DE1282067B - Method and arrangement for digital frequency monitoring, preferably of carrier frequency basic generators - Google Patents
Method and arrangement for digital frequency monitoring, preferably of carrier frequency basic generatorsInfo
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Description
Verfahren und Anordnung zur digitalen Frequenzüberwachung, vorzugsweise von Trägerfrequenz-Grundgeneratoren Die Erfindung betrifft ein Verfahren sowie eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens zur digitalen Frequenzüberwachung durch Vergleich einer vorzugsweise von einem Trägerfrequenz-Grundgenerator abgeleiteten Referenzfrequenz mit einer Steuerfrequenz, deren Signale, beide zu Rechteckimpulsfolgen umgewandelt, einer Exklusiv-Oder-Stufe zugeführt werden, deren Ausgangsimpulsfolge zu einem Dreiecksignal gesiebt eine Grenzwertstufe ansteuert. Method and arrangement for digital frequency monitoring, preferably of carrier frequency basic generators are fed to an exclusive-OR stage, the output pulse sequence of which sifted into a triangular signal controls a limit value stage.
Ein Problem der Trägerfrequenztechnik, insbesondere bei Vielkanalsystemen, ist es, die relative Frequenzablage der Grundgeneratoren in den verschiedenen Endämtern innerhalb vorgegebener Grenzen zu halten. Dabei spielt die absolute Genauigkeit der Frequenzen erst in zweiter Linie eine Rolle, so daß es sinnvoll ist, von dem Grundgenerator in einem bevorzugten Endamt eine Steuerfrequenz abzuleiten, auf die Ubertragungsstrecke zu geben und in dem anderen Endamt zu Steuer- und/oder Uberwachungszwecken zu verwenden.A problem of carrier frequency technology, especially in multi-channel systems, it is the relative frequency shift of the basic generators in the various end offices to be kept within specified limits. Absolute accuracy plays a role here the frequencies only play a secondary role, so it makes sense of that Basic generator in a preferred end office to derive a control frequency on the To give transmission link and in the other end office for control and / or monitoring purposes to use.
Aus der deutschen Auslegeschrift 1214 721 ist eine automatische Frequenzregelschaltung zur Frequenzgleichschaltung einer von einem Generator gelieferten Impulsreihe mit einer Bezugsimpulsreihe bekannt, bei der ein Zähler vorgesehen ist, aus dessen Zählstellung die Regelspannung für den Generator abgeleitet ist. Der Zähler seinerseits wird durch eine Phasenvergleichsschaltung, die eine von der Richtung der Phasendifferenz abhängige gerichtete Regelspannung erzeugt, und den beiden Vergleichsschwingungen gesteuert. Eine Uberwachung von Frequenzabweichungen ist mit dieser bekannten Anordnung jedoch nicht möglich. From the German Auslegeschrift 1 214 721 an automatic frequency control circuit for frequency synchronization of a pulse train supplied by a generator with a reference pulse train is known, in which a counter is provided, from the counting position of which the control voltage for the generator is derived. The counter, for its part, is controlled by a phase comparison circuit, which generates a directional control voltage dependent on the direction of the phase difference, and the two comparison oscillations. Monitoring of frequency deviations is not possible with this known arrangement.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren bzw. eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens anzugeben, mit dem eine vorzugsweise von einem Trägerfrequenz-Grundgenerator abgeleitete Referenzfrequenz mit einer Steuerfrequenz derart verglichen wird, daß Störungen der Vergleichssignale, wie sie beispielsweise auf einer Trägerfrequenz-Ubertragungsstrecke auftreten, keinen Fehlalarm auslösen.The object of the invention is to provide a method and an arrangement for Specify implementation of the method, with the one preferably from a carrier frequency basic generator derived reference frequency is compared with a control frequency such that Disturbances in the comparison signals, such as those on a carrier frequency transmission link occur, do not trigger a false alarm.
Das Verfahren, bei dem die Signale der Steuer-und Referenzfrequenz zu Rechteckimpulsfolgen um- gewandelt einer Exklusiv-Oder-Stufe zugeftihrt werden, deren Ausgangsimpulsfolge zu einem Dreiecksignal gesiebt eine Grenzwertstufe ansteuert, besteht erfindungsgemäß darin, daß aus der Grenzwertstufe direkt oder indirekt ein Rechtecksignal mit annähernd gleichen Tast- und Pausenzeiten abgeleitet und einem dynamisch wirkenden Eingang einer monostabilen Kippstufe mit einer bei Erreichen der Frequenzüberwachungsgrenze gleich der Tastzeit des Rechtecksignals bemessenen Zeitbasis zugeführt wird, daß weiter eine bei Erreichen der Zählkapazität Alarm auslösende Zählstufe durch einen Zähl-Impulserzeuger und einen Lösch-Impulserzeuger mit je einem Vorbereitungseingang und einem dynamisch wirkenden Auslöseeingang angesteuert bzw. gelöscht wird, daß ferner im labilen Zustand der monostabilen Kippstufe, d. h. während des Ablaufes der Zeitbasis, der Zähl-Impulserzeuger vorbereitet ist und daß bei Rückfall in den stabilen Zustand der Lösch-Impulserzeuger dynamiscn ausgelöst wird, vorbehaltlich einer Vorbereitung durch die Setzlage einer bistabilen Kippstufe, die durch die stabile Lage der monostabilen Kippstufe gesetzt und durch Zählimpulse des Zähl-Impulserzeugers gelöscht wird, der durch die derart gerichteten Impulsflanken des Rechtecksignals dynamisch ausgelöst wird, die derjenigen Impulsflanke entgegengesetzt gerichtet sind, die allein in der Lage ist, die monostabile Kippstufe in den labilen Zustand umzusteuern.The method in which the signals of the control and reference frequency to square pulse trains environmentally converted to an exclusive-OR stage zugeftihrt whose output pulse train sieved to a triangular signal controls a limit value stage, is according to the invention is that of the limit value stage directly or indirectly, a square wave with approximately the same sampling and pause times are derived and fed to a dynamically acting input of a monostable multivibrator with a time base equal to the sampling time of the square-wave signal when the frequency monitoring limit is reached. Pulse generator, each with a preparation input and a dynamically acting trigger input, is controlled or deleted, that furthermore in the unstable state of the monostable multivibrator, ie during the expiry of the time base, the counting pulse generator is prepared and that in the event of a fallback i n the stable state of the erase pulse generator is triggered dynamiscn, subject to preparation by the set position of a bistable flip-flop, which is set by the stable position of the monostable flip-flop and cleared by counting pulses of the counting pulse generator, which is dynamically directed by the pulse edges of the square-wave signal directed in this way is triggered, which are directed in the opposite direction to that pulse edge which alone is capable of reversing the monostable multivibrator into the unstable state.
