den Signalproben von der Frequenz des Eingangssignals abhängig. Das auf einen Bezugspegel zu halten und somit die Streu- Q dieses Kreises kann derart gewählt werden, daß kapazitäten sowie die sonstigen Restladungen zu ent- die Verstärkungsfrequenzkennlinie so geformt wird, laden. Hierdurch wird selbstverständlich die Schaltein- daß Unzulänglichkeiten in den Kennlinien der Tiefrichtung kompliziert; weiterhin müssen sehr empfind- 50 paßfilter an den Eingängen und Ausgängen des Verliehe Synchronisiereinrichtungen vorgesehen werden. mittlungssystems teilweise kompensiert werden. Diese So ist eine Zeitmultiplexschaltung dieser Art be- Verstärkungskompensation erlaubt die Verwendung kannt, bei der eine Anzahl Eingangsschaltungen und von beliebigen Tiefpaßfiltern und verringert somit die eine Anzahl Ausgangsschaltungen an der gemein- Kosten der Einrichtung je Leitung, samen Multiplexleitung endigen, wobei die Multiplex- 55 Die Erfindung soll nunmehr an Hand der Zeichleitung einen Negativimpedanzverstärker aufweist. nungen beschrieben werden.

Dieser Verstärker enthält eine durch eine Gabelspule F i g. 1 zeigt ein vereinfachtes Schema eines Zeitgebildete Speichervorrichtung, und es sind zusätzliche multiplexvermittlungssystems das eine Ausführung Schaltungsmittel zum Entladen der Energiespeicher- der Erfindung bildet;

vorrichtungen vorgesehen. 60 F i g. 2 ist eine grafische Darstellung der Verstär-

Des weiteren ist es bekannt, während einer ersten kungsfrequenzkennlinie eines Resonanzabtast- und Zeitlage die Signalenergie in einem Schwingkreis zu Haltekreises, wie er in F i g. 1 dargestellt ist; speichern und während einer zweiten Zeitlage die F i g. 3 zeigt das Schema einer Form eines Vergespeicherte Signalenergie vom Schwingkreis zur stärkers mit niedriger Impedanz, der sich als gemeinweiteren Übertragung abzuziehen. Diese Anordnung 65 samer Verstärker in F i g. 1 eignet; arbeitet daher unter schlechter Ausnutzung der für F i g. 4 zeigt ein Schema einer weiteren Form eines

die Übertragung auf der Multiplexleitung verfügbaren Verstärkers mit niedriger Impedanz, der sich als Zeitlagen. gemeinsamer Verstärker in Fig. 1 eignet;

F i g. 5 ist ein ins einzelne gehendes Schema des gemeinsamen Rückkopplungsverstärkers mit niedriger Impedanz, der in Blockform in F i g. 4 dargestellt ist und der sich für das Zeitmultiplexvermittlungssystem der F i g. 1 eignet;

F i g. 6 zeigt ein ins einzelne gehendes Schema eines Halteverstärkers, der sich für das Zeitmultiplexvermittlungssystem der F i g. 1 eignet.

Es wird nun insbesondere auf F i g. 1 eingegangen. Dort ist ein allgemeines Schema eines Zeitmultiplex-Vermittlungssystems dargestellt, das eine Vielzahl von Signaleingangsklemmen sowie eine Vielzahl von Signalausgangsklemmen aufweist. Da sämtliche Vermittlungswege identisch sind, ist nur ein einzelner Weg gezeigt. Es können 100 Impulskanäle bzw. Phasen vorgesehen sein, wobei die an einer Verbindung beteiligten, den Teilnehmern bzw. den Signaleingängen individuell zugeordneten Schalter alle 100 us geschlossen werden. Die Signaleingangsklemmen 10 sind mit einem Eingangstransformator 11 verbunden, der seinerseits an einen Tiefpaßfilterkreis 12 angeschlossen ist. Der Filterkreis 12 ist durch den Widerstand 13 abgeschlossen, der gleich dem Wellenwiderstand des Filterkreises ist.

Mit dem Ausgang des Filterkreises 12 ist eine Diodentorschaltung 15 verbunden, die aus vier Halbleiterdioden 15 bis 18 besteht, die in Form eines Brückenkreises angeordnet sind, derart, daß ein zwischen zwei Steuerklemmen 19 und 20 angelegtes positives Potential sämtliche Dioden in ihren niederohmigen, in Flußrichtung leitenden Zustand bringt. Andererseits spannt ein zwischen den Klemmen 19 und 20 angelegtes negatives Potential die Dioden 15 bis 18 in Sperrichtung vor, um sie in einen hochohmigen nichtleitenden Zustand zu bringen. Im ersteren Fall ist der Diodenschalter 14 geschlossen, während er im letzteren Fall geöffnet ist. Bei normaler Arbeitsweise wird ein positiver Spannungsimpuls, wie er in der Zeichnung dargestellt ist, während des Abtastintervalls zwischen den Klemmen 19 und 20 angelegt.

