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Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung
frequenzmodulierter Telegrafiesignale, vorzugsweise für F 1-Telegrafie, mit einem
Schwingungserzeuger, der als elektromechanischer Schwinger ausgebildet ist.
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Zur Übertragung von Telegrafienachrichten bedient man sich häufig
der Wechselstromtelegrafie. Eine Methode der Wechselstromtelegrafie besteht darin,
eine bestimmte Trägerfrequenz im Takt der Telegrafiezeichen umzutasten, wobei alternativ
eine Trägerfrequenz vorzugsweise unter Beibehaltung der Amplitude in verschiedene,
z. B. zwei Frequenzlagen verschoben wird. Es ist bereits bekannt, zur Erzeugung
derartiger Wechselstromtelegrafiesignale einen LC-Oszillator dadurch umzutasten,
daß der die Frequenz des Oszillators bestimmende Schwingkreis in der einen öder
anderen Richtung, also induktiv oder kapazitiv, mehr oder weniger stark verstimmt
wird, wodurch dann der Oszillator in einer neuen Frequenz zu schwingen beginnt.
Es ist auch bekannt, das Umschwingen eines LC-Oszillators, hervorgerufen durch die
Veränderung der Induktivität oder der Kapazität des Schwingkreises, mit möglichst
geringer zeitlicher Verzögerung durchzuführen. Dabei erfolgt die Umschaltung des
LC-Schwingkreises von einer Eigenfrequenz auf die andere derart, daß die gesamte
Energie im Schwingkreis erhalten bleibt.
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Um bei Wechselstromtelegrafie mit großer Frequenzkonstanz zu arbeiten,
ist es erforderlich, konstante Oszillatoren zu verwenden. Dabei eignen sich elektromechanische
Schwinger infolge ihrer hohen Güte besonders gut.
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Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung eines Umtastoszillators
unter Verwendung elektromechanischer Schwinger anzugeben, wobei einschwingfreie
phasenkohärente oder phasenkonstante Frequenzumtastung erreicht wird.
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Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt gemäß der Erfindung dadurch, daß
die Speisung der elektromechanischen Schwinger über umschaltbare LC-Verbreiterungskreise
erfolgt.
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Dadurch wird eine einschwingfreie, phasenkohärente oder phasenkonstante
Frequenzumtastung erzielt, bei der die Sendefrequenzen so konstant sind, wie bei
Festfrequenzoszillatoren mit denselben Schwingern.
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Einzelheiten der Erfindung werden an Hand der in den Zeichnungen dargestellten
Grundprinzipien und vorteilhaften Ausführungsbeispiele erläutert, bei denen auch
noch zusätzliche Merkmale gemäß der Erfindung verkörpert sind.
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F i g.1 zeigt das Grundprinzip des Umtastoszillators mit einem elektromechanischen
Schwinger.
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Die Schaltung besteht aus dem Phasenschalter PS, dem Begrenzerverstärker
BV und dem Oszillatorfilter F, das aus einen elektromechanischen Schwinger
und einem Verbreiterungskreis gebildet wird. Beim Betrieb des Oszillators stellt
sich die Frequenz ein, für die die Amplituden- und die Phasenbedingung zur Selbsterregung
erfüllt ist. Die Amplitudenbedingung wird durch den Begrenzerverstärker erfüllt.
