DE1289099B

DE1289099B - Circuit for deriving a vertical return blanking voltage

Info

Publication number: DE1289099B
Application number: DE1967T0034173
Authority: DE
Inventors: Daute Otto
Original assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Current assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Priority date: 1967-06-24
Filing date: 1967-06-24
Publication date: 1969-02-13

Description

In Fernsehgeräten wird im allgemeinen eine Vertikalrücklauf-Austastspannung benötigt, um die Bildröhre während der Vertikalrücklaufzeit dunkel zu steuern. Diese Austastspannung muß negative Polarität, eine Amplitude von etwa 120 V und außerdem eine ausreichende Flankensteilheit haben, damit die Bildröhre möglichst während der ganzen Rücklaufzeit mit Sicherheit dunkelgesteuert ist, jedoch kein Bildinhalt am Bildbeginn verlorengeht. Man ist bemüht, diese Spannung mit möglichst wenig zusätzlichem Aufwand aus der Vertikalablenkschaltung abzuleiten. Bei Vertikalablenkschaltungen mit einem Ausgangsübertrager zwischen der Endstufe und der Ablenkspule ist es bekannt, die Austastspannüng von einer Wicklung dieses übertragers abzuleiten.-Durch entsprechende Bemessung und Polung dieser Wicklung läßt sich immer' ein. Impuls .genügender Amplitude und gewünschter Polarität gewinnen.A vertical retrace blanking voltage is generally used in televisions needed to darkly control the picture tube during the vertical retrace time. These Blanking voltage must have negative polarity, an amplitude of about 120 V and more have a sufficient edge steepness so that the picture tube as possible during the entire return time is definitely darkened, but no image content is lost at the beginning of the picture. Efforts are made to reduce this tension with as little additional as possible Derive effort from the vertical deflection circuit. With vertical deflection circuits with an output transformer between the output stage and the deflection coil, it is known derive the blanking voltage from a winding of this transformer Dimensioning and polarity of this winding can always be included. Impulse of sufficient amplitude and the desired polarity.

Bei transistorierten eisenlosen Vertikalablenkschaltungen ohne Ausgangsübertrager bereitet die Ableitung einer Austastspannung ausreichender Amplitude Schwierigkeiten, weil wegen des Fehlens des Transformators Amplitude und Polarität der entnehmbaren Spannung nicht mehr wählbar sind. Die in solchen Schaltungen verfügbaren Impulse, z. B. an der Ausgangselektrode der Endstufe, haben, da Transistoren bei einer verhältnismäßig niedrigen Betriebsspannung arbeiten, oft keine ausreichende Amplitude und oft auch falsche Polarität.With transistorized ironless vertical deflection circuits without an output transformer the derivation of a blanking voltage of sufficient amplitude causes difficulties, because because of the lack of the transformer amplitude and polarity of the removable Voltage can no longer be selected. The pulses available in such circuits, z. B. at the output electrode of the output stage, since transistors have a relatively low operating voltage work, often insufficient amplitude and often too wrong polarity.

Bei einer bekannten Vertikalablenkschaltung (deutsche Auslegeschrift 1238 951) mit Transistoren und ohne Ausgangsübertrager-wird ein Ladekondensator periodisch über,einen an die Betriebsspannung =angeschlossenen Ladekreis während der Hinlaufzeit langsam und über einen mit einer Ausgangselektrode an den Ladekreis angeschlossenen Schalttransistor während der Rücklaufzeit schnell umgeladen. Hierbei ist die Ablenkschaltung mittels eines Rückkopplungsweges vom Ausgang der Ablenkendstufe zur Steuerelektrode des Schalttransistors selbstschwingend ausgebildet. Der Ladekondensator ist mit einem Ende mit der Basis eines dle Endstufe steuernden Treibertransistors verbunden. Dieser bekannten Schaltung läßt sich ohne weiteres kein Austastimpuls ausreichender Amplitude entnehmen, weil an keiner Stelle der Schaltung während der Rücklaufzeit ein zur Dunkelsteuerung der Bildröhre ausreichender Impuls auftritt. Am Kollektor des Schalttransistors kann sich beispielsweise kein Impuls ausreichender Amplitude ausbilden, weil dieser Kollektor mit der Basis des Treibertransistors verbunden ist, die keine großen Spannungssprünge zuläßt.In a known vertical deflection circuit (German Auslegeschrift 1238 951) with transistors and without an output transformer - becomes a charging capacitor periodically over, a charging circuit connected to the operating voltage = during the delay time slowly and via one with an output electrode to the charging circuit connected switching transistor quickly reloaded during the ramp-down time. Here is the deflection circuit by means of a feedback path from the output of the deflection output stage to the control electrode of the switching transistor formed self-oscillating. The charging capacitor has one end connected to the base of a driver transistor controlling the output stage tied together. This known circuit can not easily be a blanking pulse sufficient amplitude, because at no point in the circuit during the Ramp-down time, a pulse sufficient to blanket the picture tube occurs. For example, there can be no sufficient pulse at the collector of the switching transistor Form amplitude, because this collector with the base of the driver transistor is connected, which does not allow large voltage jumps.