Durch dieses Verfahren der Bewertung der relativen Frequenzablage erfolgt in vorteilhafter Weise eine Störbefreiung von schnellen Phasenmodulationen der Steuerfrequenz sowie eine Unterdrückung einer vorgegebenen Anzahl einzelner Phasensprünge inner- halb eines vorgegebenen Zeitraumes, so daß auch mit Steuerfrequenzen, die einen störbehafteten Öbertragungsweg zu überwinden haben, äußerst enge Frequenzgrenzen eindeutig überwacht werden können. Außerdem erleichtert die Verwendung logischer Schalt- funktionen bei den einzelnen Verfahrensschritten sehr wesentlich die Realisierung mittels der Technik der integrierten Schaltkreise. Der geringste Aufwand bei der Grenzwertstufe ergibt sich dann, wenn die beiden Rechteckimpulsfolgen in der gleichen Frequenzlage sind. Jedoch ist das Verfahren gemäß der Erfindung auch anwendbar, wenn eine der beiden Rechteckimpulsfolgen in einer Frequenzlage ist, die ein ungeradzahliges Vielfaches der Frequenzlage der anderen Rechteckimpulsfolge darstellt, wodurch im gegebenen Falle vorhergehende, aufwendige Frequenzumsetzungen der Steuerfrequenz und/oder der Referenzfrequenz eingespart-werden können. By this method, the evaluation of the relative frequency offset a removing interference by fast phase modulations of the control frequency as well as a suppression of a predetermined number of discrete phase shifts is carried out advantageously within one predetermined period of time, so that even with control frequencies that have to overcome a noisy Öbertragungsweg, extremely close Frequency limits can be clearly monitored. In addition, the use of logic switching functions in the individual process steps makes implementation by means of integrated circuit technology very much easier. The least effort in the limit value stage results when the two square-wave pulse trains are in the same frequency position. However, the method according to the invention can also be used if one of the two square-wave pulse trains is in a frequency position that is an odd multiple of the frequency position of the other square-wave pulse train, which means that previous, complex frequency conversions of the control frequency and / or the reference frequency can be saved in the given case .
Das Verfahren wird dadurch weiter verbessert, daß der von der Steuerfrequenz abgeleiteten Rechteckimpulsfolge ungefähr ein Tastverhältnis 1:1 gegeben wird und daß die Grenzwertstufe bei einem ersten Amplitudenwe4t kurz unterhalb oder oberhalb der halben Maximalamplitude des steuernden Dreiecksignals in die auslösende Umschaltelage kippt und bei einem zweiten Amplitudenwert zurückkippt, der in der anderen Amplitudenhälfte und in der Nähe der Maximal- bzw. Minimalamplitude des Dreiecksignals liegt. Dadurch ergeben sich die Vorteile, daß Amplitudenausfälle der Steuerfrequenz eliminiert werden und die Störgrenze für langsame Phasenmodulationen, die auf direktem Wege nicht mehr ausgesiebt werden, auf einen Hub von etwa 45° ausgedehnt wird Durch Erzeugung des Rechtecksignals mittels digitaler Frequenzteilung, vorzugsweise im Verhältnis 2:1, aus dem Ausgangssignal der Grenzwertstufe wird sichergestellt, daß sich auch bei Frequenzablagen weit innerhalb der vorgegebenen Uberwachungsgrenzen keine Einzelstörungen, die um mehr als die Zeitbasis der monostabilen Kippstufe auseinanderliegen, aufsummieren und zum Alarm führen.The method is further improved by the fact that the control frequency derived rectangular pulse sequence is given approximately a duty cycle of 1: 1 and that the limit value level is just below or above a first amplitude value half the maximum amplitude of the controlling triangular signal in the triggering switchover position tilts and tilts back at a second amplitude value that is in the other half of the amplitude and is close to the maximum or minimum amplitude of the triangular signal. Through this there are the advantages that amplitude losses of the control frequency are eliminated and the interference limit for slow phase modulations that are direct can no longer be screened out, is extended to a stroke of about 45 ° by generation of the square-wave signal by means of digital frequency division, preferably in proportion 2: 1, from the output signal of the limit value stage it is ensured that in the case of frequency shifts well within the specified monitoring limits, no individual disturbances, that are more than the time base of the monostable multivibrator apart, add up and raise the alarm.
Um den einmal ausgelösten Alarm festzuhalten, kann man das Rechtecksignal durch das Alarmsignal auf seinen Momentanwert festhalten lassen. Dieses Verfahren läßt sich durch eine Anordnung durchführen, bei der der Ausgang der Zählstufe mit einem Sperreingang der Grenzwertstufe oder der Frequenzteiferstufe verbunden ist.The square wave signal can be used to record the alarm that has been triggered let the alarm signal hold on to its instantaneous value. This method can be carried out by an arrangement in which the output of the counter stage with is connected to a blocking input of the limit value stage or the frequency control stage.
