-
Puls-Code-Modulationssystem mit unter Berücksichtigung des Grundgeräusches
idealer Kompandierung Die Erfindung betrifft ein Puls-Code-Modulations-(PCM-)system
mit unter Berücksichtigung des Grundgeräusches idealer Kompandierung, mit einem
Analog-Digital-Umsetzer und einem Digital-Analog-Umsetzer.
-
Bekanntlich kann bei PCM-Systemen durch eine Kompandierung der erreichbare
Dynamikbereich bei gleicher Kanalkapazität des Systems erheblich vergrößert werden.
Dabei soll unter Dynamikbereich der Aussteuerungsbereich eines Kanals verstanden
werden, bei welchem der Quantisierungsgeräuschabstand, d. h. das Verhältnis von
mittlerer Signalleistung zur mittleren Quantisierungsgeräuschleistung, einen bestimmten
Wert nicht unterschreitet. Die Erweiterung des Dynamikbereiches durch Kompandierung
erfolgt hierbei unter Verzicht auf einen unnötig großen Geräuschabstand bei großen
Aussteuerungen.
-
Die Kompandierung kann erfolgen entweder durch Kompression der Signale
auf der Sendeseite mit nachfolgender linearer Quantisierung und auf der Empfangsseite
durch eine einer linear arbeitenden Dekodiereinrichtung folgenden, zur Kompression
auf der Sendeseite inversen Expansion oder durch eine nichtlineare Quantisierung
auf der Sendeseite und eine nichtlineare Dekodierung auf der Empfangsseite.
-
Es sind verschiedene PCM-Systeme bekanntgeworden, die nach den genannten
Prinzipien arbeiten. Sie unterscheiden sich durch die Art der angestrebten Kompressor-
und der dazu inversen Expandercharakteristik, durch die Art der Verwirklichung dieser
Charakteristik und durch die Art der Bildung der Kodezeichen und der Rückgewinnung
der Analogzeichen.
-
Uber Uberlegungen und Schlußfolgerungen in bezug auf eine günstige
Form der Kompandierungskennlinie wurde von S m i t h, Bernard, unter dem Titel:
»Instantaneous Companding of Quantized Signals« in »Bell System Technical Journal«,
Vol. XXXVI, Nr. 3, Mai 1957, S. 653 bis 709, berichtet. Als vorteilhaft wird dort
eine logarithmische Kennlinie bezeichnet. Noch im Februar 1964 berichtet 1 n g r
a m, D. G. W ., in einem Referat über: »A High Spead Non-Linear Coder and Decoder
for a P. C. M. System« auf der Konferenz über »Transmission Aspects of Communications
Networks«, veranstaltet von 1.E.E. Electronics Division, Konferenzbericht ohne Ort
und Datum des Erscheinens, über Kodierer und Dekodierer mit logarithmischer Kompandierungskennlinie.
-
Schaltungen für Kodierer mit ausschließlich logarithmischer Kennlinie
sind außer durch die genannten Veröffentlichungen auch durch die deutsche Auslegeschrift
1076 758 bekanntgeworden.
-
Nach dem durch die deutsche Auslegeschrift 1076 758 bekannten
Verfahren wird der analoge Abtastweri einem Speicherelement, z. B. einem Kondensator,
als Grundladung zugeführt und dann die Zeit festgestellt, die notwendig ist, um
nach einer weiteren Ladung einen vorgegebenen Grenzwert der Ladespannung zu erreichen.
Dieser Grenzwert muß zumindest gleich oder etwas größer sein als der größte zu erwartende
Analogwert.
-
Beim vorgeschlagenen Verfahren nach der älteren Erfindung, deutsche
Auslegeschrift 1216 927, wird einem Kondensator eine Ladung zugeführt, die
gleich oder etwas größer ist als der größte zu erwartende Analogwert. Beim anschließenden
Entladen des Kondensators wird die Zeit festgestellt, in der die Spannung des Kondensators
einen der Spannung des analogen Abtastwertes gleichen Wert erreicht.