Die Phasenbedingung verlangt, daß im gesamten Rückkopplungskreis die Summe aller
Phasendrehungen n - 360° (n = 0, 1, 2 ... ) beträgt. In F i
g. 1 ist der Fall dargestellt, bei dem durch den Phasenschalter eine Phasendrehung
cp 1 (bei f 1) in den Rückkopplungskreis eingeschaltet ist. Damit
die Phasenbedingung erfüllt ist, muß sich eine Frequenz f 1 einstellen, bei der
das Oszillatorfilter die Phase um (360 -cp 1)° dreht. Legt der Phasenschalter cp
2 in den Rückkopplungskreis, dann ändert sich die Frequenz auf einen Wert f 2, der
im Oszillatorfilter eine Phasendrehung von (360 -(p2)° ergibt. Die Frequenzänderung
vollzieht sich in erster Näherung in einer Zeitdauer, die durch das Einschwingverhalten
des Oszillatorfilters gegeben ist. Die zwei Phasenwerte 99 1 und 99 2, die man am
einfachsten herstellen kann, sind die Winkel 0 und 180°. Will man mit diesen Werten
arbeiten, dann sind folgende Forderungen an das Oszillatorfilter zu stellen.
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Die Phasenkurve muß symmetrisch zu fm liegen, wobei fm die Mittenfrequenz
des Kanals ist.
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Bei der Frequenz f 1 muß die Phasenkurve durch 0°, bei der Frequenz
f 2 muß sie durch 180° gehen. Die gesamte Phasendrehung darf im verwendeten Frequenzbereich
höchstens 360° betragen, da ansonsten ein sehr schlechtes Einschwingverhalten des
Filters zu erwarten ist und dadurch in einem Tastzustand (Trennstrom oder Zeichenstrom)
Amplituden-und Phasenbedingungen für zwei Frequenzen gleichzeitig gegeben sind,
dabei würde die »stärkere« Frequenz die »schwächere« Frequenz langsam wegdrücken.
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Diese Forderungen erlauben nur eine Phasenkurve, wie sie in F i g.
2 dargestellt ist.
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F i g. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Umtastoszillators mit
einem elektromechanischen Schwinger und 180°-Phasensprüngen. Die Schaltung besteht
aus den drei Teilen Oszillatorfilter F (Verbreiterungskreis und elektromechanischer
Schwinger), Begrenzerverstärker BV und Phasenschalter PS, der als
Umpoleinrichtung ausgebildet ist. Mit dem Abgleichkern der Spule L1 werden die beiden
Umtastfrequenzen f 1, f 2 symmetrisch zu fm gelegt. Der Hub wird durch die Größe
der Induktivität und der Kapazität bestimmt. Beim Begrenzerverstärker
BV handelt es sich um einen zweistufigen Verstärker, bei dem der Transistors
Ts 1 als Emitterverstärker, der Transistor Ts 2 als Kollektorverstärker betrieben
wird. Die Ausgangsspannung wird an den beiden antiparallelgeschalteten Dioden
D 1 und D2, die die exakte Begrenzung durchführen, am Punkt A abgenommen.
Der dem Begrenzerverstärker nachgeschaltete Phasenschalter PS ist ein Ringmodulator,
bei dem über die Mittelanzapfungen der beiden Wicklungen Ü 1, Ü 2 die Tastspannung
UT eingespeist wird.
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Die Inkonstanz der Frequenz eines Umtastoszillators mit einem elektromechanischen
Schwinger ist um etwa einen Faktor 3 schlechter als in einem Festfrequenzoszillator.
WirdjedocheinehöhereFrequenzkonstanz verlangt, so muß man zwei elektromechanische
Schwinger benutzen.
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Die größte Frequenzkonstanz erreicht man mit einem gegebenen Schwinger,
wenn man ihn in einen Festfrequenzoszillator einsetzt. Zum einen ergibt das eine
Verbesserung um den schon erwähnten Faktor 3 gegenüber dem Betrieb im Oszillatorfilter,
zum anderen ist dann die reziproke Phasensteilheit des frequenzbestimmenden Vierpols
bei f o nicht mehr 1/3o Hz, sondern, entsprechend der Bandbreite des Schwingers
von z. B. 5 Hz df _ z - B = 0,04 Hz/-. d«) 360 Dreht der Verstärker
in Abhängigkeit von der Temperatur die Phase um 3°, dann wird also die
Frequenz
nur um 3. 0,04 = 0,12 Hz weggeschoben, d. h., daß beim Festfrequenzoszillator der
Verstärker im vorliegenden Anwendungsfall praktisch keinen Einfluß mehr auf die
Frequenzkonstanz hat.