Das Verfahren gemäß der Erfindung kann auch vorteilhaft zusammen mit einem Verfahren angewandt werden, mit dem abhängig vom Vorzeichen der Differenzfrequenz getrennte Auswerteimpulse, vorzugsweise zur automatischen, digitalen Frequenznachstellung von Trägerfrequenz-Grundgeneratoren, erzeugt werden, und das dadurch gekennzeichnet ist, daß eine weitere Exklusiv-Oder-Stufe, deren Ausgangsimpulsfolge zu einem weiteren Dreiecksignal gesiebt eine weitere Grenzwertstufe ansteuert, durch eine der beiden Rechteckimpulsfolgen und eine zusätzliche, in einer relativen Phasenlage von 90° zu der anderen Rechteckimpulsfolge gelegene dritte Rechteckimpulsfolge angesteuert wird und daß zwei Nachstell-Impulserzeuger mit je einem Freigabeeingang und einem dynamisch wirkenden Auslöseeingang je von einem zweier zueinander komplementärer weiterer Rechtecksignale, die von der einen der beiden :Grenzwertstufen erzeugt werden, freigegeben werden und- am jeweiligen Auslöseeingang durch ein gemeinsames Auslösesignal angesteuert werden, das vom Ausgangssignal der anderen Grenzwertstufe abgeleitet ist. Damit können die eingangs genannte Exklusiv-Oder-Stufe «und Grenzwertstufe sowie die damit zusammenhängenden Verfahrensschritte sowohl zur automatischen, störbefreiten Frequenznachstellung als auch zur exakten Frequenzüberwachung herangezogen werden. Dabei kann auch das gemeinsame Auslösesignal der Nachstell-Impulserzeuger durch digitale Frequenzteilung aus dem Ausgangssignal der Grenzwertstufe gewonnen werden, wodurch auch diese Frequenzteilung doppelt ausgenutzt :wird, wenn sie bei der Frequenznachstellung zur Erweiterung des Zeitabstandes zwischen zwei Nachstellimpulsen für eine definierte Frequenzverschiebung benötigt wird.The method according to the invention can also advantageously be used together with a method can be used with which, depending on the sign of the difference frequency separate evaluation pulses, preferably for automatic, digital frequency adjustment by carrier frequency basic generators, and that is characterized is that another exclusive-or stage, its output pulse sequence to another Triangular signal sifted controls another limit value stage, through one of the two Square pulse trains and an additional one in a relative phase position of 90 ° to the other square pulse train located third square pulse train driven and that two readjusting pulse generators each with a release input and a dynamically acting trigger input each from one of two mutually complementary further square wave signals generated by one of the two: limit value stages are released and - at the respective triggering input by a common Trigger signal can be controlled by the output signal of the other limit value stage is derived. This enables the exclusive-or level and limit value level mentioned at the beginning as well as the related procedural steps both for automatic, interference-free Frequency adjustment as well as for exact frequency monitoring can be used. The common trigger signal of the readjusting impulse generator can also pass through digital frequency division can be obtained from the output signal of the limit value stage, This means that this frequency division is also used twice: if it is used during frequency readjustment to extend the time interval between two readjustment pulses for a defined Frequency shift is needed.
Auch in Fällen, in denen lediglich die automatische Frequenznachstellung verwendet wird, ist es von Bedeutung, daß die Referenzfrequenz und die Steuerfrequenz nicht in der gleichen Frequenzebene liegen müssen, sondern daß die eine in einer Frequenzebene liegen kann, die ein ungeradzahliges Vielfaches der anderen darstellt.Even in cases where only the automatic frequency adjustment is used, it is important that the reference frequency and the control frequency do not have to be in the same frequency plane, but that the one in one Frequency level that represents an odd multiple of the others.
Im folgenden wird die Erfindung an Hand von Zeichnungen näher erläutert Die Zeichnungen zeigen in F i g. 1 eine digitale Frequenzüberwachungseinrichtung zur Durchführung des Verfahrens gemäß der Erfindung, F i g. 2 einen Impulsplan zu der Anordnung nach F i g. 1, betreffend die Erzeugung des Rechtecksignals E aus den Signalen der Steuerfrequenz fs und der Referenzfrequenz fR, F i g. 3 bis 'I Impulspläne zu der Anordnung nach F i g. 1, betreffend die Erzeugung des Alarmsignals G aus dem Rechtecksignal E bei verschiedenen Frequenzdifferenzen zwischen Referenzfrequenz und Steuerfrequz-nz, F i g. 8 eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens, bei dem zusätzlich zur Frequenzüberwachung eine automatische Frequenznachstellung der die Referenzfrequenz erzeugenden Grundfrequenz erzielt wird.The invention is explained in more detail below with reference to drawings The drawings show in FIG. 1 a digital frequency monitoring device for carrying out the method according to the invention, FIG. 2 an impulse schedule the arrangement according to FIG. 1, relating to the generation of the square-wave signal E. the signals of the control frequency fs and the reference frequency fR, F i g. 3 to 'I. Impulse plans for the arrangement according to FIG. 1, relating to the generation of the alarm signal G from the square wave signal E at different frequency differences between the reference frequency and control frequency, FIG. 8 shows an arrangement for carrying out the method in addition to frequency monitoring, an automatic frequency readjustment of the the base frequency generating the reference frequency is achieved.
In F i g. 1 ist eine digitale Frequenzüberwachungseinrichtung dargestellt, in der aus der Referenzfrequenz fR und der Stetmfrequenz fst die Differenzfrequenz A f gebildet wird und bei Uberschreiten einer vorgegebenen Grenze der Differenzfrequenz :1 f das Alarmsignal G die Alarmeinrichtung 21 betätigt. Die Frequenzüberwachungseinrichtung ist nicht gebunden an die Zuführung von Vergleichsfrequenzen auf einer Frequenzebene (z. B. 30(.1/30() kHz), eine der beiden Frequenzen fR oder fs kann auch ein ungeradzahiiges Vielfaches der anderen Frequenz sein (z. B. 60/300 kHz), wobei dann bei einer vorgegebenen Alarmierungsgrenze für die Differenzfrequenz .i f jeweils die höhere Vergleichsfrequenz maßgebend ist.In Fig. 1 shows a digital frequency monitoring device in which the difference frequency A f is formed from the reference frequency fR and the steady frequency fst and when a predetermined limit of the difference frequency is exceeded: 1 f the alarm signal G actuates the alarm device 21. The frequency monitoring device is not bound to the supply of comparison frequencies on a frequency level (e.g. 30 (.1 / 30 () kHz), one of the two frequencies fR or fs can also be an odd multiple of the other frequency (e.g. 60/300 kHz), with a specified alarm limit for the difference frequency .if the higher comparison frequency is decisive in each case.