-
Bei beiden Verfahren wird der Spannungsunterschied zwischen einem
festgelegten Höchstwert und dem analogen Abtastwert festgestellt und der ermittelte
Spannungsunterschied in eine logarithmisch verlaufende Zeitfunktion umgesetzt. Daher
sind beide Verfahren grundsätzlich identisch. Die nach diesen Verfahren erzeugte
rein logarithmische Kennlinie wurde zur Zeit der Entwicklung entsprechender Schaltungen
als ideal angesehen.
-
Nach neueren Erkenntnissen hat jedoch eine rein logarithmische Kennlinie
Nachteile in Zusammenhang mit dem Verlauf des Geräuschabstandes in Abhängigkeit
von der Größe der zu übertragenden Analogwerte. So wird in einem zusammenfassenden
Aufsatz von B 1 c i c k a r d t, W, »Auswirkungen der Quantisier trüg in PCM-Systemen«
in den »llasler
Mitteilungen«, 23. Jahrgang (1964), H. 2, S. 41
bis 64, vorgeschlagen, eine unter Berücksichtigung des Quantisierungs- und des Grundgeräusches
bessere Annäherung der Kompressorcharakteristik an die ideale Form durch »stückweise
lineare Kompression« zu verwirklichen. Nachteilig ist dabei, daß der Verlauf des
Quantisierungsgeräuschabstandes in Abhängigkeit von der Aussteuerung bei Sprachsignalen
eine gewisse Welligkeit und bei sinus- und impulsförmigen Geräuschen Unstetigkeiten
zeigt. In dem von B I e i c k a r d t beschriebenen, verwirklichten System macht
sich dies durch einen unstetigen Verlauf des Klirrfaktors in Abhängigkeit von der
Aussteuerung bemerkbar.
-
Während die genannten bekannten Anordnungen zum Teil eine Kompandierungskennlinie
in der früher als ideal angesehen logarithmischen Form anstreben, zum anderen Teil
sich der nach neueren Erkenntnissen günstigeren Form mit einem logarithmischen und
einem linearen Teil dadurch annähern, daß die` gesamte Kennlinie aus einer Vielzahl
linearer Teilstücke verschiedener Neigung zusammengesetzt wird, ist das Ziel der
Erfindung, eine stetig verlaufende Kennlinie zu verwirklichen, die sich aus einem
logarithmischen und einem linearen Teilstück zusammensetzt und die die genannten
Nachteile vermeidet.
-
Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Analog-Digital-Umsetzer
zwei Funktionsgeneratoren enthält, von denen der eine einen nichtlinearen, exponentiellen
Spannungsverlauf, der zweite einen linearen Spannungsverlauf erzeugt. Die beiden
Spannungsverläufe stellen Teilfunktionen der gesamten Kompandierungskennlinie dar.
Durch eine geeignete Bemessung der zwei Funktionsgeneratoren kann erreicht werden,
daß die Kurven der beiden Teilfunktionen sich in einem vorgegebenen Punkt tangieren,
so daß zu diesem Zeitpunkt die Ausgangsspannungen beider Funktionsgeneratoren gleich
sind und ein stetiger TJbergang von der einen zur anderen Teilfunktion möglich ist.
Der Analog-Digital-Umsetzer enthält weiterhin eine an sich bekannte getaktete Zähleinrichtung,
die beim Beginn eines Kodiervorganges und des Ablaufes der beiden durch die Funktionsgeneratoren
erzeugten Spannungsverläufe gestartet wird. Das zu kodierende Signal liegt an einem
Eingang einer an sich bekannten Vergleichsschaltung, deren zweiter Eingang über
einen Umschalter zunächst mit dem Ausgang des ersten Funktionsgenerators verbunden
ist. Nach einer vorgegebenen Anzahl von Takten zum Zeitpunkt gleicher Spannungen
an den Ausgängen der beiden Funktionsgeneratoren schaltet der Umschalter den zweiten
Eingang der Vergleichsschaltung vom Ausgang des ersten auf den Ausgang des zweiten
Funktionsgenerators. Die Vergleichsschaltung liefert, wie bekannt, ein Ausgangssignal,
sobald die an ihren Eingängen liegenden Spannungen gleich sind. Das Ausgangssignal
der Vergleichsschaltung setzt die Zähleinrichtung still. Ihre Endstellung bildet
die Grundlage für die Bildung des digitalen Kodesignals.