Bei einer Abwandlung dieser bekannten -Schaltung ist der Kollektor des .Schalttransistors mit der. Basis, des Treibertransistors; an den auch der Ladekridensator angeschlossen ist, über eine Diode verbunden, die durch den Schalttransistor nur während der Rücklaufzeit zwecks Entladung des Ladekondensators leitend gesteuert und während der Hinlaufzeit nichtleitend ist und den Schalttransistor von dem Ladekondensator und dem Treibertransistor trennt.In a modification of this known circuit, the collector is of the .switching transistor with the. Base of the driver transistor; to which also the charge cridifier connected via a diode, which is connected by the switching transistor only conductive controlled during the flyback time for the purpose of discharging the charging capacitor and during the trace time is non-conductive and the switching transistor from the charging capacitor and the driver transistor disconnects.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese bekannte Schaltung so abzuwandeln, daß ihr ein Austastimpuls entnommen werden kann, der sowohl eine ausreichende Amplitude als auch eine genügend große Flankensteilheit aufweist.The invention is based on the object of this known circuit to be modified in such a way that a blanking pulse can be taken from it, which is both a has sufficient amplitude and a sufficiently large edge steepness.

Die Erfindung geht aus von einer Schaltung zur Ableitung einer Vertikalrücklauf-Austastspannung aus - einer selbstschwingenden Vertikalablenkschaltung mit einen3 Rückkopplungsweg von der Endstufe zur Steuerelektrode eines Schalttransistors und einem Ladekondensator, der während der Hinlaufzeit über einen an die Betriebsspannung angeschlossenen Ladewiderstand langsam und während der Rücklaufzeit über den Schalttransistor schnell umgeladen wird, wobei die Ausgangselektrode des Schalttransistors über einen Arbeitswiderstand an die Betriebsspannung und über eine nur während der Rücklaufzeit leitende Diode an den Ladekondensator angeschlossen° ist.The invention is based on a circuit for deriving a vertical flyback blanking voltage - a self-oscillating vertical deflection circuit with a 3 feedback path from the output stage to the control electrode of a switching transistor and a charging capacitor, during the run-down time via a charging resistor connected to the operating voltage slowly and quickly reloaded via the switching transistor during the ramp-down time is, the output electrode of the switching transistor via a load resistor to the operating voltage and via a diode that only conducts during the flyback time connected to the charging capacitor °.

Die Erfindung besteht darin, daß die Ausgangselektrode des Schalttransistors an einen Abgriff des Ladewiderstandes angeschlossen und die Austastspannung von dieser Ausgangselektrode abgenommen ist. -.The invention consists in that the output electrode of the switching transistor connected to a tap of the charging resistor and the blanking voltage of this output electrode is removed. -.