Der Ausgang des Diodentorschalters 14 geht zum gemeinsamen Knoten 21, an den die Ausgänge der Diodentorschalter ähnlich dem Diodentorschalter 14 mit Hilfe der Leiter 22,23 usw. ebenso angelegt sind. Der Diodentorschalter, das Tiefpaßfilter, der Eingangstransformator und die Signaleingangsklemmen, die mit den Leitern 22, 23 usw. verbunden sind, wurden nicht dargestellt, doch sind sie in der Praxis gleich den im Zusammenhang mit dem Diodentorschalter 14 dargestellten.

Der Knoten 21 besteht aus einem Ende einer Zeitmultiplexsammelleitung, über die abgetastete Proben jeder der Signaleingangsklemmen übertragen werden. Das andere Ende dieser Sammelleitung befindet sich am Knoten 24. Zwischen diesen beiden Knoten ist ein gemeinsamer Verstärker 25 angeordnet. Der Verstärker 25 weist eine äußerst geringe Eingangsimpedanz und eine äußerst geringe Ausgangsimpedanz auf. Als Beispiel für einen derartigen Verstärker ist in F i g. 1 ein Betriebsverstärker mit paralleler Rückkopplung dargestellt. Andere Arten von Verstärkern mit niedriger Eingangsimpedanz und niedriger Ausgangsimpedanz sind in gleicher Weise für den gemeinsamen Verstärker geeignet. Der Ausdruck »Betriebsverstärker« wird benutzt, um die Ähnlichkeit dieses Verstärkers mit Gleichstrombetriebsverstärkern hervorzuheben, die allgemein in analogen Rechengeräten u. dgl. benutzt werden (s. »Analogue Computation« von R. W. Williams, Academic Press Inc., New York, 1961, S. 69). Dieser Verstärker 25 ist jedoch ein Breitbandimpulsverstärker und nicht ein Gleichstromverstärker. In anderer Hinsicht sind die Verstärker jedoch gleich.

Der Knoten 24 ist mit einer Vielzahl von Diodentorschaltern, wie dem Diodentorschalter 28 oder den gleichen Diodentorschaltern verbunden, die mit den Leitern 26, 27 usw. verbunden sind. Statt dessen könnte der Knoten 24 mit einem Zeitmultiplexübertragungssystem verbunden sein, das z. B. einen gemeinsamen Impulskoder am Ausgang des Verstärkers 25 aufweist.

Der Diodentorschalter 28 besteht aus vier Halbleiterdioden 29 bis 32, die in einem Brückenkreis angeordnet sind, derart, daß eine zwischen den Klemmen 33 und 34 angelegte positive Spannung dazu dient, alle Dioden in einen in Flußrichtung leitenden niederohmigen Zustand zu bringen. Eine negative Spannung, die zwischen den Klemmen 33 und 34 angelegt ist, dient andererseits dazu, die Dioden 29 bis 32 in Sperrichtung vorzuspannen und damit den Schalter 28 abzuschalten.

Der Ausgang des Diodentorschalters 28 ist mit der Spule 35 verbunden, die durch einen veränderlichen Widerstand 36 überbrückt ist. Die andere Klemme der Spule 35 ist mit einem Haltekondensator 37 verbunden, dem ein Halteverstärker 38 folgt. Der Halteverstärker 38 kann ein Verstärker mit einer hohen Eingangsimpedanz sein, er ist in F i g. 1 als Verstärker mit Reihenrückkopplung dargestellt. Andere Arten von Verstärkern, mit hoher Eingangsimpedanz sind in gleicher Weise für den Halteverstärker 38 geeignet. Der Ausgang des Halteverstärkers 38 geht zu einem Tiefpaßfilterkreis 39, der seinerseits mit dem Ausgangstransformator 40 verbunden ist. Die Sekundärwicklung des Ausgangstransformators 40 ist. mit der Ausgangsklemme 41 verbunden.

Im Betrieb sind Eingangssignale, die an die Klemmen 10 angelegt werden, durch das Tiefpaßfilter 12 in ihrer Bandbreite begrenzt und liegen am Widerstand 13. Zu einer bestimmten Impulsphase jeder Abtastperiode ist der Diodentorschalter 14 geschlossen, um den Filterkreis 12 mit dem gemeinsamen Verstärker 25 zu verbinden. Da das Tiefpaßfilter 12 so angeordnet ist, daß es eine Spule als Ausgangselement aufweist, arbeitet es im wesentlichen als konstante Stromquelle für den Diodenschalter 14. Da weiterhin der gemeinsame Verstärker eine sehr geringe Eingangsimpedanz aufweist, arbeitet der Diodentorschalter 14 strommäßig, um einen Stromimpuls vom Filterkreis 12 zum Verstärker 25 zu liefern. Da die Arbeitsphase der Steuerimpulse für den Torschalter 14 äußerst klein ist, ist die Belastung für das Tiefpaßfilter 12 im wesentlichen die Belastung die durch den Widerstand 13 entsteht. Sie ist daher im wesentlichen konstant und gleich dem Wellenwiderstand des Filters.