-
Der Digital-Analog-Umsetzer enthält in ähnlicher Weise ebenfalls zwei
Funktionsgeneratoren, von denen der eine einen nichtlinearen, exponentiellen Spannungsverlauf,
der zweite einen linearen Spannungsverlauf erzeugt. Auch hier stellen die beiden
Spannungsverläufe Teilfunktionen der gesamten Kompandierungskennlinie dar. Die Kurven
beider Funktionen tangieren einander in einem vorgegebenen Punkt.
-
Der Digital-Analog-Umsetzer enthält weiterhin eine an sich bekannte
getaktete Zähleinrichtung, die durch die empfangenen digitalen Kodesignale in eine
bestimmte Zählstellung gebracht und gleichzeitig mit dem Beginn eines Dekodiervorganges
und des Ablaufs der beiden durch die Funktionsgeneratoren erzeugten Spannungsverläufe
gestartet wird. Zum Beginn eines Dekodiervorganges liegt der Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers
über einen Umschalter am Ausgang des ersten Funktionsgenerators. Nach einer vorgegebenen
Anzahl von Takten zum Zeitpunkt gleicher Spannungen an den Ausgängen der Funktionsgeneratoren
schaltet der Umschalter den Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers auf den Ausgang
des zweiten Funktionsgenerators. Erreicht die Zähleinrichtung ihre Nullstellung,
so verhindert sie weitere Spannungsänderungen an den Funktionsgeneratoren, und der
gerade erreichte Spannungswert des zum Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers geschalteten
Funktionsgenerators bildet das dekodierte Signal.
-
Die Erfindung wird nachstehend an Hand von Zeichnungen näher erläutert.
-
F i g. 1 zeigt die Kurven des Abstandes von Quantisierungs- und Grundgeräusch
vom Signal; F i g. 2 zeigt den Verlauf der idealen Kompressorcharakteristik in normierter
Darstellung; F i g. 3 a zeigt einen erfindungsgemäßen Analog-Digital-Umsetzer als
Beispiel; F i g. 3 b zeigt den Spannungsverlauf am Ausgang der Funktionsgeneratoren;
F i g. 4 zeigt einen erfindungsgemäßen Digital-Analog-Umsetzer als Beispiel.
-
Die F i g. 1 zeigt als Beispiel in doppelt logarithmischem Maßstab
den Geräuschabstand S N [db] in Abhängigkeit von der Aussteuerung X,,l.f. Die gesamte
Geräuschleistung besteht, wenn man vom Beschneidungsgeräusch bei sehr hohen Amplituden
absieht, im wesentlichen aus den Anteilen Quantisierungsgeräusch und Grundgeräusch.
Mit Rücksicht auf geforderte Ubertragungswerte eines Systems darf in einem weiten
Bereich mittlerer und hoher Aussteuerung der Quantisierungsgeräuschabstand einen
gewissen Betrag nicht unterschreiten, d. h., das Verhältnis des Quantisierungsgeräusches
zum Signal muß gleich oder größer sein als der durch die Kurve h gegebene Grenzwert.
Bei kleiner Aussteuerung ist der Grundgeräuschabstand u kleiner als der Quantisierungsgeräuschabstand
und bestimmt daher im wesentlichen den Gesamtgeräuschabstand. Das Quantisierungsgeräusch
ist im wesentlichen abhängig von der Zahl der Quantisierungsstufen. die durch den
geforderten Geräuschabstand bestimmt wird.
-
Die Wirkung der früher angestrebten rein logarithmischen Kompandierungskennlinie
mit dem Verlauf
unterscheidet sich von der beschriebenen zusammengesetzten Kennlinie dadurch. daß
sie zwar bei größeren Aussteuerungen einen etwas größeren Quantisierungsgeräuschabstand
als erforderlich ergibt. daß jedoch bei kleineren Aussteuerungen eine Verkleinerung
des Geräuschabstandes auftritt, d. h. in einem Bereich, der besonders bei Telefonie
wichtig ist. Dagegen wird durch die in F i g. 2 gezeigte Kompressorcharakteristik
der
bestmögliche Geräuschabstand über den gesamten Aussteuerungsbereich erreicht.