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Um den Vorteil des Festfrequenzoszillators auszunutzen, muß man daher
zwei Schwinger verwenden, die auf f 1 und f 2 abgestimmt sind. Nun
ist aber beim Umtastoszillator die Forderung gegeben, daß im Augenblick des Umschaltens
von der einen Frequenz auf die andere möglichst kein Phasensprung, mindestens aber
immer der gleiche Phasensprung auftreten soll, denn nur so ergibt sich ein Minimum
an unregelmäßiger Telegrafie-Verzerrung. Um diese Forderung zu erfüllen, wurde eine
Schaltung, wie sie in F i g. 4 im Prinzip dargestellt ist, verwendet. Es werden
nicht zwei vollständige Festfrequenzoszillatoren umgeschaltet, sondern nur zwei
frequenzbestimmende Vierpole im Rückkopplungskreis eines Oszillators. Während der
eine Schwinger auf Resonanz im Rückkopplungskreis schwingt, wird der andere Schwinger
vorbereitend durch einen LC-Verbreiterungskreis so stark erregt, daß beide Schwinger
gleichen Ausgangsstrom abgeben, beim Umschalten der Schwinger (und der Verbreiterungskreise)
tritt daher kein Amplitudensprung und kein Einschwingvorgang an der Oszillatorspannung
auf.
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F i g. 4 zeigt das Prinzipschaltbild eines Zwei-Schwinger-Umtastoszillators
mit Serienverbreiterungskreisen R 1, L 1, C 1 und R 2, L 2, C 2. Dick
ausgezogen ist die geschlossene Rückkopplungsschleife über den Schwinger Schw
1 und den Begrenzerverstärker BV. Der Schwinger Sehw 1 mit
der Resonanzfrequenz f 1 wird praktisch mit der Spannung U, erregt, wobei R 1 sehr
niederohmig und C 1 sehr hochohmig im Vergleich zum Schwingereingangswiderstand
ist. Beide Schwinger werden ausgangsseitig so niederohmig betrieben, daß sie als
Stromquellen zu betrachten sind. Der Oszillator schwingt mit der Frequenz f 1, dabei
wirkt sieh C1 nicht aus, da der Verstärkungsausgang niederohmig ist. Am Eingang
des Schwingers Schw 2 (Resonanzfrequenz f 2) liegt der wirksame Verbreiterungskreis
R 2, L2, C 2 (L2 ist nicht überbrückt). Durch die Wirkung des Verbreiterungskreises
wird die Resonanzkurve des Ausgangsstromes des Schwingers Schw 2 so verbreitert
und erhöht, daß bei der Frequenz f 1 beide Schwinger gleichen Ausgangsstrom abgeben
(i21 = i'22). In F i g. 5 ist dies dargestellt. Nach der Umschaltung auf die Frequenz
f 2 - in F i g. 4 sind alle Kontakte umgelegt zu denken - gelten in F i g. 5 die
gestrichelten Kurven, wiederum ist bei der Frequenz des Oszillators (jetzt f 2)
i'21 = i22. Es ergibt sich also ein Umspringen der Frequenz, obwohl sie durch sehr
schmalbandige Schwinger bestimmt wird, wobei die Schaltelemente L 1, L
2 und C 1, C 2 keinen Einfluß auf die Oszillatorfrequenz haben.
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Dadurch, daß im Augenblick des Umschaltens der Schwinger und der Verbreiterungskreise
die Ausgangsströme der Schwinger gleich groß sind, ist gewährleistet, daß an der
Ausgangsspannung des Oszillators keine Pegelsprünge auftreten. Es sind aber noch
die Phasenverhältnisse beim Umschalten zu beachten.
