DE1273229B

DE1273229B - Electronic analog computing arrangement

Info

Publication number: DE1273229B
Application number: DE1958A0030452
Authority: DE
Inventors: Dipl-Phys Dr Friedri Altenheim
Original assignee: Continental Elektronidustrie AG
Current assignee: Continental Elektronidustrie AG
Priority date: 1958-09-30
Filing date: 1958-09-30
Publication date: 1968-07-18

Description

Elektronische Analogrechenanordnung Die Erfindung bezieht sich auf eine elektronische Analogrechenanordnung mit einem aus Widerständen zusammengesetzten, mit wenigstens einer Gleichspannung speisbaren und einen Abschlußwiderstand aufweisenden Rechennetzwerk und einem dem Abschlußwiderstand nachgeschalteten Gleichstromverstärker mit dem Verstärkungsgrad Eins, dessen Ausgangsspannung im mitkoppelnden Sinne auf den Eingang des Netzwerkes zurückgeführt ist (sogenannte Bootstrap-Schaltung), bei der der Gleichstromverstärker eine Kathodenfolgestufe sowie Mittel zur Angleichung ihres Verstärkungsgrades an den Wert Eins aufweist.Electronic analog computing arrangement The invention relates to an electronic analog computing arrangement with a composed of resistors, with at least one DC voltage feedable and having a terminating resistor Computing network and a DC amplifier connected downstream of the terminating resistor with a gain of one, its output voltage in the positive feedback sense the input of the network is fed back (so-called bootstrap circuit) that of the direct current amplifier has a cathode follower and means for equalization their degree of gain has the value of one.

Analogrechenanordnungen dieser Ausbildung sind an sich bekannt. Eine Anordnung dieser Art sieht als Gleichstromverstärker eine Kathodenfolgerstufe vor, deren Kathodenwiderstand teilweise durch eine Röhre mit nichtlinearer Widerstandskennlinie ersetzt ist, wodurch eine Verstärkung erzielbar ist, die sich nur noch wenig von Eins unterscheidet. Der Verstärkungsgrad des Gleichstromverstärkers ist jedoch notwendig stets kleiner als Eins, da andernfalls die Röhre nicht ausgesteuert wird.Analog computing arrangements of this training are known per se. One Arrangement of this type provides a cathode follower stage as a direct current amplifier, its cathode resistance partly through a tube with a non-linear resistance characteristic is replaced, as a result of which a gain can be achieved that differs only slightly from One thing is different. However, the gain of the DC amplifier is necessary always less than one, otherwise the tube will not be controlled.

Die vorliegende Erfindung bezweckt eine Verbesserung derartiger Anordnungen, und sie besteht erfindungsgemäß darin, daß der Kathodenfolgerstufe des Verstärkers eine zweite gleichartige Kathodenfolgerstufe zugeordnet ist, die über einen Spannungsteiler mit einer Spannung gesteuert ist, die mit der Differenz zwischen den Ausgangsspannungen beider Kathodenfolgerstufen variabel ist.The present invention aims to improve such arrangements, and according to the invention it consists in the cathode follower stage of the amplifier a second similar cathode follower stage is assigned, which is via a voltage divider is controlled with a voltage equal to the difference between the output voltages both cathode follower stages is variable.

In dieser Anordnung läßt sich der Gleichstromverstärker exakt auf den Wert Eins einstellen, indem der vorgesehene Spannungsteiler, dessen Ausgangsspannung die zweite Kathodenfolgerstufe steuert, entsprechend eingestellt wird.In this arrangement, the DC amplifier can be opened exactly set the value one by adding the provided voltage divider, its output voltage controls the second cathode follower stage, is set accordingly.

Die Zeichnung erläutert die Erfindung.The drawing explains the invention.