-
Die Kompressorcharakteristik gibt den Zusammenhang zwischen den Eingangssignalen
x und den Ausgangssignalen y des Kompressors. Sie besteht aus einem Teil der Kurve
c mit dem geraden Verlauf
und aus einem Teil der Kurve d mit dem logarithmischen Verlauf
Die Kurven haben an einem gemeinsamen Punkt T mit den Koordinaten xT und yT, der
dem Punkt T in F i g. 1 entspricht, die gleiche Steigung. In der Figur ist die Kompressorcharakteristik
stark ausgezogen, während der nicht zur Kompressorcharakteristik gehörende Teil
der Kurve c strichpunktiert und der entsprechende Teil der Kurve cl gestrichelt
ist.
-
In den als Ausführungsbeispiel erläuterten Analog-Digital- und Digital-Analog-Umsetzern
werden fair die Funktionsgeneratoren die seit sehr langer Zeit als Erzeuger eines
exponentiellen Spannungsverlaufes bekannten RC-Glieder beschrieben, bei denen die
Wirkungsweise besonders übersichtlich ist. Die Erfindung ist jedoch nicht auf eine
bestimmte Art von Funktionsgeneratoren beschränkt. Selbstverständlich können auch
die zwei Funktionsgeneratoren, die Bestandteile der erfindungsgemäßen Analog-Digital-Umsetzer
bzw. Digital-Analog-Umsetzer sind, vollkommen verschieden aufgebaut sein.
-
Der in F i g. 3 a vereinfacht dargestellte erfindungsgemäße Analog-Digital-Umsetzer
enthält zwei unterschiedlich bemessene Funktionsgeneratoren K 1
und K2, eine
Umschalteeinrichtung U und eine Vergleichsschaltung V. Seine Wirkungsweise wird
in Verbindung mit der F i g. 3b beschrieben. die die bei einem Kodiervorgang an
den Ausgängen A 1 bzw. A 2
der Funktionsgeneratoren K1 bzw. K2 auftretenden
Spannungsverläufe u 1 und n2 zeigt. Die Kurven a 1
und
a2 der F i g. 3 b entstehen durch Inversion. Spiegelung und Transformation auf eine
Zeitskala aus den Kurven c und d der F i g. ?. Der Funktionsgenerator K
1 besteht aus einem RC-Glied mit dem Widerstand R 1 und dem dazu parallelgeschalteten
Kondensator Cl. Das RC-Glied liegt auf einer Seite am Bezugspotential 0V, die andere
Seite liegt am Ausgang .41 und kann über einen Schalter. dargestellt als Transistor
TI, an eine Spannung L' 11
gelegt werden. wobei die Spannung L'
11 gleich sein muß dem höchsten erwarteten Abtastwert. Sobald der Schalter
T 1 leitend wird, lädt sich der Kondensator C i in kurzer Zeit auf
die Spannung C' 11 und behält diese Spannung. bis der Schalter T
1 sperrt. Dann entlädt sich der Kondensator C1 über den Widerstand R
1, und die Spannung am Ausgang.41 Fällt entsprechend der Zeitkonstante des
RC-Gliedes exponentiell ab. Der Spannungsverlaufal in Abhängigkeit von der Zeit
t am Ausgang .41 des Funktionsgenerators K 1 ist in F i g. 3 b dargestellt.
wobei die Fortsetzung der Kurve für Zeiten größer t 1
punktiert ist. Wie bekannt.
erreicht diese Kurve den Wert v = 0 erst zum Zeitpunkt t = z .