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In F i g. 6 ist die Phasenverschiebung zwischen Schwingerausgangsstrom
i'22 und Spannung U, in Abhängigkeit von der Frequenz bei wirksamen Serienverbreiterungskreis
R 2, L2, C 2 dargestellt. Man sieht, daß bei der Frequenz f 1, hierbei liegt der
Schwinger Schw 1 frequenzbestimmend im Rückkopplungskreis, die Phasenverschiebung
Null ist. Da die Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangsstrom i21 des Schwingers
Schw 1 und der Spannung U,
ebenfalls Null ist, erfolgt die Umtastung
von f 1 auf f 2
ohne Phasensprung, d. h. phasenkohärent.
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Bei der Umtastung von f 2 auf f 1 liegen andere Phasenverhältnisse
vor. Nehmen wir an, daß der Oszillator mit der Frequenz f 2 schwingt, somit liegt
der Schwinger Schw2 frequenzbestimmend im Rückkopplungskreis, und die Induktivität
L2 ist überbrückt. L 1 ist nicht überbrückt, der Verbreiterungskreis R 1, L 1, C
1 ist wirksam. Aus F i g. 7 ist die Phasenverschiebung zwischen Schwingerausgangsstrom
i'21 und der Spannung U, in Abhängigkeit von der Frequenz bei wirksamen Verbreiterungskreis
R 1, L l, C 1 zu ersehen. Bei der Frequenz f 2 beträgt diese Phasenverschiebung
180°. Da die Phasenverschiebung zwischen i22 und U, Null ist, sind beide Schwingerausgangsströme
gegenphasig. Beim Umtasten von f 2 auf f 1 tritt in der Ausgangsspannung demnach
ein Phasensprung von 180° auf, wenn dies nicht durch besondere Maßnahmen verhindert
wird. Eine solche Maßnahme wäre, den wirksamen Verbreiterungskreis R 1,
L l, C 1 mit -U. zu speisen. Duch geeignete Wahl der L- und C-Werte der Verbreiterungskreise
können jedoch die Strom- und Phasenkurven nach den F i g. 5 bis 7 erreicht werden.
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Nach einer Umtastung von der einen Oszillatorfrequenz auf die andere
muß der Schwinger mit dem wirksamen Verbreiterungskreis auf die neue Frequenz einschwingen.
Durch diese Einschwingzeit ist die maximale Tastgeschwindigkeit des Umtastoszillators
bestimmt, denn der wirksame Verbreiterungskreis muß eingeschwungen sein, bevor eine
neue Frequenzumtastung erfolgt.
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F i g. 8 zeigt einen Zwei-Schwinger-Umtastoszillator für phasenkohärente
Frequenzumtastung mit Serienverbreiterungskreisen. Der Verbreiterungskreis des Schwingers
Schw 1 besteht aus den Elementen R 11, f11, C 3 und der Verbreiterungskreis
des Schwingers Sehw 2 aus den Elementen R 14, Ü 2, C 4. Die Verbreiterungskreise
werden durch wechselstrommäßiges Kurzschließen der Induktivitäten, dabei werden
die Dioden Gr 1, Gr 2 bzw. Gr 3, Gr 4 durchlässig gesteuert, unwirksam
gemacht. Da nach F i g. 4 die beiden Schwingerausgänge umgeschaltet werden, geschieht
dies hier durch die zwei Schalttransistoren Ts 4 und Ts
5, welche über die Widerstände R 16 und R 17 von der Tastleitung
a, b angesteuert werden. Die Widerstände R 18 und R 19 sind zur Entkopplung
erforderlich. Es folgt die Emitterverstärkerstufe C 5, R 20, R 21, Ts
6, R 22, R 23, C 7. Im Kollektorkreis liegt ein Schwingkreis C6, Ü3, der
verhindert, daß sich Oberwellen der Schwinger erregen können, wobei der Übertrager
U3 außerdem zur Ankopplung des Amplitudenbegrenzers R 24, Gr 5, Gr