F i g. 1 zeigt zur Erläuterung den bekannten Aufbau eines elektronischen Integrators mit einem Gleichstromverstärker des Verstärkergrades Eins; F i g. 2 dient zur Erläuterung des prinzipiellen Aufbaus des in Analogrechenanordnungen nach der Erfindung vorgesehenen Gleichstromverstärkers; F i g. 3 zeigt den bekannten Aufbau von Analogrechenanordnungen allgemeinerer Art, die in Verbindung mit den Mitteln der vorliegenden Erfindung Anwendung finden können; F i g. 4 zeigt schließlich ein Schaltbild eines elektronischen Integrators nach der vorliegenden Erfindung als Ausführungsbeispiel.F i g. 1 shows the known structure of an electronic for explanation Integrator with a unity DC amplifier; F i g. 2 serves to explain the basic structure of the in analog computing arrangements according to the invention provided direct current amplifier; F i g. 3 shows the known Structure of analog arithmetic systems of a more general kind, which in connection with the Means of the present invention can be used; F i g. 4 finally shows a circuit diagram of an electronic integrator according to the present invention as an exemplary embodiment.

Der Verstärker nach F i g. 1 wirkt in dieser Anordnung als reiner Impedanzwandler, der @im Eingang des RC-Gliedes die Addition der Verstärkerausgangsspannung y (t), die gleich der Kondensatorspannung ist, zur Eingangsspannung x (t) ermöglicht. Während beim Miller-Integrator für den Verstärker kein bestimmter, aber ein sehr großer Verstärkungsgrad gefordert wird, erfordert die Bootstrap-Schaltung einen Verstärker mit einer Verstärkung ,p = 1. Dieser Verstärkungsgrad soll dabei über den gesamten Aussteuerbereich des Verstärkers erhalten werden. Die Kondensatorspannung y (t) bzw. die Verstärkerausgangsspannung y (t) wird also in dieser Schaltung der zu integrierenden Spannung x (t) hinzuaddiert, wobei die Spannung am Integrationskondensator C so kompensiert wird, daß der Ladestrom i (t) lediglich von x (t) und R abhängt.The amplifier according to FIG. In this arrangement, 1 acts as a pure impedance converter, which allows the amplifier output voltage y (t), which is equal to the capacitor voltage, to be added to the input voltage x (t) at the input of the RC element. While the Miller integrator does not require a specific gain, but a very large gain, the bootstrap circuit requires an amplifier with a gain, p = 1. This gain should be maintained over the entire dynamic range of the amplifier. The capacitor voltage y (t) or the amplifier output voltage y (t) is added to the voltage x (t) to be integrated in this circuit, the voltage at the integration capacitor C being compensated so that the charging current i (t) is only dependent on x ( t) and R.