Da eine große Anzahl von Leitern 22, 23 usw. und eine gleich große Anzahl von Diodentorschaltern gleich dem Diodentorschalter 14 gemeinsam mit dem Knoten 21 verbunden sind, ist eine ziemlich große Streukapazität 42 zwischen dem Knoten 21 und der Erde vorhanden. Ebenso ist eine ziemlich große Streukapazität bei 43 zwischen dem Knoten 24 und der Erde vorhanden. Bei NichtVorhandensein des gemeinsamen Verstärkers 25 addieren sich die Streu-

kapazitäten 42 und 43. Die zur gemeinsamen Leitung gelieferten Stromproben haben die Tendenz, diese Streukapazitäten aufzuladen. Bei der Ankunft der nächsten Signalprobe von einer der anderen Diodenschalter kann diese Streukapazität noch nicht vollständig entladen sein, so daß eine Verzerrung in den nachfolgenden Signalproben auftritt. Eine solche Verzerrung, die sich in einem »Nebensprechen« bemerkbar macht, hat die Tendenz, kumulativ zu sein, sie steht in direkter Beziehung zur Größe der Streukapazität.

Der gemeinsame Verstärker 25 spaltet die Streukapazitäten 42 und 43 auf. Somit ist die gesamte Kapazität, die auf einer Seite des gemeinsamen Verstärkers entladen werden muß, nur ein Teil der gesamten Kapazität der Multiplexsammelleitung. Da ferner der gemeinsame Verstärker 25 so aufgebaut ist, daß er eine äußerst geringe Eingangsimpedanz und eine äußerst geringe Ausgangsimpedanz aufweist, werden die Kapazitäten 42 und 43 schnell entladen. Die infolge der Restladungen aus diesen Kapazitäten vorhandene Nebensprechverzerrung ist daher entsprechend kleiner. Ferner kann der Verstärker 25 so aufgebaut werden, daß er eine bestimmte Verstärkung in dem gemeinsamen Übertragungsweg liefert. Der einzige Verstärker kann daher eine Verstärkung für sämtliche Zeitmultiplexübertragungswege liefern. Im allgemeinen kann eine derartige Verstärkung in einem zentral angeordneten Verstärker wirtschaftlicher als in einzelnen Verstärkern in jedem Signaleingangs- oder -ausgangskreis erzielt werden.

Am Ausgang des Zeitmultiplexschalters bilden die Spule 35 und der Kondensator 37 einen Reihenresonanzkreis, der so abgestimmt ist, daß er eine Schwingungsperiode aufweist, die gleich der doppelten Dauer der Schließungszeit des Diodenschalters 28 ist. Hierdurch ergibt sich eine Resonanzübertragung der Signalprobe vom Verstärker 25 über den Torschalter 28 zum Kondensator 37. Diese Resonanz verringert die notwendige Stromlieferung des zentralen Verstärkers und des Schaltkreises 28 und erlaubt außerdem eine gewisse Formung der Verstärkungsfrequenzkennlinie des Schaltkreises. Dies läßt sich besser an Hand der Fig. 2 sehen.

In dieser Figur ist insbesondere eine grafische Darstellung der Verstärkungsfrequenzkennlinie eines Resonanzübertragungskreises gegeben, wie er in F i g. 1 dargestellt ist. Wenn man zunächst annimmt, daß der ohmsche Widerstand im Resonanzübertragungskreis klein genug ist, um vernachlässigbar zu sein, wird die Verstärkungskennlinie des Kreises gleich derjenigen sein, die in Kurve50 der Fig. 2 dargestellt ist. Somit liefert der Kreis in den unteren Frequenzbereichen eine flache Frequenzkennlinie. Für Eingangssignale mit der Hälfte der Abtastgeschwindigkeit /_s der Diodentorschalter 14 und 28 nähert sich die Verstärkung des Kreises unendlich, während der Kreis bei der Abtastgeschwindigkeit/_s eine unendliche Dämpfung ergibt. Die folgenden Beispiele erläutern das Verständnis der Arbeitsweise.