Die digitale Vergleichsschaltung wird aus der Exklusiv-Oder-Stufe 3 gebildet, der über eine erste Kippstufe i die Referenzfrequenz fR und über eine zweite Kippstufe 2 die Steuerfrequenz st jeweils in Form zweier Rechteckimpulsfolgen A, A, B und B mit einem Tastverhältnis von etwa 1:1 zugeführt wird. Die erste Kippstufe 1 liefert die erste Rechteckimpulsfolge A und deren Negation, die erste kompleinentäre Rechteckimpulsfolge Ä, die zweite Kippstufe 2 liefert die zweite Rechteckimpulsfolge B und deren Negation, die zweite komplementäre Rechteckimpulsfolge B. Aus diesen vier Rechteckimpulsfolgen mit den beiden Amplitudenzuständen 1 und 0 erzeugt die EicklusiveOder-Stufe 3 eine Impulsfolge dei Funktion AB v AB (A und B oder A und B), deren Gleichstrommittelwert die Periodizität der Differenzfrequenz @l f hat. Im nachgeschalteten, als RC-Integrator ausgeführten Tiefpaß 4 wird der Gleichstrommittelwert herausgesiebt, so daß das Dreiecksignal S entsteht, in dem die schnellen Phasenmodulationen der Vergleichsfrequenzen, insbesondere der Steuerfrequenz fs, bereits unterdrückt sind. Dieses Dreiecksignal S steuert die Grenzwertstufe 5 mit dem rechteckförmigen Ausgangssignal D an, dessen vom Amplitudenwert 1 auf 0 wechselnde Flanke der im Verhältnis 2:1 teilenden digitalen Frequenzteiler 6 umkippen läßt. Dieser Frequenzteiler 6 liefert das Rechtecksignal E, das die Periodizität der halben Differenzfrequenz und ein exaktes Tastverhältnis 1: 1 aufweist. Die Grenzwertstufe 5 besitzt eine Umschaltesperre mit dem Sperreingang 22, der auf den Amplitudenwert 1 anspricht. Die Spannung US des Dreiecksignals S kann über ein Instrument zum Schwebungsvergleich herangezogen werden.The digital comparison circuit is formed from the exclusive-or stage 3, which generates the reference frequency fR via a first flip-flop i and the control frequency st via a second flip-flop 2, each in the form of two square-wave pulse trains A, A, B and B with a duty cycle of about 1 : 1 is fed. The first flip-flop 1 supplies the first rectangular pulse train A and its negation, the first complementary rectangular pulse train Ä, the second flip-flop 2 supplies the second rectangular pulse train B and its negation, the second complementary rectangular pulse train B. Generated from these four rectangular pulse trains with the two amplitude states 1 and 0 The inclusive or stage 3 is a pulse train of the function AB v AB (A and B or A and B), the DC mean value of which has the periodicity of the difference frequency @lf. In the downstream low-pass filter 4 , designed as an RC integrator, the direct current mean value is filtered out, so that the triangular signal S arises in which the rapid phase modulations of the comparison frequencies, in particular the control frequency fs, are already suppressed. This triangular signal S controls the limit value stage 5 with the square-wave output signal D, whose edge, which changes from the amplitude value 1 to 0, causes the digital frequency divider 6, which divides in a ratio of 2: 1, to tip over. This frequency divider 6 supplies the square-wave signal E, which has the periodicity of half the difference frequency and an exact pulse duty factor of 1: 1. The limit value stage 5 has a switchover lock with the lock input 22, which responds to the amplitude value 1. The voltage US of the triangular signal S can be used to compare beats using an instrument.
F i g. 2 zeigt einen Impulsplan zu der Anordnung nach F i g. 1; betreffend die Erzeugung des Rechtecksignals E aus den Signalen der Steuerfrequenz fs, und der Referenzfrequenz fR. Aus den beiden Rechteckimpulsfolgen A und B mit den beiden möglichenAmplitudenzuständen 1 un_d O bildet die Exklusiv-Oder-Stufe 3 die Funktion AB v AB, deren Gleichstrommittelwert durch die in der Differenzfrequenz ,I f periodische Dreieckspannung US gegeben ist. Fällt die zweite Rcchteckimpulsfolge B mit der Frequenz fs, aus, so entsteht nach der Integration - Die beiden Umschaltepunkte der Grenzwertstufe 5 entsprechen den beiden Amplitudenwerten P und Q der Dreieckspannung S. Bei dem ersten Amplitudenwert P kurz unterhalb der halben Maximalamplitude wechselt der Amplitudenwert des Ausgangssignals D der Grenzwertstufe 5 von 1 nach 0 und steuert den nachfolgenden Frequenzteiler 6 derart an, daß das Rechtecksignal E seinen Amplitudenwert wechselt. Bei dem zweiten Amplitu.denwert Q, der knapp unterhalb der Maximalamplitude des Dreiecksignals S liegt, kippt die Grenzwertstufe 5 in die Ausgangslage zurück, und deren Ausgangssignal D nimmt wieder den Amplitudenwert 1 an. Durch diese Wahl der Umschaltepunkte der Grenzwertstufe 5 wird erreicht, daß bei Amplitudenausfall der Steuerfrequenz fs, keine Umschaltung der Grenzwertstufe 5 erfolgt .und daß Phasenmodulationen mit einem Hub kleiner als Umschaltepunkte der Grenzwertstufe 5 zur Folge ebenfalls kein unzulässiges Durchlaufen der beiden haben.F i g. 2 shows a timing diagram for the arrangement according to FIG. 1; relating to the generation of the square-wave signal E from the signals of the control frequency fs and the reference frequency fR. From the two square-wave pulse trains A and B with the two possible amplitude states 1 un_d O, the exclusive-or stage 3 forms the function AB v AB, the DC mean value of which is given by the triangular voltage US, which is periodic in the difference frequency, I f. If the second square pulse sequence B with the frequency fs fails, then after the integration - The two switchover points of the limit value stage 5 correspond to the two amplitude values P and Q of the triangular voltage S. In the case of the first amplitude value P, just below half the maximum amplitude the amplitude value of the output signal D of the limit value stage 5 changes from 1 to 0 and controls the subsequent frequency divider 6 in such a way that the square-wave signal E changes its amplitude value. At the second amplitude value Q, which is just below the maximum amplitude of the triangular signal S, the limit value stage 5 flips back into the starting position, and its output signal D assumes the amplitude value 1 again. This selection of the switchover points of the limit value stage 5 ensures that if the amplitude of the control frequency fs fails, the limit value stage 5 is not switched over and that phase modulations with a stroke smaller than the switchover points of the limit value stage 5 result also have no impermissible traversal of the two.