In F i g. 2 bezeichnet der Kasten K1 einen ersten, der Kasten KZ einen zweiten Kathodenverstärker. Die Ausgänge beider Verstärker wirken auf eine Vorrichtung D, die die Differenz der beiden Ausgangsgrößen bildet. Im vorliegenden Beispiel wird die Differenz der Ausgangsspannungen gebildet, während dem Eingang des ersten Kathodenverstärkers K1 die zu verstärkende Eingangsspannung XE (t) zugeführt ist. Es sei angenommen, daß die beiden Kathodenverstärker gleichartig sind und beide den gleichen Verstärkungsgrad 'r' besitzen. Dann erscheint am Ausgang des ersten Verstärkers K1 die Spannung ii' - X (t) + Uo,, wobei der feste Spannungsbetrag Uo, durch die Arbeitsweise des Kathodenverstärkers bedingt ist, nämlich dadurch, daß der die Ausgangsspannung durch einen Spannungsabfall am Kathodenwiderstand erzeugende Anordenstrom auch bei verschwindender Eingangsspannung fließt. Nach Differenzbildung der Ausgangsspannungen beider Verstärker in der Vorrichtung D liegt am Ausgang der letzteren die Ausgangsspannung der Verstärkerkombination XA(t). Von dieser Ausgangsspannung wird ein Teil abgenommen und dem Eingang des zweiten Kathodenverstärkers zugeführt, und zwar wird dieser Teil so gewählt, daß er das -fache der Eingangsspannung XE(t) beträgt. Es liegt also am Eingang des zweiten Kathodenverstärkers die Spannung und es ist ersichtlich, daß dann - wegen der Gleichartigkeit und dem gleichen Verstärkungsgrad beider Verstärker - am Ausgang des Kathodenverstärkers KZ die Spannung - (1-,u) XE(t) + Uol liegt. Bei der Differenzbildung beider Ausgangsspannungen in D heben sich die beiden Festspannungen Uol heraus, und es entsteht am Ausgang von D und damit am Ausgang der Verstärkerkombination die Ausgangsspannung XE(t), d. h., es ist XA(t) = XE(t), und der Verstärkungsgrad der gesamten Verstärkerkombination ist, wie gefordert, Eins.In Fig. 2, box K1 denotes a first cathode amplifier, box KZ a second cathode amplifier. The outputs of both amplifiers act on a device D which forms the difference between the two output variables. In the present example, the difference between the output voltages is formed while the input voltage XE (t) to be amplified is fed to the input of the first cathode amplifier K1. It is assumed that the two cathode amplifiers are of the same type and both have the same gain 'r'. Then the voltage ii '- X (t) + Uo ,, appears at the output of the first amplifier K1, whereby the fixed amount of voltage Uo is due to the operation of the cathode amplifier, namely by the fact that the circuit current which generates the output voltage due to a voltage drop across the cathode resistor also occurs flows when the input voltage disappears. After the difference between the output voltages of the two amplifiers in the device D, the output voltage of the amplifier combination XA (t) is present at the output of the latter. A part of this output voltage is taken off and fed to the input of the second cathode amplifier, and this part is chosen so that it does times the input voltage XE (t). The voltage is therefore at the input of the second cathode amplifier and it can be seen that then - because of the similarity and the same degree of amplification of both amplifiers - the voltage - (1-, u) XE (t) + Uol is at the output of the cathode amplifier KZ. When forming the difference between the two output voltages in D, the two fixed voltages Uol stand out, and the output voltage XE (t) arises at the output of D and thus at the output of the amplifier combination, that is, XA (t) = XE (t), and the gain of the entire amplifier combination is, as required, one.