-
Der Aufbau des Funktionsgenerators K2 kann. wie im gezeigten Beispiel,
dem des Funktionsgenerators K 1 entsprechen. Er besteht dann aus einem RC-Glied
mit dem Widerstand R2 und dem dazu parallelgeschalteten Kondensator C2. Die Zeitkonstante
des RC-Gliedes R2, C2 ist wesentlich größer als die des RC-Gliedes R 1, C1.
Das RC-Glied des Funktionsgenerators K2 liegt auf einer Seite an einer Spannung
- U2, die andere Seite liegt am Ausgang A 2 und kann über einen Schalter, dargestellt
als Transistor T2, an eine Spannung U21 gelegt werden. Der Absolutwert der Spannung
U21 ist viel kleiner als der Absolutwert der Spannung U 11. Wenn der
Schalter T2 leitend wird, lädt sich der Kondensator C2 auf eine Spannung von
U21 + U2 und behält diese Spannung, bis der Schalter T2 sperrt.
Nun entlädt sich der Kondensator C2 über den Widerstand R2. Infolge der großen Zeitkonstante
des RC-Gliedes R2, C2 verläuft der Spannungsausgleich zwischen den Belägen des Kondensators
C2 nahezu linear, und die Spannung am Ausgang A 2 gegen das Bezugspotential erreicht
wegen der unterschiedlichen Polarität der Ladung in endlicher Zeit den Wert 0. Dieser
Teil der Entladekurve des RC-Gliedes R2# C2 ist in der F i g. 3 b teils gestrichelt,
teils ausgezogen dargestellt und mit a2 bezeichnet.
-
Die Vergleichseinrichtung V hat zwei Eingänge E 1
und E2, von
denen der eine, im Beispiel E2, über den Umschalter u mit einem der Ausgänge
A 1 oder ..12 der Funktionsgeneratoren K 1 bzw. K2 verbunden
ist, während an den zweiten Eingang, im Beispiel EI.
der gespeicherte analoge
Abtastwert des Modulationssignals angelegt wird. Die Vergleichsschaltung V gibt
an ihrem Ausgang AK ein Signal ab, sobald die an ihren Eingängen E1 und E2
anliegenden Spannungen gleich groß sind.
-
Vor dem Ablauf des eigentlichen Kodiervorganges wird zunächst in bekannter
Weise ein Augenblickswert des Modulationssignals ausgetastet und seine Polarität
festgestellt. Der Betrag des Abtastwertes wird gespeichert und dem Eingang E1 der
Vergleichsschaltung zugeführt. Gleichzeitig hat eine nicht gezeichnete Steuerschaltung
die Schalter T 1 und T 2
geschlossen, so daß die Kondensatoren
C1 und C2 aufgeladen werden, und die Anfangslage des Umschalters u mit einer Verbindung
zwischen dem Ausgang .41 des Funktionsgenerators K 1 und dem Eingang E2 der
Vergleichsschaltung sichergestellt.
-
Zum Zeitpunkt t = 0 öffnet die Steuerschaltung die Schalter
T 1 und T 2 und startet eine ebenfalls nicht dargestellte Zähleinrichtung.
Die Spannung am Kondensator C 1 und am Ausgang A 1 fällt exponentiell
nach Kurve a1 in F i g. 3b, die Spannung am Kondensator C2 und am Ausgang A 2 dagegen
mit ausreichender Genauigkeit linear nach Kurve a2 in F i g. 3 b. Wenn die Zähleinrichtung,
gesteuert durch einen nicht dargestellten Taktgeber, nach einer vorgegebenen Zeit
t 1 eine bestimmte Zählstellung erreicht hat und wenn bis zu diesem Zeitpunkt
die Vergleichseinrichtung noch kein Ausgangssignal abgegeben hat. wird der Umschalter
u vom Ausgang A 1
des Funktionsgenerators K1. auf den Ausgang A2 des Funktionsgenerators
K2 umgeschaltet und damit der Eingang E2 der Vergleichsschaltung an den Funktionsgenerator
K2 gelegt. Zu diesem Zeitpunkt t 1 sind die Spannungen an den Ausgängen
A 1 und A 2 der Funktionsgeneratoren gleich groß, und die Kurven a1 und a2
in F i g. 3 haben die gleiche Neigung. Sobald die Spannungen an den Eingängen E1
und E2 der Vergleichseinrichtung übereinstimmen, d. h. sobald entweder im Zeitabschnitt
t0 bis t 1 die Spannung
am Ausgang A 1 des Funktionsgenerators
K 1
oder im Zeitabschnitt t 1 bis t max die Spannung
am Ausgang A 2 des Funktionsgenerators K2 auf den Betrag des Abtastwertes des Modulationssignals
abgesunken ist, liefert die Vergleichseinrichtung ein Ausgangssignal, das die Zähleinrichtung
stillsetzt. Die von ihr erreichte Zählstellung dient zum Bilden des digitalen Kodesignals,
das dann zusammen mit dem die Polarität des Abtastwertes kennzeichnenden Polaritätsbit
zur Gegenstelle übertragen wird.