Die Erfindung und die durch sie erzielten Vorteile, insbesondere hinsichtlich der Flankensteilheit, werden an Hand der Zeichnung erläutert. Darin zeigt F i g. 1 die zuletzt beschriebene bekannte Schaltung, F i g. 2 die gemäß der'trfindung zwecks Gewinnung der Austastspannung abgewandelte Schaltung nach F i g. 1 und F i g. 3 ein Sch altunbeispiel der vollständigen Ablenkschaltung. ' Fig. 1 zeigt einen als Ladekreis dienenden Widerstand 1 für einen Ladekondensator 2, der über einen Widerstand 3 als Millerkapazität an eine Ausgangselektrode der Ablenkendstufe angeschlossen- ist. Der Kondensator 2 kann als parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors 11 liegender Kondensator mit etwa um den Verstärkungsfaktor der Endstufe vergrößerter Kapazität betrachtet werden. An den Ladekondensator ist die Ausgangselektrode eines Schalttransistors 4 über eine Diode 5 angeschlossen, wobei der Kollektor des Transistors 4 über einen Widerstand 6 an die Betriebsspannung angeschlossen ist. Der Ladekondensator 2 wird" während der Hinlaufzeit über die Widerstände 1, 3 langsam und während der Rücklaufzeit über den Schalttransistor 4 und die dann leitend gesteuerte Diode 5 schnell umgeladen. Die gesamte Schaltung ist über einen Rückkopplungsweg 10 von dem Ausgang der Ablenkendstufe selbstschwingend ausgebildet und wird von einer Klemme 12 mit Vertikalsynchronimpulsen synchronisiert. Die am Ladekondensator 2 und an der Basis eines Treibertransistors-l@ entstehende sägezahnförmige Spannung bewirkt über die an die Ausgangselektroden des Treibertransistors 11 angeschlossene Ablenkendstufe den sägezahnförmigen Ablenkstrom in den Ablenkspulen. -In F. i. g. 2 ist gemäß der Erfindung der Kollektor des'Schälttränsistors 4 an einen Abgriff 21 des Ladewiderstandes angeschlossen, der jetzt aus der Reihenschaltung der Widerstände 6,1 besteht, und die Austastspannung 9 wird an einer Klemme 8 über einen Widerstand 7 vom Kollektor des Schalttransistors 4 abgenommen. Der Widerstandswert der Reihenschaltung der Widerstände 6, 1, 3 ist so bemessen, daß während der Hinlaufzeit wieder der gewünschte Ladestrom wie in F i g. 1 in den Ladekondensator 2 fließt. Durch diese Schaltungsmaßnahme wird folgendes erreicht: Wenn zu Beginn des Rücklaufes der Schalttransistor 4 leitend wird, verringert sich sofort der Ladestrom über den Widerstand 1, weil die Spannung am Verbindungspunkt 21 der Widerstände 1, 6 absinkt. Durch die Verringerung des Ladestromes verlangsamt sich der Ablenkspannungsverlauf, was ein weiteres Leitendwerden des Schalttransistors 4 bewirkt, wodurch die Spannung am Verbindungspunkt 21 weiter absinkt. Es entsteht also in erwünschter Weise ein kumulativer Vorgang, der eine Erhöhung der Flankensteilheit der Austastimpulse 9 gegenüber F i g. 1 bewirkt. Die Anstiegsdauer der Vorderflanke der Austastimpulse 9 beträgt bei dieser Schaltung etwa 100 gs. Da zwischen dem vertikalen Schwarzschulterbeginn und dem ersten Vertikalsynchronimpuls im Videosynchronsignalgemisch 160 gs liegen, kann durch die Austastspannung 9, die mit der Schaltung nach F i g. 2 erzeugt wird, kein Bildinhalt verlorengehen. Die Schaltung nach F i g. 1 würde am Kollektor des Transistors 4 Austastimpulse mit einem Mehrfachen dieser Flankendauer liefern. Die zu geringe Flankensteilheit läßt sich folgendermaßen erklären: Wenn zu Beginn des Rücklaufes der Schalttransistor 4 in bekannter Weise leitend wird, so ist die Diode 5 zunächst noch nichtleitend, so daß der Transistor 4 zunächst noch nicht auf den Ladeweg 1, 2, 3 einwirkt, d. h. der Rückkopplungsweg noch nicht geschlossen ist und der Transistor 4 als reiner Verstärker arbeitet. Da es sich also um einen nicht kumulativen Vorgang handelt, ist die Geschwindigkeit, mit der der Transistor 4 leitend wird, d. h. mit der sich die negative Flanke der Austastimpulse 9 ausbildet, zu gering. Durch den erfindungsgemäßen Anschluß des Transistors 4 an den Punkt 21 wird also der nicht kumulative Vorgang von F i g.1 in einen kumulativen Vorgang verwandelt.The invention and the advantages achieved by it, in particular with regard to the edge steepness, are explained with reference to the drawing. In it, F i g. 1 the known circuit described last, FIG. 2 the circuit according to FIG. 2 modified according to the invention for the purpose of obtaining the blanking voltage. 1 and F i g. 3 is a circuit example of the complete deflection circuit. 1 shows a resistor 1 serving as a charging circuit for a charging capacitor 2, which is connected via a resistor 3 as a Miller capacitance to an output electrode of the deflection output stage. The capacitor 2 can be viewed as a capacitor lying parallel to the base-emitter path of the transistor 11 and having a capacitance increased by approximately the gain factor of the output stage. The output electrode of a switching transistor 4 is connected to the charging capacitor via a diode 5, the collector of the transistor 4 being connected to the operating voltage via a resistor 6. The charging capacitor 2 is "recharged slowly during the delay time via the resistors 1, 3 and quickly during the flyback time via the switching transistor 4 and the then conducting diode 5. The entire circuit is self-oscillating via a feedback path 10 from the output of the deflection output stage and is synchronized by a terminal 12 with vertical sync pulses. The sawtooth-shaped voltage generated at the charging capacitor 2 and at the base of a driver transistor-l @ causes the sawtooth-shaped deflection current in the deflection coils via the deflection output stage connected to the output electrodes of the driver transistor 11 According to the invention, the collector of the switching transistor 4 is connected to a tap 21 of the charging resistor, which now consists of the series connection of the resistors 6, 1, and the blanking voltage 9 is picked up at a terminal 8 via a resistor 7 from the collector of the switching transistor 4. The resistance value the rei The circuit of the resistors 6, 1, 3 is dimensioned in such a way that the desired charging current as shown in FIG. 1 flows into the charging capacitor 2. This circuit measure achieves the following: If the switching transistor 4 becomes conductive at the beginning of the return, the charging current via the resistor 1 is immediately reduced because the voltage at the connection point 21 of the resistors 1, 6 drops. As a result of the reduction in the charging current, the deflection voltage curve slows down, which causes the switching transistor 4 to become more conductive, as a result of which the voltage at the connection point 21 drops further. A cumulative process thus arises in a desired manner, which increases the edge steepness of the blanking pulses 9 compared to F i g. 1 causes. The rise time of the leading edge of the blanking pulses 9 is about 100 gs in this circuit. Since 160 gs lie between the beginning of the vertical porch and the first vertical sync pulse in the video sync signal mixture, the blanking voltage 9, which is determined with the circuit according to FIG. 2 is generated, no image content is lost. The circuit according to FIG. 1 would deliver blanking pulses with a multiple of this edge duration at the collector of the transistor 4. The insufficient edge steepness can be explained as follows: If the switching transistor 4 becomes conductive in a known manner at the beginning of the retrace, the diode 5 is initially non-conductive, so that the transistor 4 initially does not act on the charging path 1, 2, 3, ie the feedback path is not yet closed and the transistor 4 operates as a pure amplifier. Since this is a non-cumulative process, the speed at which the transistor 4 becomes conductive, ie at which the negative edge of the blanking pulses 9 is formed, is too slow. By connecting the transistor 4 to the point 21 according to the invention, the non-cumulative process of FIG. 1 is thus converted into a cumulative process.