Eine Schaltung, durch die das oben beschriebene Prinzip verwirklicht werden kann, ist in F i g. 4 dargestellt. Die Schaltung nach F i g. 4 besitzt zwei Kathodenverstärker, die sich beide innerhalb der durch I bezeichneten Linie befinden, die die gesamte Verstärkerkombination umgrenzt. Die Röhre V1 ist dem ersten und die Röhre VZ dem zweiten Kathodenverstärker zugeordnet. Es sei darauf hingewiesen, daß diese Schaltung genau wie die im folgenden angegebenen Schaltungen nicht an die Verwendung von Elektronenröhren gebunden ist, sondern daß sich ebensogut auch Transistoren verwenden lassen. Beide Röhren sind kathodenseitig miteinander verbunden und mit voneinander getrennten Anodenspeisungen versehen. Jeder Röhre ist ein Kathodenwiderstand RK zugeordnet, wobei die der Kathode abgewandten Klemmen der beiden Kathodenwiderstände RK über ein einstellbares Potentiometer R1 verbunden sind. Die Ausgangsspannungen der beiden Kathodenverstärker entstehen im wesentlichen durch Spannungsabfall an den Kathodenwiderständen. Die Differenz beider Ausgangsspannungen wird durch das Potentiometer R1 erzeugt und steht an dessen Endklemmen an. Von dort wird sie einerseits als Ausgangsspannung der gesamten Verstärkerkombination dem Verbraucher (etwa einem Anzeige- oder Regelgerät, dargestellt durch den Lastwiderstand RB) zugeleitet, andererseits über die Erdung und über den Schaltpunkt 3 auf das Rechennetzwerk zurückgekoppelt. Das Rechennetzwerk - im vorliegenden Falle ein RC-Glied zur Integration der Eingangsspannung x (t) - liegt am Eingang der Verstärkerkombination, nämlich am Gitter der Röhre V1 des ersten Kathodenverstärkers und am Schaltpunkt 3; es besteht aus dem Widerstand R und dem Kondensator C. Zusätzlich ist noch ein Hilfswiderstand R. vorgesehen, der parallel zum Eingang der Verstärkerkombination in Reihe mit dem Kondensator C liegt und dessen Bedeutung und Funktion noch im weiteren Verlauf der Beschreibung erklärt werden wird. Der Kondensator C und der Hilfswiderstand bilden zusammen einen Wechselstromwiderstand, der im folgenden mit ZO bezeichnet sein möge. Die Eingangsspannung des Rechennetzwerkes und die Ausgangsspannung der Verstärkerkombination sind auf Erdpotential bezogen.A circuit by means of which the principle described above can be implemented is shown in FIG. 4 shown. The circuit according to FIG. 4 has two cathode amplifiers, both of which are located within the line denoted by I , which delimits the entire amplifier combination. The tube V1 is assigned to the first and the tube VZ to the second cathode amplifier. It should be pointed out that this circuit, like the circuits given below, is not tied to the use of electron tubes, but that transistors can be used just as well. Both tubes are connected to one another on the cathode side and are provided with separate anode feeds. A cathode resistor RK is assigned to each tube, the terminals of the two cathode resistors RK facing away from the cathode being connected via an adjustable potentiometer R1. The output voltages of the two cathode amplifiers arise essentially from the voltage drop across the cathode resistors. The difference between the two output voltages is generated by the potentiometer R1 and is applied to its end terminals. From there, on the one hand, it is fed as the output voltage of the entire amplifier combination to the consumer (e.g. a display or control device, represented by the load resistor RB), and on the other hand, it is fed back to the computing network via the grounding and switching point 3. The computing network - in the present case an RC element for integrating the input voltage x (t) - is at the input of the amplifier combination, namely at the grid of the tube V1 of the first cathode amplifier and at switching point 3; it consists of the resistor R and the capacitor C. In addition, an auxiliary resistor R. is provided, which is parallel to the input of the amplifier combination in series with the capacitor C and whose meaning and function will be explained in the further course of the description. The capacitor C and the auxiliary resistor together form an alternating current resistor, which may be referred to below as ZO. The input voltage of the computing network and the output voltage of the amplifier combination are related to earth potential.

Von dem Potentiometer R1 wird gleichzeitig ein Bruchteil der Ausgangsspannung der Verstärkerkombination abgegriffen und als Steuerspannung dem Eingang des zweiten Kathodenverstärkers zugeführt. Zu diesem Zweck ist der verstellbare Abgriff des Potentiometers R1 mit dem Gitter der Röhre VZ des zweiten Kathodenverstärkers verbunden. Er teilt das Potentiometer im Verhältnis ao, wobei ao so lange geändert wird, bis der gewünschte Verstärkungsgrad Eins an der gesamten Anordnung erzielt ist.At the same time, a fraction of the output voltage is supplied by the potentiometer R1 the amplifier combination is tapped and the input of the second as a control voltage Cathode amplifier supplied. For this purpose, the adjustable tap of the Potentiometer R1 connected to the grid of the tube VZ of the second cathode amplifier. It divides the potentiometer in the ratio ao, whereby ao is changed until the desired unity gain is achieved on the entire assembly.

Da ß die beschriebene Schaltung tatsächlich eine genaue Integration leistet, läßt sich folgendermaßen einsehen: In der Schaltung in F i g. 4 sind folgende Gleichungen erfüllt: ' ='1 +'3 +'4 +'B, i3 + i5 + 'B = i + 12, RK i4=y-pK, RK i5 = PK, R1 i3 = y, RB iB = y. Die Größen y, g)K und die unten verwendeten gpo, 991, q72 und x sind Potentiale, bezogen auf den Erdungspunkt.The fact that the circuit described actually performs an exact integration can be seen as follows: In the circuit in FIG. 4 the following equations are fulfilled: ' =' 1 + '3 +' 4 + 'B, i3 + i5 + ' B = i + 12, RK i4 = y-pK, RK i5 = PK, R1 i3 = y, RB iB = y. The quantities y, g) K and the gpo, 991, q72 and x used below are potentials related to the grounding point.