6 dient. Die begrenzte Oszillatorspannung wird zur Basis des Transistors
Ts 1 zurückgeführt. Wie oben erläutert wurde, muß zur Erzielung phasenkohärenter
Frequenzumtastung der wirksame Verbreiterungskreis des Schwingers Schw
1 mit - U, und der unwirksame Verbreiterungskreis des Schwingers Schw2
mit Uo gespeist werden. Während am unwirksamen Verbreiterungskreis für den Schwinger
Schw 2 die etwas verkleinerte Emitterspannung des Transistors Ts
1 liegt, gelangt die gegenphasige Kollektorspannung des Transistors Ts
1 über R 8 und den Kollektorverstärker Ts 3 an den Eingang
des Verbreiterungskreises für
den Schwinger Schw 1, wobei
der Transistor Ts 2
gesperrt und R10 viel größer als R 5 ist. Die Spannungsteiler
R 3, R 4 und R 8, R 9 sind mit dem Kollektorwiderstand R 5 so aufeinander abgestimmt,
daß die beiden gegenphasigen Spannungen an den Eingängen beider Verbreiterungskreise
gleich groß sind. Erfolgt eine Umtastung auf die Frequenz f 1, dann werden die Schwingerausgänge
und die Verbreiterungskreise umgeschaltet. Es sind dann Gr3, Gr4, Ts5 durchlässig
und Grl, Gr2, Ts4 gesperrt, außerdem wird die Umpolung der Eingangsspannung für
den jetzt unwirksamen Verbreiterungskreis R11, Ü1, C3 aufgehoben. Der Transistor
Ts2 wird durchlässig, wodurch nur noch die Emitterspannung des Transistors Ts 1
über R 9 an die Basis des Transistors Ts 3
gelangt. Bei der Schaltung nach
F i g. 8 ist eine potentialfreie Steuerspannungsquelle (UT) erforderlich. Wenn man
die Umschaltfunktionen der Transistoren Ts 2, Ts 4, Ts 5 mit
Übertragern und Dioden ausführt, fällt diese Forderung weg.
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F i g. 9 zeigt das Prinzip eines Zwei-Schwinger-Umtastoszillators
mit Parallel-Verbreiterungskreisen. Die Serien-Verbreiterungskreise mit Spannungsspeisung
nach F i g. 4 lassen sich in Parallelverbreiterungskreise mit Stromspeisung umwandeln.
Die Parallel-Verbreiterungskreise werden nicht durch Kurzschließen der Induktivitäten,
sondern durch Parallelschalten von relativ kleinen Widerständen unwirksam gemacht.
In dieser Hinsicht ist der Parallel-Verbreiterungskreis günstiger als der Serien-Verbreiterungskreis,
denn bei F i g. 9 kann man den Ausgangsstrom 121 des Schwingers Schwl bei unwirksamen
Verbreiterungskreis durch Vergrößern oder Verkleinern von R 3 verändern, ohne daß
die Verhältnisse bei wirksamen Verbreiterungskreisen davon berührt werden.
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Für die Schwingerausgangsströme bei wirksamen und unwirksamen Parallel-Verbreiterungskreisen
gilt ebenfalls F i g. 5. Die Umschalt-Phasenbeziehungen für die Schaltung nach F
i g. 9 sind in den F i g. 10 und 11 gezeichnet. F i g. 10 zeigt die Phasenverschiebung
zwischen Schwingerausgangsstrom i'22 und dem Eingangsstrom i, bei wirksamen Verbreiterungskreis
L 2, C 2, R 2 in Abhängigkeit von der Frequenz. Man sieht, daß der Schwingerausgangsstrom
i'22 bei der Frequenz f 1, hierbei liegt der Schwinger Schw 1
frequenzbestimmend
im Rückkopplungskreis, um 90° dem Eingangsstrom io voreilt. Da andererseits zwischen
121 und i. keine Phasenverschiebung besteht, sind die Schwingerausgangsströme gegeneinander
um 90° phasenverschoben. Beim Umschalten von f 1 auf f 2 tritt somit in der Oszillatorausgangsspannung
in voreilender Richtung auf.