In dem Impulsplan nach F i g. 2 ist ferner der Fall des Frequenzvergleiches zwischen der Referenzfrequenz fR und einer Steuerfrequenz fs, eingetragen, die in dem vorliegenden Beispiel um den Faktor k = 5 tiefer liegt als die Steuerfrequenz fs, Die aus diesen Frequenzen gebildeten beiden Rechteckim ulsfol en A und C ergeben in der Exklusiv-Oder-Stufe 3 gemischt eine Impulsfolge der Funktion AC v ÄC, deren Gleichstrommittelwert ebenfalls die Periodizität der aus fR und aus k - fs, gebildeten Differenzfrequenz A f hat. Die Spannung Us des auf diese Weise gebildeten Dreiecksignals S' weist gegenüber der Verwendung einer Steuerfrequenz fs, in der gleichen Frequenzebene wie die Referenzfrequenz fR jedoch einen um den Faktor k kleineren Spannungshub um den Wert auf. Werden die Umschaltepunkte P und Q in analoger Weise um den Faktor k auf die Amplitudenwerte P und Q' erniedrigt, so ergibt sich das gleiche Verhalten wie beim Frequenzvergleich von fR und fs, Diese Erkenntnis bedeutet, daß eine für den Vergleich von beispielsweise zweimal 300 kHz ausgelegte Frequenzüberwachungsschaltung, die bei einer Frequenzablage von ansprechen soll, lediglich durch Veränderung der Ansprechpunkte P und Q der Grenzwertstufe 5 auch mit einer Steuerfrequenz von 60 kHz betrieben werden kann, ohne daß sich an der Funktionsweise des nachfolgend beschriebenen zweiten Schaltungsteiles der Anordnung nach F i g. 1 etwas ändert.In the pulse plan according to FIG. 2 also shows the frequency comparison between the reference frequency fR and a control frequency fs, which in the present example is lower by a factor of k = 5 than the control frequency fs. The two rectangular pulses A and C formed from these frequencies result in the exclusive-OR stage 3 mixed a pulse sequence of the function AC v ÄC, whose DC mean value also has the periodicity of the difference frequency A f formed from fR and k-fs. The voltage Us of the triangular signal S 'formed in this way has, compared to the use of a control frequency fs, in the same frequency plane as the reference frequency fR, however, a voltage swing around the value which is smaller by a factor of k on. If the switching points P and Q are reduced in an analogous manner by the factor k to the amplitude values P and Q ', the result is the same behavior as in the frequency comparison of fR and fs. This knowledge means that one for the comparison of, for example, twice 300 kHz designed frequency monitoring circuit, which with a frequency shift of is to respond, can only be operated by changing the response points P and Q of the limit value stage 5 with a control frequency of 60 kHz, without affecting the functionality of the second circuit part of the arrangement according to FIG. 1 changes something.
In diesem zweiten Schaltungsteil der Anordnung nach F i g. 1 wird das Rechtecksignal E einer digitalen Zeitvergleichseinrichtung zugeführt, die das Alarmsignal G erzeugt und im folgenden beschrieben wird. Eine von dem Rechtecksignal E angesteuerte Vergleichseinrichtung ist durch die monostabile Kippstufe 7 mit einem dynamisch wirkenden Auslöseeingang realisiert. Wechselt das Rechtecksignal E vom Amplitudenzustand 0 auf 1 um, so folgt das Signal F am Ausgang der monostabilen Kippstufe 7 ebenfalls von 0 nach 1, bleibt während der durch die eingestellte Zeitbasis TZ gegebenen Zeit auf dem Amplitudenwert 1 und schaltet dann auf 0 zurück, unabhängig davon, ob der Eingang den Amplitudenwert 1 oder 0 hat. Der monostabilen Kippstufe 7 sind in einer im folgenden beschriebenen Weise ein Zähl-Impulserzeuger 8 und ein Lösch-Impulserzeuger 11 nachgeschaltet, ausgestattet mit je einem Vorbereitungseingang 9 bzw. 12 und einem dynamisch wirkenden Auslöseeingang 10 bzw. 13. Am Ausgang des Impulserzeugers 8 bzw. 11 erscheint kurzzeitig der Amplitudenzustand 1, wenn am Vorbereitungseingang 9 bzw. 12 der Amplitudenzustand 1 herrscht und am Auslöseeingang 10 bzw. 13 der Amplitudenzustand von 1 auf 0 wechselt. Der Auslöseeingang 10 des Zähl-Impulserzeugers 8 ist mit dem Eingang der monostabilen Kippstufe 7 verbunden und wird gemeinsam mit ihr durch das Rechtecksignal E angesteuert. Der Ausgang der monostabilen Kippstufe 7 steuert den Vorbereitungseingang 9 des Zähl-Impulserzeuger 8 und den Auslöseeingang 13 des Lösch-Impulserzeugers 11 direkt mit dem Signal F an und ist über eine Negationsschaltung 14 mit dem Setzeingang 19 einer bistabilen Kippstufe 18 verbunden, deren Setzausgang das Signal K in den Vorbereitungseingang 12 des Lösch-Impulserzeugers 11 einspeist. Der Löscheingang 20 der bistabilen Kippstufe 18 liegt dem Zähleingang 16 der Zählstufe 15 parallel und wird mit ihr durch die Zählimpulse C, des Zähl-Impulserzeugers 8 angesteuert. Der Löscheingang 17 der Zähl: t .tfe 15 wird durch den Lösch-Impulserzeuger 11 mittels Löschimpulse L angesteuert, deren Lösch-Amplitudenwert 1 auch durch Drücken der Alarmtaste 23 hergestellt werden kann. Bei Erreichen der Zählkapazität gibt die Zählstufe 15 den Amplitudenwert 1 des Alarmsignals G ab, welches die Alarmeinrichtung 21 betätigt. und den Sperreingang 22 der Grenzwertstufe 5 ansteuert. Durch die Umschaltesperre der Grenzwertstufe wird der Amplitudenwert des Signals D festgehalten, so daB das Alarmsignal G bis zum Drücken der Alarmlöschtaste 23 erhalten bleibt.In this second circuit part of the arrangement according to FIG. 1, the square-wave signal E is fed to a digital time comparison device which generates the alarm signal G and is described below. A comparison device controlled by the square-wave signal E is implemented by the monostable multivibrator 7 with a dynamically acting trigger input. If the square-wave signal E changes from the amplitude state 0 to 1, the signal F at the output of the monostable multivibrator 7 also follows from 0 to 1, remains at the amplitude value 1 for the time given by the set time base TZ and then switches back to 0, independently whether the input has the amplitude value 1 or 0. The monostable multivibrator 7 are followed by a counting pulse generator 8 and an erase pulse generator 11 in a manner described below, each equipped with a preparatory input 9 or 12 and a dynamically acting trigger input 10 or 13. At the output of the pulse generator 8 and 11 , the amplitude state 1 appears briefly when the amplitude state 1 prevails at the preparation input 9 or 12 and the amplitude state changes from 1 to 0 at the triggering input 10 or 13. The triggering input 10 of the counting pulse generator 8 is connected to the input of the monostable multivibrator 7 and is controlled by the square-wave signal E together with it. The output of the monostable flip-flop 7 controls the preparation input 9 of the counting pulse generator 8 and the trigger input 13 of the erasing pulse generator 11 directly with the signal F and is connected via a negation circuit 14 to the set input 19 of a bistable flip-flop 18 , whose set output receives the signal K feeds the preparation input 12 of the extinguishing pulse generator 11 . The clear input 20 of the bistable multivibrator 18 is parallel to the counting input 16 of the counting stage 15 and is controlled with it by the counting pulses C of the counting pulse generator 8 . The clearing input 17 of the counter: t .tfe 15 is controlled by the clearing pulse generator 11 by means of clearing pulses L, the clearing amplitude value 1 of which can also be produced by pressing the alarm button 23. When the counting capacity is reached, the counting stage 15 emits the amplitude value 1 of the alarm signal G, which activates the alarm device 21. and controls the blocking input 22 of the limit value stage 5 . The amplitude value of the signal D is retained by the switchover lock of the limit value stage, so that the alarm signal G is retained until the alarm cancel button 23 is pressed.