Für die Röhrenströme gilt ` il = S (1i91 + D u.1) = S (T1 - 9'x + D (Y + u1 - pK)), i2 = S (ug2 + D U.2) = S 4 2 - TK + D (u2 - pK)). Es bedeutet S = Steilheit, D = Durchgriff, u9 = Gitterspannung, u" = Anodenspannung und u1 = u2 = Versorgungsspannung der Röhren. Aus den acht Gleichungen ergibt sich Das Potential q<2 wird durch einen Abgriff am Widerstand R1 hergestellt. Wählt man den Abgriff so, daß q@2 = a y ist, so bekommt man aus (1) Von dem eingangs erwähnten Bootstrap-Integrator wurde gesagt, daß die Ausgangsspannung y des Verstärkers gleich der Kondensatorspannung sein muß. Da hier in gleicher Weise rückgekoppelt wird, soll also in F i g. 4 das Potential 990 Null sein. Dann i muß T1 = Rz i und nach (3) sein. Der Zusatzwiderstand R- ist notwendig, weil der Kondensatorladestrom i auch über den Verstärker fließt und dadurch den im Zustand i = 0 auf Eins eingestellten Verstärkungsgrad ,u beeinflußt. Diese Änderung von li wird durch die Zusatzspannung R. -i am Eingang des Verstärkers kompensiert.The following applies to the tube currents: `il = S (1i91 + D u.1) = S (T1 - 9'x + D (Y + u1 - pK)), i2 = S (ug2 + D U.2) = S 4 2 - TK + D (u2 - pK)). It means S = slope, D = penetration, u9 = grid voltage, u "= anode voltage and u1 = u2 = supply voltage of the tubes. The eight equations result The potential q <2 is established by a tap on the resistor R1. If one chooses the tap in such a way that q @ 2 = ay, one gets from (1) It was said of the bootstrap integrator mentioned at the beginning that the output voltage y of the amplifier must be equal to the capacitor voltage. Since there is feedback here in the same way, in FIG. 4 the potential 990 be zero. Then i must T1 = Rz i and according to (3) be. The additional resistor R- is necessary because the capacitor charging current i also flows through the amplifier and thereby influences the gain u, which is set to one in the state i = 0. This change in li is compensated for by the additional voltage R. -i at the input of the amplifier.

o = 0 bedeutet x = (R + RZ) i und Daraus ergibt sich T = (R + RZ) C ist die Zeitkonstante des Integrators. Die Gleichung (4) beschreibt also einen exakten Integrator, und damit ist die behauptete Wirkungsweise erwiesen.o = 0 means x = (R + RZ) i and This results in T = (R + RZ) C is the time constant of the integrator. Equation (4) thus describes an exact integrator, and the claimed mode of operation is thus proven.

Der so beschriebene Integrator ist lastabhängig. Das bedeutet, daß bei Änderung des Lastwiderstandes RB der Spannungsteiler R1 neu eingestellt werden muß.The integrator described in this way is load-dependent. It means that when the load resistance RB changes, the voltage divider R1 can be reset got to.