F i g. 3 zeigt eine vollständige Vertikalablenkschaltung mit der Schaltung nach F i g. 2. Die über den Rückkopplungsweg 10 selbstschwingend ausgebildete Ablenkschaltung wird von einer Klemme 12 über ein Synchronteil 13 synchronisiert. Der Treibertransistor 11 steuert zwei Endtransistoren 14,15 an die über einen Koppelkondensator 16 die Ablenkspulen 17 angeschlossen sind. Die Diode 19 bewirkt zusammen mit dem angeschlossenen Widerstandsnetzwerk und dem RC-Glied 20 die richtige Ansteuerung des Endtransistors 15 gemäß der deutschen Auslegeschrift 1236 559. Die Hilfsspannung, an die der Widerstand 6 angeschlossen ist, ist beispielsweise die Booster-Spannung der Zeilenablenkschaltung. Mit dieser Maßnahme wird erreicht, daß die Amplitude der Vertikalablenkung und der Zeilenablenkung im gleichen Maße bei Netzspannungsschwankungen schwanken und das Bildformat stabilisiert wird.F i g. Figure 3 shows a complete vertical deflection circuit with the circuit according to FIG. 2. The deflection circuit formed so as to be self-oscillating via the feedback path 10 is synchronized by a terminal 12 via a synchronizing part 13. The driver transistor 11 controls two output transistors 14,15 to the via a coupling capacitor 16 the Deflection coils 17 are connected. The diode 19 works together with the connected Resistance network and the RC element 20 the correct control of the output transistor 15 according to the German Auslegeschrift 1236 559. The auxiliary voltage to which the resistor 6 is connected, for example, the booster voltage of the line deflection circuit. With this measure it is achieved that the amplitude of the vertical deflection and the Line deflection fluctuate to the same extent with mains voltage fluctuations and that Image format is stabilized.

Claims

Claim: Circuit for deriving a vertical flyback blanking voltage from a self-oscillating vertical deflection circuit with a feedback path from the output stage to the control electrode of a switching transistor and a charging capacitor, during the run-down time via a charging resistor connected to the operating voltage slowly and quickly reloaded via the switching transistor during the ramp-down time is, the output electrode of the switching transistor via a load resistor to the operating voltage and via a diode that only conducts during the flyback time is connected to the charging capacitor, characterized in that the output electrode of the switching transistor (4) is connected to a tap (21) of the charging resistor (1, 6) and the blanking voltage (9) is taken from this output electrode.