Die Zählstufe 15 besteht aus drei in Kette geschalteten Binärstufen 24,25 und 26, deren Einzelausgänge über ein NOR-Gatter 27 zusammengefaßt sind, dessen -Ausgang den Ausgang der Zählstufe 15 bildet. Der Alarm-Amplitudenwert 1 am Ausgang des NOR-Gatters 27 ist gegeben, wenn alle drei Einzelausgänge der Binärstufen 24,25 und 26 den Amplitudenwert 0 aufweisen, was dem Erreichen der vollen Zählkapazität entspricht. Durch den Löschimpuls am Löscheingang 17 werden alle drei Binärstufen auf den Amplitudenwert 1 eingestellt. Wenn, wie in dem im folgenden beschriebenen Impulsbeispiel angenommen ist, eine zweigliedrige Zählkette verwendet wird, entfällt die Binärstufe 26, und das NOR-Gatter 27 erzeugt den Amplitudenwert 1, wenn die Binärstufen 24 und 25 den Amplitudenwert 0 liefern.The counting stage 15 consists of three binary stages 24, 25 and 26 connected in a chain, the individual outputs of which are combined via a NOR gate 27, the output of which forms the output of the counting stage 15. The alarm amplitude value 1 at the output of the NOR gate 27 is given when all three individual outputs of the binary levels 24, 25 and 26 have the amplitude value 0, which corresponds to the reaching of the full counting capacity. All three binary levels are set to the amplitude value 1 by the erase pulse at the erase input 17. If, as is assumed in the pulse example described below, a two-part counting chain is used, the binary stage 26 is omitted, and the NOR gate 27 generates the amplitude value 1 if the binary stages 24 and 25 supply the amplitude value 0.
An Hand der Impulspläne nach den F i g. 3 bis 7 wird das Zeitvergleichsverfahren näher erläutert. Die Zeitbasisschaltung besitzt durch den eingebauten Zeitkreis, der für diesen Anwendungsfall keine besondere Genauigkeit erfordert, da lediglich sichergestellt werden muß, daß die Differenzfrequenz 1.1' nicht über einen bestimmten Wert hinauswachsen darf, eine Meßzeit in Gestalt der Zeitbasis T__ der monostabilen Kippstufe 7. Diese Meßzeit T__ ist bei einem Anwendungsfall, bei dem die beiden Vergleichsfrequenzen fR und Js, 300 kHz betragen und bei dem die Alarmgrenze von = 5 - 10-" festgelegt ist, 67 Sekunden. Mit dieser Meßzeit wird die Periodendauer Ts der Differenzfrequenz 1./' verglichen.Using the impulse plans according to FIGS. 3 to 7 the time comparison method is explained in more detail. The time base circuit has a measuring time in the form of the time base T__ of the monostable multivibrator 7 due to the built-in time circuit, which does not require any particular accuracy for this application, since it only has to be ensured that the difference frequency 1.1 'must not grow beyond a certain value T__ is 67 seconds in an application in which the two comparison frequencies fR and Js are 300 kHz and in which the alarm limit of = 5 - 10- "is set. With this Measuring time, the period duration Ts of the difference frequency 1. / 'is compared.
In F i g. 3 ist der Normalfall dargestellt. der darin besteht, daB die Periodendauer T größer als die Meßzeit T_ ist (T > T__). In diesem Fall erzeugt die vom Amplitudenwert 1 nach 0 wechselnde Flanke des rechteckförmigen Signals F der Zeitbasisschaltung 7 im Lösch-Impulserzeuger 11 einen Spannungsimpuls (L), der die Binärstufen in die Ausgangslage. d. h. in diejenige Lage bringt, in der an den Einzelausgängen der Amplitudenwert 1 erscheint. Dieser Vorgang wiederholt sich mit der halben Differenzfrequenzperiode und führt zu keinem Alarm.In Fig. 3 shows the normal case. which consists in the fact that the period T is greater than the measuring time T_ (T> T__). In this case, the edge of the square-wave signal F of the time base circuit 7 , which changes from the amplitude value 1 to 0, generates a voltage pulse (L) in the erase pulse generator 11 , which brings the binary levels to the starting position. ie brings it into the position in which the amplitude value 1 appears at the individual outputs. This process is repeated with half the difference frequency period and does not lead to an alarm.