Die Spannung am Kondensator 37 während jeder Betätigung des Schaltkreises ist gleich der doppelten Spannung an der Spule 35 im Augenblick des Schließens des Schalters 28, wenn der ohmsche Widerstand des Kreises mit Null angenommen wird. Diese Spannung ist ihrerseits durch die vorher erhaltene Spannung am Kondensator 37 und die Amplitude der durch den Schalter 28 gelieferten Signalprobe bestimmt. Bei der Frequenz Null werden Impulssignale mit konstanter Amplitude und konstanter Polarität von dem Diodentorschalter 28 geliefert. Der erste derartige Impuls lädt den Kondensator 37 auf das Doppelte der Eingangsspannung auf. Wenn der zweite Impuls ankommt, hält der Kondensator 37 im wesentlichen dieselbe Spannung, so daß die Spannung an der Spule 35 dieselbe Größe, aber

ίο die umgekehrte Polarität hat. Der entstehende Strom entlädt den Kondensator 37. Aufeinanderfolgende Proben laden und entladen somit abwechselnd den Kondensator 37 mit der Abtastfrequenz. Da das Tiefpaßfilter 39 die Abtastfrequenz beseitigt, ist der Ausgang zum Transformator 40 eine konstante Gleichspannung.

Wenn im anderen Extrem die Eingangssignalfrequenz genau die Hälfte der Abtastfrequenz beträgt, haben aufeinanderfolgende Signalproben die

2» entgegengesetzte Polarität. Wie vorher wird bei der ersten Probe der Kondensator 37 auf das Doppelte der Abtastspannung aufgeladen. Bei der nächsten Probe ist diese selbst negativ, während die Spannung am Kondensator 37 zwei Einheiten in positiver Richtung beträgt. Die an der Spule 35 erscheinende Differenz hat eine Größe von drei Einheiten und eine Polarität derart, daß der Kondensator 37 auf Null entladen und in negativer Richtung auf einen Wert von vier Einheiten wieder geladen wird (die gesamte Schwingung beträgt sechs Einheiten, das Doppelte der Anfangsspannung an der Spule 35). In gleicher Weise lädt die nächstfolgende Probe den Kondensator 37 in positiver Richtung auf eine Größe von sechs Einheiten auf (gesamte Schwingung zehn Einheiten). Auf diese Weise bringen aufeinanderfolgende Proben am Kondensator 37 eine stets wachsende Wechselspannung hervor, die eine unbegrenzte Verstärkung bei der Frequenz -y auf der Kurve 50 in Fig. 2 hervorbringen. Die Abtastfrequenz wird selbstverständlich vom Filter 39 beseitigt.

Es ist jedoch klar, daß in dem Resonanzübertragungskreis ein gewisser ohmscher Widerstand vorhanden ist, so daß eine unbegrenzte Verstärkung in einem praktischen Kreis niemals erzielt werden kann. Tatsächlich ist der Spule 35 ein veränderlicher Widerstand 36 parallel geschaltet, um ein Mittel zur Verstimmung vorzusehen, d. h. zur Verringerung des Gütefaktors Q des Resonanzkreises. In diesem Fall erhält man eine Verstärkungsfrequenzkennlinie, wie sie die Kurve 51 in Fig. 2 darstellt. Der Widerstand 36 kann so eingestellt werden, daß die in der Verstärkungskennlinie erhaltene Frequenzspitze den größeren Teil des Abrollens der zugehörigen Tiefpaßfilter kompensiert. Es ist daher möglich, den Zeitmultiplexschalter der F i g. 1 mit Tiefpaßfiltern von einfacherem und wirtschaftlicherem Aufbau zu verwenden, als es sonst möglich wäre.
Der in F i g. 1 dargestellte Halteverstärker 38 ist so aufgebaut, daß er eine sehr hohe Eingangsimpedanz aufweist und damit verhindert, daß die auf dem Kondensator 37 aufgebaute Ladung im wesentlichen während des Intervalls zwischen den Abtastungen verschwindet. Der Verstärker 38 liefert an das Tiefpaßfilter 39 eine Spannung, die gleich der Spannung am Kondensator 37 ist, doch hält er im wesentlichen einen konstanten Wert zwischen den aufeinanderfolgenden Proben. Auf diese Weise wird

mit Hilfe des Halteverstärkers eine große Leistungsverstärkung erzielt, so daß ein großer Teil der infolge der Abtastung entstehenden Verluste kompensiert wird.