-
Der in F i g. 4 als Beispiel vereinfacht dargestellte Digital-Analog-Umsetzer
enthält zwei unterschiedlich bemessene Funktionsgeneratoren D 1 und D2, eine Umschalteeinrichtung
w und eine Ausgabeeinrichtung Z. Die Funktionsgeneratoren werden im allgemeinen
grundsätzlich denselben Aufbau haben wie die Funktionsgeneratoren im Analog-Digital-Umsetzer
und sind daher im gegebenen Beispiel ebenfalls als RC-Glieder dargestellt und beschrieben.
Das RC-Glied des Funktionsgenerators D 1 besteht aus dem Widerstand R
11 und dem Kondensator C 11,
das des Funktionsgenerators D2 aus dem
Widerstand R21 und dem Kondensator C21. Die Funktionsgeneratoren des Digital-Analog-Umsetzers
unterscheiden sich von den Funktionsgeneratoren des Analog-Digital-Umsetzers dadurch,
daß sie eine Einrichtung enthalten, die es erlaubt, den in F i g. 3 b dargestellten
Spannungsablauf zu unterbrechen und die zu diesem Zeitpunkt erreichte Spannung festzuhalten.
Im gegebenen Beispiel geschieht dies durch Offnen der Schalter S1 und S2, wodurch
ein weiteres Entladen der Kondensatoren C11 und C21 verhindert wird.
-
Das RC-Glied R 11, C 11 des Funktionsgenerators D 1 liegt auf
einer Seite am Bezugspotbntial 0 V, die andere Seite liegt am Ausgang
D11 und kann über einen Schalter, dargestellt als Transistor T 11, an eine
Spannung U 11 gelegt werden. Wenn der Schalter T11 leitend wird, lädt sich
der Kondensator C 11 in kurzer Zeit auf die Spannung U 11
auf und behält
diese Spannung, bis der Schalter T 11 sperrt und der Kondensator C 11 sich über
den Widerstand R 11 entlädt. Dabei ergibt sich am Ausgang D 11 ein exponentieller
Spannungsverlauf, wie in der Kurve a1 der F i g. 3b dargestellt.
-
Das RC-Glied R21, C21 des Funktionsgenerators D2 mit einer wesentlich
größeren Zeitkonstante als die des RC-Gliedes R11, C11 liegt auf einer Seite an
einer Spannung -U2; die andere Seite ist mit dem Ausgang D21 verbunden und kann
über einen Schalter, dargestellt als Transistor T21, an eine Spannung
U21 gelegt werden. Offnet der Schalter T21 nach beendeter Ladung des Kondensators
C21, so entlädt sich dieser über den Widerstand R21 infolge der großen Zeitkonstante
nahezu linear, und die Spannung am Ausgang D21 erreicht entsprechend der Kurve a2
in F i g. 3b in endlicher Zeit den Wert 0.
-
Durch die Umschalteeinrichtung w kann die Ausgabeeinrichtung Z entweder
mit dem Ausgang D11 des Funktionsgenerators D 1 oder mit dem Ausgang D21 des Funktionsgenerators
D2 verbunden werden.