Wird dagegen T < T_, wie es in F i g. 4 bis 6 dargestellt ist, so wird über den Zähl-Impulserzeuger 8 die von 1 nach 0 wechselnde Flanke des Rechtecksignals E in den Zähleingang 16 der Zählstufe 15 eingezählt, die bei jeder von 1 nach 0 wechselnden Flanke des Rechtecksignals E um einen Schritt weiterschaltet. Jeder Zählimpuls (C1) führt zu einer Löschung des Setzzustandes der bistabilen Kippstufe 18, womit verhindert wird, daß für den Fall T < T__ die von 1 nach 0 wechselnde Flanke des Rechtecksignals E die Zählstufe 15 wieder zurückstellt. Da in dem Impulsbeispiel das Vorhandensein von zwei Binärstufen 24 und 25 angenommen ist, wird bereits beim dritten Zählimpuls (C,) des Zähl-Impulserzeugers 8 die Kapazität der Zählstufe 15 erreicht. Trifft nur eine von 1 nach 0 wechselnde Flanke des Rechtecksignals E in die Meßzeit T-_, so erfolgt die Alarmauslösung erst in der dritten Meßzeit, beim Eintreffen von zwei von 1 nach 0 wechselnden Flanken in die zweite Meßzeit und, wie F i g. 6 zeigt, beim Eintreffen von drei von 1 nach 0 wechselnden Flanken bereits bei der dritten Flanke in der ersten Meßzeit. Zu erwähnen ist noch, daß über die Negation nach jedem Ablauf der MeBzeit T die bistabile Kippstufe wieder in die Lage zurückgestellt wird, in der der Lösch-Impulserzeuger 11 freigegeben ist. Die bistabile Kippstufe 18 ist also nur während der MeBzeit T frei geschaltet, so daß nur während dieser Zeit die Zählstufe 15 vorwärts wählend zum Alarm führen kann.If, on the other hand, T <T_, as shown in FIG. Is illustrated 4 to 6, so pulser count is 8, the incorporated counts from 1 changing to 0 edge of the rectangular signal E in the counting input 16 of counter stage 15 through the which further switches at each of 1 to 0 changing edge of the square-wave signal E by one step. Each counting pulse (C1) leads to a deletion of the set state of the bistable multivibrator 18, which prevents the 1 to 0 edge of the square-wave signal E from resetting the counting stage 15 in the event T < T__. Since the presence of two binary levels 24 and 25 is assumed in the pulse example, the capacity of the counting level 15 is already reached with the third counting pulse (C,) of the counting pulse generator 8. If only one edge of the square-wave signal E, which changes from 1 to 0, hits the measuring time T-_, the alarm is only triggered in the third measuring time, if two edges changing from 1 to 0 occur in the second measuring time and, as in FIG. 6 shows, when three edges changing from 1 to 0 occur, already at the third edge in the first measuring time. It should also be mentioned that after each expiry of the measuring time T, the bistable multivibrator is reset to the position in which the erase pulse generator 11 is enabled via the negation. The bistable flip-flop 18 is therefore only enabled during the measuring time T, so that the counting stage 15 can only lead to the alarm when it is forward-dialing during this time.
In dem Impulsplan nach F i g. 7 ist ein angenommener Betriebsfall ohne Alarmauslösung (T > T_), mit gleichzeitigem Auftreten von Phasensprüngen 42, die beide Umscha(tepunkte P und Q der Grenzwertstufe 5 durchlaufen. Während der ersten MeBzeit im Impulsplan tritt keine Umschaltung des Rechtecksignals E auf, die Zählstufe 15 wird über einen Löschimpuls (L) auf ihren Ausgangswert gestellt. Dann erfolgen innerhalb der nächsten Halbperiode von T drei Umschaltungen des Rechteeksignals E, die durch Störungen verursacht werden. Diese Störungen führen zu zwei Zählerschritten, die jedoch keinen Alarm auslösen. Am Ende der zweiten Meßzeit T_ wird die bistabile Kippstufe 18 wieder auf Freischaltung des Lösch-Impulserzeugers 11 gestellt, so daB in der darauffolgenden ungestörten Periode von T eine Rückstellung der Zählstufe 15 erfolgen kann. Damit werden die auftretenden Störungen wieder gelöscht. Bei dieser als zweigliedrigen Zählkette ausgeführten Zählstufe 15 führt erst jeder sechste Phasensprung der Steuerfrequenz .fs" der beide Umschaltepunkte der Grenzwertstufe 5 durchläuft, bei direkt aufeinanderfolgenden Meßzeiten zur Alarmauslösung. Durch Erhöhung der Stellenzahl der Zählstufe 15, beispielsweise durch Verwendung einer dritten Binärstufe 26, läßt sich die Phasensprungverriegelung weiter erhöhen. Für den betrachteten Fall bei einem TF-System, daß die Vergleichsfrequenzen ./R und ,/s, gleich 300 kHz und die Alarmiergrenze der relativen Frequenzlage = 5 - 10-" beträgt, wird jedoch im allgemeinen eine zweigliedrige Zählkette voll ausreichen, da eine derartige Häufung von Störungen bei der vorgegebenen Meßzeit T__ von 67 Sekunden sehr unwahrscheinlich ist.In the pulse plan according to FIG. 7 is an assumed operating case without triggering an alarm (T> T_), with the simultaneous occurrence of phase jumps 42, which pass through both switchover points P and Q of limit value stage 5. During the first measurement time in the pulse plan, the square-wave signal E does not switch, counting stage 15 is set to its initial value via an extinguishing pulse (L). Then three switchings of the square wave signal E, which are caused by disturbances, take place within the next half cycle of T. These disturbances lead to two counter steps which, however, do not trigger an alarm. At the end of the second measuring time T_ is asked the flip-flop 18 back to unlock the erase pulse generator 11, so that can be done in the next undisturbed period of T, a provision of the counting stage the 15th before the disturbance occurring are deleted resulting in this designed as a two-tier counting chain counting stage 15th only every sixth phase jump of the control frequency .fs "the runs through both switchover points of limit value level 5, with directly successive measuring times to trigger an alarm. By increasing the number of digits of the counting stage 15, for example by using a third binary stage 26, the phase jump lock can be increased further. For the case under consideration in a TF system that the comparison frequencies ./R and, / s, equal to 300 kHz and the alarm limit of the relative frequency position = 5-10- ", however, in general a two-part counting chain are fully sufficient, since such an accumulation of disturbances is very unlikely with the given measuring time T__ of 67 seconds.
Durch den Einsatz des der Grenzwertstufe 5 nachgeschalteten Frequenzteilers 6 mit einem Teilungsverhältnis von 2:1 ist sichergestellt, daß auch für den Fall T #> T_ jede Einzelstörung, die um mehr als die Meßzeit T, also 67 Sekunden, auseinanderliegt, sich nicht aufsummiert und zum Alarm führt. da nur zwei innerhalb einer Meßzeit T__ aufeinanderfolgende Störungen ein Auslösen des MeBvorganges der Zcitbasisschdltung 7 und ein Einzählen in die Zählstufe 15 verursachen können. The use of the frequency divider 6 connected downstream of the limit value stage 5 with a division ratio of 2: 1 ensures that, even in the event T #> T_, each individual disturbance that is more than the measuring time T, i.e. 67 seconds, does not add up and leads to the alarm. since only two successive disturbances within a measuring time T__ can trigger the measuring process of the Zcitgrundschdltung 7 and a counting in the counting stage 15.