Durch die obige Erläuterung der Zeitmultiplexschaltung der F i g. 1 wird ersichtlich, daß wichtige Vorteile durch die dargelegte Schaltungsanordnung erzielt werden. Insbesondere vermindert die Anordnung eines gemeinsamen Verstärkers mit äußerst niedriger Eingangsimpedanz und äußerst niedriger Ausgangsimpedanz in der Zeitmultiplexsammelleitung die Nebensprechprobleme zwischen den verschiedenen Multiplexkanälen auf der gemeinsamen Leitung wesentlich. Das Abschließen des Tiefpaßfilters 12 mit einer Spule und einem Abschlußwiderstand 13 verbessert die Impedanzeigenschaften in Richtung der Klemmen 10 beträchtlich. Ferner ergibt diese Anordnung eine im wesentlichen konstante Stromquelle für den Diodentorschalter 14, der daher zwischen einer konstanten Stromquelle am Filter 12 und dem eingangsseitig niederohmigen Verstärker 25 arbeitet. Der Diodentorschalter 28 befindet sich zwischen dem Ausgang des Verstärkers 25 und dem Teil des Resonanzkreises, der die Spule 35 und den Kondensator 37 enthält.

Es ist zu bemerken, daß nicht wie bei herkömmlichen Resonanzübertragungskreisen die Resonanzübertragung in F i g. 1 zwischen der Ausgangskapazität eines Eingangsfilters und der ersten Kapazität des Ausgangsfilters erhalten wird. Statt dessen findet die Resonanzübertragung zwischen dem gemeinsamen Verstärker 25 und einem Haltekondensator 37 statt. Eine wesentliche Leistungsverstärkung ist wegen des hier verwendeten Halteverfahrens möglich. Schließlich kann die Verstärkungsfrequenzkennlinie durch den Widerstand 36 eingestellt werden, um einen bestimmten Frequenzgang der zugehörigen Tiefpaßfilter zu kompensieren.

Der gemeinsame Verstärker 25, wie er in F i g. 1 dargestellt ist, ist ein Betriebsverstärker mit Parallelrückkopplung. Das heißt, der Verstärker 25 enthält einen Verstärkungskreis 142 mit sehr hoher Verstärkung und ein Widerstandrückkopplungselement 143 zwischen den Eingangs- und Ausgangsklemmen. Man kann erkennen, daß, ohne Rücksicht darauf, wie groß der Eingangsstrom ist, die Eingangsspannung äußerst klein bleiben muß, da die hohe Verstärkung eine große negative Rückkopplung ergibt, die ein Anwachsen der Spannung verhindert. Die Eingangsimpedanz ist daher äußerst niedrig, wobei im wesentlichen der gesamte Eingangsstrom durch den Rückkopplungswiderstand 143 fließt. Die Ausgangsspannung ist daher gleich dem Eingangsstrom, multipliziert mit dem Wert des Widerstands 143. Die Ausgangsimpedanz ist ebenfalls äußerst niedrig. Ein derartiger Verstärker hat deshalb die geforderten niedrigen Eingangs- und Ausgangsimpedanzen. Jedoch ergibt das Vorhandensein von verhältnismäßig großen Kapazitäten sowohl am Ausgang als auch am Eingang dieses Verstärkers Stabilitätsprobleme, welche den Aufbau der Schaltung schwierig machen. Es können andere Schaltungsanordnungen verwendet werden, um dieselben Eingangs- und Ausgangsimpedanzen zu erhalten und dennoch das Stabilitätsproblem zu vermeiden. Zwei derartige andere Schaltungen sind in den F i g. 3 und 4 dargestellt.

In Fig. 3 ist ein allgemeines Schaltungsdiagramm von zwei hintereinandergeschalteten Betriebsverstärkern mit paralleler negativer Rückkopplung gezeigt, die sich für den gemeinsamen Verstärker 25 in F i g. 1 eignen. Der Verstärker in F i g. 3 besteht aus zwei Verstärkern 60 und 61 mit hoher Verstärkung, welche die Rückkopplungswiderstände 62 bzw. 63 aufweisen. Zwischen diesen beiden Verstärkern ist der Widerstand 64 angeordnet, der eine Widerstandsbelastung für den ersten Verstärker und eine Widerstandsquelle für den zweiten darstellt, wobei die

ίο Tendenz des einzelnen Verstärkers zu Schwingungen herabgesetzt wird. Die Ausgangsspannung des Gesamtverstärkers der Fig. 3 ist im wesentlichen gleich dem Eingangsstrom, multiplipiert mit dem Verhältnis der Werte der Widerstände 63 und 64 mal dem Wert des Widerstands 62, d. h.