-
Vor dem Ablauf des eigentlichen Dekodiervorganges wird in bekannter
Weise entsprechend dem empfangenen Kodesignal eine nicht dargestellte Zähleinrichtung
in eine bestimmte Zählstellung gebracht. Eine ebenfalls nicht dargestellte Steuerschaltung
schließt die Schalter T11 und T21, so daß die Kondensatoren C 11 und C21 aufgeladen
werden, und stellt sicher, daß der Umschalter w die Anfangslage einnimmt, bei der
die Ausgabeeinrichtung Z mit dem Funktionsgenerator D 1 verbunden ist.
-
Zum Zeitpunkt t0 öffnet die Steuereinrichtung die Schalter T11 und
T21 und startet die Zähleinrichtung. Die Spannung am Kondensator C 11 fällt nun
exponentiell nach der Kurve a 1 in F i g. 3 b, die Spannung am Kondensator C21 jedoch
etwa linear nach der Kurve a2. Gleichzeitig zählt die Zähleinrichtung, gesteuert
durch einen nicht dargestellten Taktgeber, vom voreingestellten Wert rückwärts.
Erreicht der Zähler seine Nullstellung, so öffnen die Schalter S1 und S2, und die
Entladung der Kondensatoren C11 und C21 wird abgebrochen. Erreicht die Zähleinrichtung
ihre Nullstellung im Zeitabschnitt t0 bis t 1; F i g. 3 b, d. h. während
des im Anfang exponentiellen Verlaufs der Kennlinie, so wird die am Ausgang
D 11 des Funktionsgenerators D 1 liegende Spannung über
den Umschalter w an die Ausgabeeinrichtung Z gegeben.
-
Erreicht jedoch die Zählschaltung ihre Nullstellung zu einem späteren
Zeitpunkt, d. h. im Zeitabschnitt t1 bis t max und während des linearen Verlaufs
der Kennlinie, so schaltet zum Zeitpunkt t 1 nach einer vorgegebenen Anzahl
der vorn Impulsgeber abgegebenen Impulse der Umschalter iv die Ausgabeeinrichtung
Z auf den Ausgang D21 des Funktionsgenerators D2. Die Ausgabeeinrichtung Z übernimmt
daher bei der Nullstellung des Zählers die dann am Ausgang D21 liegende Spannung.
-
Die Ausgabeeinrichtung Z gibt je nach dem empfangenen Polaritätsbit
die übernommene Spannung unverändert oder invertiert zum Ausgang AD des Digital-Analog-Umsetzers.
-
Der grundsätzliche Erfindungsgedanke ist nicht auf die Ausführung
nach dem angegebenen Beispiel beschränkt. So können, wieder als Beispiel, in einem
System der beschriebene Analog-Digital-Umsetzer und/oder der beschriebene Digital-Analog-Umsetzer
zweimal vorhanden sein und diese an Spannungen entgegengesetzter Polarität liegen,
so daß der in F i g. 3 b dargestellte Spannungsverlauf einmal mit positivem und
einmal mit negativem Vorzeichen, spiegelbildlich zur Zeitachse, gleichzeitig abläuft.
Es kann dann für die Analog-Digital-Umsetzung der Abtastwert des Modulationssignals
zwei Vergleichsschaltungen zugeführt werden, wobei je nach der Polarität des Abtastwertes
nur eine der beiden Vergleichsschaltungen ein Ausgangssignal abgibt und damit auch
das Polaritätsbit bestimmt. Im Gegensatz zum erstbeschriebenen Beispiel, bei dem
der Vergleichsschaltung der Betrag des Abtastwertes zugeführt wird, der Abtastwert
also gegebenenfalls zunächst invertiert werden muß, kann in eine solche Einrichtung
der Abtastwert mit beliebiger Polarität eingespeist werden.
-
In entsprechender Weise kann bei der Digital-Analog-Umsetzung mit
zwei Umsetzern für verschiedene Polarität zu Beginn des Dekodiervorganges durch
das Polaritätsbit entschieden werden, welcher der beiden Wandler das Ausgangssignal
der richtigen Polarität liefern muß. Es kann dann die für das erste Beispiel genannte
Ausgabeeinrichtung entfallen.