In F i g. 8 ist eine digitale Vergleichsschaltung dargestellt, bei der zusätzlich zur Frequenzüberwachung eine automatische Frequenznachstellung der die Referenzfrequenz JR erzeugenden Grundfrequenz erzielt wird. Zusätzlich zu der Exklusiv-Oder-Stufe 3 ist eine weitere Exklusiv-Oder-Stufe 30 angeordnet, der ebenfalls durch die erste Kippstufe 1 die erste Rechteckimpulsfolge A und die dazu komplementäre Rechteckimpulsfolge Ä zugeführt wird. Eine dritte Kippstufe 28, die durch die Steuerfrequenz angesteuert wird, liefert eine dritte Rechteckimpulsfolge B0 und die dazu komplementäre Rechteckimpulsfolge ,o an die weitere Exklusiv-Oder-Stufe 30. Die dritte Rechteckimpulsfolge B" und die zweite Rechteckimpulsfolge B befinden sich zueinander in einer relativen Phasenlage von 90 . da der zweiten Kippstufe 2 ein Phasendrehglied 29 vorgeschaltet ist. _Aus den vier Rechteckimpulsfolgen A, A, B.,) und B9", jeweils mit einem Tastverhältnis 1:1, erzeugt die weitere Exklusiv-Oder-Stufe 30 eine Impulsfolge der Funktion AB,)(, v ÄB,,() (A und R), oderA und B90), deren Gleichstrommittelwert die Periodizität der Differenzfrequenz l f hat. Im nachgeschalteten, als RC-Integrator ausgeführten Tiefpaß 31 wird der Gleichstrommittelwert herausgesiebt, so daß ein weiteres Dreiecksignal Syo entsteht, das zu dem Dreiecksignal S in einer relativen Phasenlage von 90 liegt. Diese relative Phasenlage zueinander wechselt um 1$0', wenn sich das Vorzeichen der Differenzfrequenz .f ändert. Das weitere Dreiecksignal S,(, wird in der weiteren Grenzwertstufe 32 in zwei weitere Rechtecksignale H und H umgewandelt. Zwei Nachstell-Impulserzeuger 33 und 36, die je einen Freigabeeingang 34 bzw. 37 und einen dynamisch wirkenden Auslöseeingang 35 bzw. 38 aufweisen, werden je von einem der beiden weiteren Rechtecksignale H bzw. H freigegeben und werden mit ihren parallelgeschalteten dynamischen Auslösecingängen'35 und 38 gemeinsam durch das Rechtecksignal E ausgelöst. Ist die Referenzfrequenz fR größer als die Steuerfrequenz f$" so liefert der eine Nachstell-Impulserzeuger 33 eine Impulsfolge M, im anderen Falle liefert der andere Nachstell-Impulserzeuger 36 eine Impulsfolge N jeweils zur vorzeichenrichtigen digitalen Frequenznachstellung an das digitale Frequenznachstellglied 39, welches bei jedem Nachstellimpuls einen vorzeichenrichtigen Schritt ausführt und die Frequenz des Grundgenerators 40 um einen vorgegebenen Wert verschiebt. Dieses digitale Nachstellglied 39 kann als mechanisches Schrittschaltwerk auf der Achse des Ziehkondensators im Grundgenerator 40 oder als elektrischer Zähler mit nachgeschaltetem Digital-Analog-Wandler ausgeführt sein, der eine Varaktordiode in frequenzbestimmenden Kreis des Grundgenerators 40 steuert. Diese Art der Mitzichschaltung speichert die im stationären Zustand eingestellte Frequenz des Grundgenerators 40 bei Ausfall der Steuerfrequenz ,/s,. Jede Einzelstörung auf der Steuerfrequenz ./s, kann im ungünstigsten Fall nur einen einzigen Frequenzschritt im Grundgenerator 40 auslösen. Uber die Trä geraufbereitungscinrichtung 41 wird die Referenzfrequenz .1H abgeleitet und der ersten Kippstufe 1 zugeführt.In Fig. 8 shows a digital comparison circuit in which, in addition to frequency monitoring, an automatic frequency adjustment of the base frequency generating the reference frequency JR is achieved. In addition to the exclusive-or stage 3, a further exclusive-or stage 30 is arranged, which is also supplied by the first flip-flop 1 with the first square pulse sequence A and the square pulse sequence A complementary thereto. A third flip-flop 28, which is controlled by the control frequency, supplies a third square pulse sequence B0 and the complementary square pulse sequence, o to the further exclusive-or stage 30. The third square pulse sequence B ″ and the second square pulse sequence B are relative to one another Phase position of 90 because the second flip-flop 2 is preceded by a phase rotation element 29. The further exclusive-or stage 30 generates a pulse train from the four square pulse trains A, A, B.,) and B9 ", each with a duty cycle of 1: 1 of the function AB,) (, v ÄB ,, () (A and R), or A and B90), the DC mean value of which has the periodicity of the difference frequency lf. In the downstream low-pass filter 31, designed as an RC integrator, the direct current mean value is filtered out, so that a further triangular signal Syo is produced, which is in a phase position of 90 relative to the triangular signal S. This relative phase position to one another changes by 1 $ 0 'when the sign of the difference frequency .f changes. The further triangular signal S, (, is converted in the further limit value stage 32 into two further square-wave signals H and H. Two readjusting pulse generators 33 and 36, each having a release input 34 and 37 and a dynamically acting trigger input 35 and 38, respectively each released by one of the other two square-wave signals H or H and are triggered with their parallel-connected dynamic trigger inputs 35 and 38 jointly by the square-wave signal E. If the reference frequency fR is greater than the control frequency f $ ", one of the readjusting pulse generators 33 delivers a Pulse sequence M, in the other case the other readjusting pulse generator 36 supplies a pulse sequence N for digital frequency readjustment with the correct sign to the digital frequency readjusting element 39, which executes a step with the correct sign for each readjustment pulse and shifts the frequency of the basic generator 40 by a predetermined value 39 can be used as mecha Nical stepping mechanism on the axis of the draw capacitor in the basic generator 40 or as an electrical counter with a downstream digital-to-analog converter that controls a varactor diode in the frequency-determining circuit of the basic generator 40. This type of Mitzich circuit stores the set frequency of the basic generator 40 in the steady state in the event of failure of the control frequency, / s. Each individual disturbance on the control frequency ./s, can only trigger a single frequency step in the basic generator 40 in the worst case. The reference frequency .1H is derived via the carrier processing device 41 and fed to the first flip-flop 1.
Claims (7)
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Family Applications (1)
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-
1968
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- 1968-05-08 SE SE618468A patent/SE336598B/xx unknown
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| SE336598B (en) | 1971-07-12 |
| NL154638B (en) | 1977-09-15 |
| NL6806007A (en) | 1968-11-11 |
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