^νβ3

R,

In Fig. 4 ist eine weitere Verstärkeranordnung dargestellt, die sich als gemeinsamer Verstärker 25 in Fig. 1 eignet. Der Verstärker der Fig. 4 besteht aus zwei hintereinandergeschalteten Verstärkereinheiten 70 und 71. Die Verstärkereinheit 70 enthält zwei Verstärkerkreise 72 und 73 mit hoher Ver-

^a5 Stärkung. Der Verstärker 70 enthält einen Reihenrückkopplungswiderstand 74 und einen Parallelrückkopplungswiderstand 75. Wie vorher, ergibt die Parallelrückkopplung über den Widerstand 75 eine sehr niedrige Eingangsimpedanz. Die Reihenrückkopplung über den Widerstand 74 ergibt andererseits eine sehr hohe Ausgangsimpedanz. Dieser Verstärker arbeitet auf einem Belastungswiderstand 76. Die Gesamtstromverstärkung des Verstärkungsteils 70 ist im wesentlichen gleich dem Verhältnis der Widerstände 75 und 74 +1, d.h.,

Die Verstärkereinheit 71 enthält in gleicher Weise zwei Verstärkungskreise 77 und 78 mit hoher Verstärkung. Die Reihenrückkopplung ist mit Hilfe des Reihenrückkopplungswiderstands 79 an den Eingang angelegt, während die Parallelrückkopplung mit Hilfe des Parallelrückkopplungswiderstands 80 am Ausgang anliegt. Die Reihenrückkopplung am Eingang ergibt eine hohe Eingangsimpedanz, während die Parallelrückkopplung am Ausgang eine äußerst niedrige Ausgangsimpedanz ergibt. Der Widerstand 76 liefert eine Grenzfläche ohne Reaktanz zwischen den Verstärkungseinheiten 70 und 71 und vereinfacht hiermit den Aufbau von stabilen Verstärkungseinheiten. Gleichzeitig liefern beide Außenklemmen die erforderliche niedrige Impedanz. Die Spannungsverstärkung des Verstärkungsteils 71 ist im wesent- liehen gleich dem Verhältnis der Widerstände 80 und 79 + 1, d. h„

Man kann sehen, daß die Verstärkung des Gesamtverstärkers der Fig. 4 so eingestellt werden kann, daß sie irgendeinen gewünschten Wert ergibt, und zwar einfach dadurch, daß die Werte der Widerstände 74, 75, 76, 79 und 80 eingestellt werden.

Diese Verstärkung, die in der gemeinsamen Sammelleitung entsteht, kann für sämtliche Signalamplituden eingestellt werden; die Anordnung ist daher weniger aufwendig, als wenn man den gleichen Verstärkungs-

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ίο

grad bei einer Verstärkung für jede einzelne Leitung vorsieht.

Eine spezielle Schaltungsanordnung eines gemeinsamen Verstärkers, der sich als Verstärker 25 in Fig. 1 eignet und der entsprechend dem Schaltschema der Fig. 4 aufgebaut ist, ist in Fig. 5 dargestellt. Dort ist ein Transistorverstärker mit niedriger Eingangs- und niedriger Ausgangsimpedanz sowie mit stabilen Betriebseigenschaften über einen

Emitterkreise der Transistoren 116 und 117 sind ferner zur Spannungsstabilisierung die Zenerdioden 125 und 126 eingeschaltet.

Der Ausgang der Schaltung mit niedriger Impe-5 danz wird von der gemeinsamen Verbindung der Kollektoren der Transistoren 116 und 117 abgenommen. Der Parallelrückkopplungswiderstand 80, der in gestrichelten Linien in F i g. 5 dargestellt ist, ist tatsächlich im Rückkopplungsweg weggelassen, da

bunden ist. Der Vorspannungswiderstand 101 ist durch den Kondensator 103 überbrückt, während die Basis des Transistors 100 durch einen Widerstand 104 vorgespannt ist.

Der Kollektor des Transistors 100 ist über den Widerstand 107 und die. Zenerdiode 106 an die Basis des Transistors 105 gleichstrommäßig gekoppelt, der den Verstärkerkreis 73 bildet. Die Zenerdiode 106

großen Frequenzbereich gezeigt. Aus F i g. 5 ist zu io keine Verstärkung erforderlich ist. Mit den jeweiersehen, daß der Verstärker 72 aus einem Tran- !igen Emittern der Transistoren 116 und 117 sind die sistor 100 besteht, an dessen Basis die Eingangs- Überbrückungskondensatoren 127 und 128 versignalproben angelegt werden. Der Transistor 100 bunden.

besitzt einen Vorspannungswiderstand 101, der mit Man kann sehen, daß die Verstärkerschaltung der

seinem Emitter verbunden ist, sowie einen Be- 15 F i g. 5 niedrige Eingangs-und Ausgangsimpedanzen lastungswiderstand 102, der mit dem Kollektor ver- zur Verwendung in der gemeinsamen Leitung eines

Zeitmultiplexvermittlungssystems aufweist, wie es in F i g. 1 dargestellt ist. Überdies ist die Schaltung der F i g. 5 in einem großen Frequenzbereich stabil und ?o kann auf Wunsch so eingestellt werden, daß sie bedeutende Verstärkungen liefert.