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In F i g. 11 ist die Phasenverschiebung zwischen dem Ausgangsstrom
i'21 des Schwingers Schwl bei wirksamem Verbreiterungskreis L 1, C 1, R 1 und i.
in Abhängigkeit von der Frequenz eingetragen. Bei der Frequenz f 2, wobei alle Kontakte
in F i g. 9 umgelegt zu denken sind und der Schwinger Schw 2
frequenzbestimmend
im Rückkopplungskreis liegt, eilt i'21 dem 1o um 90° nach. Da die Phasenverschiebung
zwischen i22 und i. Null ist, tritt somit beim Umschalten von f 2 auf f
1 ein Phasensprung von 90° in nacheilender Richtung in der Oszillatorausgangsspannung
auf. Diese 90°-Phasensprünge in der Oszillatorausgangsspannung haben eine solche
Richtung, daß sie eine Versteilerung der Nulldurchgänge des demodulierten Signals
im Empfänger bewirken. F i g. 12 zeigt einen Zwei-Schwinger-Umtastoszillator für
Frequenzumtastung bei konstanten Phasensprüngen mit Parallel-Verbreiterungskreisen.
Zur Erklärung der Wirkungsweise der Schaltung ist die über den Schwinger Schw
1 geschlossene Rückkopplungsschleife dick ausgezogen. An der Basis des Transistors
Ts 1 sei eine Wechselspannung bestimmter Größe angenommen. Diese Spannung
erscheint am Emitter von Ts 1 ungefähr gleich groß und speist den Eingang
1 des Schwingers Schw 1. über den auf Resonanz arbeitenden Schwinger Schw
1 fließt ein verhältnismäßig großer Strom in die Wicklung 1I von Ü2. Für
den späteren Verbreiterungsbetrieb ist noch eine Wicklung I von Ü2 notwendig, die
vom Kollektorstrom durchflossen wird. Die Durchflutungen in den Wicklungen 1 und
II von Ü2 sind ungefähr gleich groß und addieren sich. Die Spannung an der Wicklung
III von Ü2 wird über die durchlässig gesteuerten Dioden Gr2, Gr4 an die Wicklung
l von Ü1 und somit an den Schwingkreis LG 1, I1, C 1 gelegt. Dieser Schwingkreis
muß die Erregung der Schwingeroberwellen verhindern und ist relativ stark gedämpft.
Die ohmsche Belastung der Wicklung Ü1, II wird über die durchlässig gesteuerten
Dioden Gr2, Gr4, die Widerstände R 7, R 8 und über die Wicklung III von Ü2 auf dem
Parallel-Verbreiterungskreis Lt, z, 1I, C 2 übertragen und entspricht dem Widerstand
R 3 in F i g. 9. Vom Schwingkreis LG 1, 1I, C 1 gelangt die zurückgeführte
Spannung an den AmplitudenbegrenzerR4, Grl, Gr2 und an die Basis des Transistors
Tsl, womit der Rückkopplungskreis geschlossen ist.
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Es ist nur noch der Betrieb des Schwingers Schw 2
zu betrachten.
Die Dioden Gr 1 und Gr 3 sind gesperrt, somit ist die Wicklung III
von Ü3 nicht belastet, und es stellt Ü3, I, i13, II, C3, R9 einen Parallel-Verbreiterungskreis
nach F i g. 9 dar. Der Schwinger Schw 2 in F i g. 12 wird bei wirksamen Verbreiterungskreis
am Anschluß 3 und 1 gleichzeitig gespeist. Die Steuerspannungsquelle UT kann in
dieser Schaltung potentialgebunden sein, da sie nur auf Übertragerwicklungen arbeitet.