Abschließend sei noch auf die F i g. 3 hingewiesen, der man entnehmen kann, daß neben der Integration mit einem Verstärker des Verstärkungsgrades ,u = 1 auch noch andere Rechenoperationen durchführbar sind. Setzt man die Verknüpfung von Strom und Spannung in. der Form U (p) = z (p) i (p) an, wobei z (p) die Dimension eines Widerstandes hat, so läßt sich aus F i g. 3 die Beziehung ableiten, sofern g o gleich Null ist. Durch geeignete Kombination von Ohmschen Widerständen und Kondensatoren lassen sich mannigfaltige flbertragungsfaktoren und verschiedene lineare Rechenoperationen ausführen. Setzt man für ZO = R und Z; = R-., so folgt die additive Verknüpfung der am Eingang des Verstärkers liegenden Spannungen x; mit Wählt man und Z; = R;, wobei p ein Faktor der Laplace-Transformation ist, so ergibt sich die in den Ausführungsbeispielen erläuterte integrierende Wirkung des Netzwerkes zu Wählt man für Z, einen Widerstand R und iür 7.,. eine Kapazität mit p, so wird die Eingangsspannung differenziert entsprechend der Beziehung Für Modellregelkreise sind unter anderem auch Verzögerungsglieder von Bedeutung. In einem Verzögerungsglied bestehen ZO aus einer Parallelschaltung von Ohmschen Widerstand und Kondensator und Z1 aus einem Ohmschen Widerstand. Es ist also Als Ausgangsspannung für das Netzwerk ergibt sich dann Aus den abschließenden Bemerkungen ergibt sich, daß der erfindungsgemäße Kathodenverstärker mit dem Verstärkungsgrad Eins nicht nur zu dem an Hand des Ausführungsbeispiels erläuterten Integrationszweck einsetzbar ist, sondern daß sich über diesen Zweck hinaus zahlreiche weitere Anwendungsfälle ergeben, wobei es als vorteilhaft empfunden wird, daß der Aufwand zur Erstellung des erfindungsgemäßen Verstärkers relativ geringfügig ist.Finally, it should be pointed out to FIG. 3, from which it can be seen that in addition to the integration with an amplifier of the gain, u = 1, other arithmetic operations can also be carried out. If the connection of current and voltage is set in the form U (p) = z (p) i (p), where z (p) has the dimension of a resistance, then from FIG. 3 the relationship derive if go is equal to zero. With a suitable combination of ohmic resistors and capacitors, diverse transmission factors and various linear arithmetic operations can be carried out. If one sets for ZO = R and Z; = R-., The additive combination of the voltages x at the input of the amplifier follows; with One chooses and Z; = R;, where p is a factor of the Laplace transform, then the integrating effect of the network as explained in the exemplary embodiments results If one chooses a resistor R for Z, and i for 7.,. a capacity with p, the input voltage is differentiated according to the relationship Delay elements are also important for model control loops. In a delay element, ZO consists of a parallel connection of an ohmic resistor and capacitor and Z1 of an ohmic resistor. So it is The output voltage for the network is then From the concluding remarks it follows that the cathode amplifier according to the invention with a gain of one can not only be used for the integration purpose explained with reference to the exemplary embodiment, but that there are numerous other applications beyond this purpose, whereby it is felt to be advantageous that the effort to create the amplifier according to the invention is relatively minor.

Claims

Claims: 1. Electronic analog computing arrangement with a computation network composed of resistors, which can be fed with at least one direct voltage and has a terminating resistor, and a direct current amplifier with a gain of one connected downstream of the terminating resistor, the output voltage of which is fed back to the input of the network in the positive-coupling sense (so-called bootstrap circuit ), in which the direct current amplifier has a cathode follower stage and means for adapting its gain to the value one, characterized in that the cathode follower stage (K1) of the amplifier is assigned a second similar cathode follower stage (KZ) which is controlled by a voltage divider with a voltage , which is variable with the difference between the output voltages of the two cathode follower stages. 2. Electronic analog computing arrangement according to claim 1, characterized in that the cathode resistors of both cathode followers are galvanically coupled to one another on the cathode side and their terminals facing away from the cathode side are connected to one another by a potentiometer at which the output voltage of the amplifier voltage of the amplifier combination and the control voltage for the second cathode amplifier can be tapped , the voltage to be amplified being fed to the first amplifier between its grid and the terminal of its cathode resistor facing away from the cathode. 3. Electronic analog computing arrangement according to claim 2 for the electronic integration of electrical voltages, in which an RC element is connected upstream of the input of the amplifier and the voltage to be amplified is applied to the capacitor, characterized in that an additional auxiliary resistor in series with the capacitor is parallel to the amplifier input (R,) on the size (S = tube steepness) is arranged. Publications considered: Book by GA K orn and Th. M. K orn: "Electronic Analog Computers", MeGraw-Hill Book Comp. Inc., New York-Toronto-London, 1956, pp.205 to 211; Frequency, Vol. 9, 1955, No.

2, pages 49 to 57; Rundschau, 1957, No. 11, pp. 335,336.