In Fig. 6 ist ein ins einzelne gehendes Schaltungsschema eines Halteverstärkers dargestellt, der sich als Verstärker 38 in F i g. 1 eignet. Der Verstärker ist eine Durchschlagsdiode mit konstanter Spannung 25 der F i g. 6 ist im wesentlichen ein Parallel-Reihenbekannter Art und liefert den geeigneten Gleich- Rückkopplungsverstärker, wie der Verstärkerteil 70 strompegel an der Basis des Transistors 105. Der in Fig. 4, der aus den Transistoren 200, 201 und Widerstand 107 und der Kondensator 108 verringern 202 besteht. Die hohe Eingangsimpedanz, die zum die Rauschspannung, die durch die Diode 106 ent- Halten notwendig ist, wird durch den Widerstand steht, während der Widerstand 109 einen Stromweg 3° 206 erhalten, um ihn von Änderungen der Verstärfür den Strom bildet, der notwendig ist, um die kung des Transistors unabhängig zu machen. Der Diode 106 in dem Durchlaßgebiet zu halten. Parallelrückkopplungswiderstand 203 liefert eine

Im Basis-Emitter-Kreis des Transistors 105 ist negative Rückkopplung zum Eingang des Transistors ein Reihenrückkopplungswiderstand 74 eingeschaltet. 200, während der Reihenrückkopplungswiderstand Dieser Widerstand ergibt eine große negative Rück- 35 204 eine negative Rückkopplung zum Transistor 202 kopplung für den Transistor 105, um eine hohe Aus- liefert.

gangsimpedanz zu erhalten. Der Parallelrückkopp- Die Eingangsimpulsproben, die für das gesamte

lungswiderstand 75, der in gestrichelten Linien in Intervall zwischen den Proben am Kondensator 37 F i g. 5 dargestellt ist, wird tatsächlich weggelassen, (F i g. 1) gehalten werden, gehen zu einem Eingangsda im Verstärker der F i g. 5 keine Verstärkung not- 40 kreis, der aus dem Kondensator 205 und dem Widerwendig ist. stand 206 besteht. Der Eingangskreis, der den Kon-Der Verstärkerteil 71 ist mit Hilfe des Kopplungs- densator 37 (Fig. 1), den Kondensator 205 und den kondensators 110 mit dem Verstärkerteil 70 gekop- Widerstand 206 enthält, hat eine Zeitkonstante, die pelt. Die Vorspannungen für die beiden Verstärker- lang ist im Vergleich zu der Periode zwischen den teile 70 und 71 sind durch die Tiefpaßfilter 111 und 45 Proben, so daß der Wert der Probe im wesentlichen 112 getrennt, um diese Teile vollständiger vonein- für das gesamte Probenintervall konstant bleibt, ander zu trennen und damit zufällige Rückkopp- Die Basis des Transistors 200 wird durch den Vorlungs- und Nebensprechwege zu verhindern. Spannungswiderstand 208 zusammen mit dem Wider-Der Verstärker 77 besteht aus einem Transistor- stand 207 entsprechend vorgespannt. Eine kleine verstärker 113, mit dessen Emitter der Reihenrück- 5° Reihenrückkopplung ergibt sich im Emitterkreis des kopplungswiderstand 79 verbunden ist. Die Wider- Transistors 200 mit Hilfe des Widerstands 209. Der stände 114 und 115 ergeben die geeigneten Gleich- Kollektor des Transistors 200 ist mit dem Belastungsspannungen für die Basis des Transistors 113. widerstand 210 verbunden.

Der Ausgangsverstärker 78 ist ein komplementärer Das Ausgangssignal am Kollektor des Transistors

Gegentaktverstärker mit zwei Transistoren, nämlich 55 200 wird über den Kopplungskondensator 211 zur dem pnp-Transistor 116 und dem npn-Transistor Basis des Transistors 201 übertragen. Diese Basis ist 117. Der Ausgang des Kollektors des Transistors 113
liegt an den Basen der beiden Transistoren 116 und
117, und zwar unmittelbar an der Basis des Transistors 116 und über den Kopplungskondensator 118 60
an der Basis des Transistors 117. Die Widerstände
119 und 120 liefern die geeigneten Vorspannungen
für die Basis des Transistors 116, während die Widerstände 121 und 122 die geeignete Vorspannung für

die Basis des Transistors 117 liefern. Ih die entspre- 65 widerstand 204 ist mit dem Emitter des Transistors chenden Emitterkreise der Transistoren 116 und 117 202 in Reihe mit einem sich selbst vorspannenden sind die Strombegrenzungs-Belastungswiderstände Kreis verbunden, der den Widerstand 218 und den 123 und 124 eingeschaltet. In die entsprechenden Kondensator 219 enthält. Der Parallelrückkopplungs-

durch die Widerstände 212 und 213 vorgespannt. Der Transistor 201 wird als Emitterfolgeverstärker betrieben und weist einen Emitterwiderstand 214 auf. Der Ausgang des Emitters des Transistors 201 ist über den Koppelkondensator 215 mit der Basis des Transistors 202 gekoppelt. Diese Basis ist durch die Widerstände 216 und 217 auf einen geeigneten Arbeitspunkt vorgespannt. Der Reihenrückkopplungs-

kreis, der den Parallelrückkopplungswiderstand203 in Reihe mit dem Parallelrückkopplungskondensator enthält, liegt zwischen dem Emitter des Transistors und der Basis des Transistors 200. Der Belastungswiderstand 221 verbindet den Kollektor des Transistors 202 mit der Spannungsquelle. Der Ausgang des Halteverstärkers der F i g. 6 wird vom Kollektor des Transistors 202 mit Hilfe des Koppelkondensators 222 abgenommen. Dieser Ausgang geht zum Ausgangstiefpaßfilter 39, wie es in F i g. 1 dargestellt ist.

Der Halteverstärker der F i g. 6 ist eine Anordnung, die sich für die Zeitmultiplexvermittlungsschaltung der Fig. 1 eignet, und hat eine ausreichend hohe Eingangsimpedanz infolge des Eingangswiderstands 206. Andere Arten von Verstärkerkreisen mit dieser Eigenschaft sind in gleicher Weise geeignet.

Claims (6)

Patentansprüche: ZO

1. Schaltungsanordnung zur impulsweisen Energieübertragung in einem elektronischen Zeitmultiplexvermittlungssystem mit einer Vielzahl ankommender und abgehender Nachrichtenübertragungswege und einer gemeinsamen Zeitmultiplexleitung mit einem Verstärker und Torschaltungen zum Verbinden ausgewählter der ankommenden und abgehenden Wege mit der gemeinsamen Zeitmultiplexleitung, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker (25) sehr niedrige Eingangs- und Ausgangsimpedanzen aufweist, die Entladungswege niedriger Impedanz für die gleichzeitige Entladung der beiden Teile (42, 43) bilden, in welche die Streukapazität der gemeinsamen Zeitmultiplexleitung auf beiden Seiten des Verstärkers aufgeteilt wird.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Torschalter (14, 28) Stromimpulse mit niedrigen Signalspannungen übertragen.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die abgehenden Nachrichtenübertragungswege jeweils einen Reihenresonanzkreis (35, 37) enthalten, der auf die Hälfte des reziproken Werts des Abtastintervalls abgestimmt ist, wobei dieser Kreis den Torschalter des Wegs (28) mit einem Halteverstärker verbindet, der über einen Kondensator (37) des abgestimmten Reihenresonanzkreises angeschlossen ist, wobei ein veränderlicher ohmscher Widerstand (36) vorhanden ist, um das Q des Reihenresonanzkreises abzustimmen.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Verstärker (25) eine hohe Verstärkung aufweist, ferner einen Parallelrückkopplungswiderstand (143), der zwischen dessen Eingang und dessen Ausgang geschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Verstärker (25) aus zwei hintereinandergeschalteten Verstärkerkreisen (60, 61) mit hoher Verstärkung besteht, die jeweils einen parallelen Rückkopplungswiderstand (62, 63) aufweisen, der zwischen den Eingang und den Ausgang geschaltet ist, ferner einen Widerstand (64), der den Ausgang des einen der Verstärkerkreise (60) mit dem Eingang des anderen der Verstärkerkreise (61) verbindet.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Verstärker (25) aus zwei hintereinandergeschalteten Verstärkerkreisen (70, 71) besteht, wobei der erste der Verstärkerkreise (70) aus zwei Verstärkerstufen (100, 105) mit hoher Verstärkung besteht, die hintereinandergeschaltet sind, wobei ferner die zweite (105) der Verstärkerstufen einen Reihenrückkopplungswiderstand (74) aufweist, der die zweite Verstärkerstufe mit einem Bezugspotential verbindet, ferner eine Rückkopplungsverbindung von dem ersten Reihenrückkopplungswiderstand (74) zum Eingang des ersten (100) der beiden Verstärkerstufen und wobei der andere der Verstärkerkreise aus weiteren zwei Verstärkerstufen (113, 116, 117) mit hoher Verstärkung besteht, die hintereinandergeschaltet sind, wobei ein zweiter Reihenrückkopplungswiderstand (79) die erste (113) der zweiten beiden Verstärkerstufen mit dem Bezugspotential verbindet und eine Rückkopplungsverbindung vom Ausgang des zweiten (116, 117) der beiden zweiten Verstärkerstufen mit dem zweiten Reihenwiderstand (79) vorhanden ist.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen