DE1267730B - Verfahren und Vorrichtung zur Verbesserung des Aufloesungsvermoegens von Impuls-Rueckstrahl-Ortungsgeraeten - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. CL:

GOIs

Deutsche KL: 21 a4-48/61

Nummer: 1 267 730

Aktenzeichen: P 12 67 730.4-35

Anmeldetag: 26. September 1963

Auslegetag: 9. Mai 1968

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Verbesserung des Auflösungsvermögens der Empfänger von Impuls - Rückstrahl - Ortungsgeräten, bei dem das Videosignal in Anteile verschiedener Amplitude aufgespalten und mindestens ein Anteil des Videosignals um eine Zeitspanne verzögert wird, die geringer ist als seine Signaldauer, und danach mit einem Anteil des Videosignals linear derart kombiniert wird, daß eine Signalspitze entsteht, deren Dauer geringer ist als die Dauer des empfangenen Signals, sowie eine Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens.

Es ist bekannt, die Länge eines Rechteckimpulses dadurch zu vermindern, daß ihm ein gleicher Impuls entgegengesetzter Polarität hinzuaddiert wird, der gegenüber dem ersten Impuls um eine Zeitspanne verzögert ist, die der Zeitdauer des gewünschten verkürzten Impulses gleich ist. Es entstehen auf diese Weise zu Beginn des ersten Impulses und am Ende des zweiten Impulses zwei kurze Impulse entgegengesetzter Polarität, von denen der eine Impuls, beispielsweise mit Hilfe einer Diode, unterdrückt wird. Das bekannte Verfahren ermöglicht zwar die Verkürzung eines Impulses und damit in gewissen Grenzen auch die Verbesserung des Auflösungs-Vermögens, jedoch ist die Impulsverkürzung nicht mit einer Vergrößerung der Impulsamplitude verbunden. Außerdem ist von Nachteil, daß ein negativer Impulsanteil entsteht, der sich mit einem positiven Signalimpuls decken könnte, so daß der positive Signalimpuls gelöscht werden würde. Hierin liegen wesentliche Nachteile des bekannten Verfahrens.

Es ist weiterhin eine Vorrichtung bekannt, die es ermöglicht, Impulse langer und Impulse kurzer Dauer voneinander zu trennen. Dies wird dadurch erzielt, daß die Impulse durch eine Laufzeitkette geleitet werden, die beschwerte Abgriffe aufweist. Der Zweck dieser bekannten Anordnung besteht jedoch darin, eine Auslösung von Schaltvorgängen durch Störimpulse kurzer Dauer zu verhindern, die normalerweise von Impulsen längerer Dauer ausgelöst werden. Zur Kompression der Videosignale von Ortungsgeräten ist diese bekannte Vorrichtung nicht bestimmt und nicht geeignet.

Es sind weiterhin Korrelalionsverfahren bekannt, die es ermöglichen, die Amplitude eines Nutzsignals zu erhöhen und dadurch das Signal-Rausch-Verhältnis zu verbessern. Diese bekannten Verfahren erhöhen jedoch nicht das Auflösungsvermögen, also die Fähigkeit, zwei einander dicht benachbarte Signale deutlich voneinander zu trennen.

Weitere bekannte Vorrichtungen zur Verbesserung Verfahren und Vorrichtung zur Verbesserung

des Auflösungsvermögens

von Impuls-Rückstrahl-Ortungsgeräten

Anmelder:

Raytheon Company, Lexington, Mass. (V. St. A.)

Vertreter:

Dr. E. Lichtenstein

und G. Janssen, Rechtsanwälte,

7000 Stuttgart, Werastr. 24

Als Erfinder benannt:

Herbert L. Groginsky, Sudbury, Mass. (V. St. A.)

Beanspruchte Priorität:

V. St. v. Amerika vom 1. Oktober 1962 (227 273)

der Ausgangssignale der Empfänger von Impuls-Rückstrahl-Ortungsgeräten weisen Elemente auf, die als angepaßte Filter bezeichnet werden und durch die das Verhältnis der Spitzenwerte des Ausgangssignals zum Rauschpegel verbessert wird. Bei einem angepaßten Filter nimmt die Belastungsfunktion, d. h. der Wert der an die Abgriffe von Verzögerungsleitungen angeschlossenen Widerstandselementen, die Form des rückwärts durch das Filter laufenden, empfangenen Signals an. Definitionsgemäß muß dann ein angepaßtes Filter mindestens eine Gesamtlaufzeit haben, die der Impulsbreite gleich ist. Obwohl die Technik der angepaßten Filter zu einem maximalen Rauschabstand führt, ist die resultierende Signalbreite des Systems von der Breite des Ausgangsimpulses des Empfangsgerätes bestimmt. So wäre beispielsweise im Fall eines rechteckigen Ausgangsimpulses des Empfangsgerätes der resultierende Ausgang angepaßter Filter eine abgestufte, dreieckige, impulsförmige Funktion. Eine solche Impulsform ist nicht dazu geeignet, das Auflösungsvermögen ideal zu verbessern, weil ein Dreieckimpuls nicht eine sich deutlich abhebende Impulsspitze hat. Außerdem arbeiten diese Vorrichtungen im Hoch- bzw. Zwischenfrequenzteil des Empfängers, was nicht immer ein Vorteil gegenüber solchen ist, die im Videoteil arbeiten.

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Der Erfindung liegt demnach die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zu schaffen, die es ermöglichen, einen beliebig kurzen Spitzenimpuls zu liefern, der nur von relativ niedrigen Seitenzipfeln begleitet wird, so daß außer der Verkürzung des Impulses, und zwar des Videoimpulses, eine Impulsüberhöhung erzielt wird, die zu deutlich erkennbaren Signalen kurzer Dauer, also zugleich zu einem wesentlich verbesserten Auflösungsvermögen, führt.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß aus dem Videosignal JV Signale ebensolcher Dauer, jedoch mit verschiedenen Bewertungsfaktoren /i„| und gegebenenfalls auch verschiedener Polarität versehen, gebildet und um Null bis N — 1 ganze Vielfache der Zeitspanne T, die gleich dem M-ten Teil der Videoimpulsdauer ist, wobei M eine ganze Zahl ist, verzögert werden, daß dann bei der linearen Kombination dieser Signale zu einem Ausgangssignal V, das P = M + N — 1 je im Zeitintervall T aufeinanderfolgende Anteile der Amplitude Finde zu einem gegebenen, zeitlich begrenzten Eingangssignal x(f), das dem Ausgangssignal des Empfangsgerätes entspricht und zur Zeit t = 0 beginnt, einen physikalisch realisierbaren linearen Operator /1 (f), der dem Verzögerungsnetzwerk entspricht, mit der Eigenschaft, daß sein Ausgangssignal

y(t) = J/l(r).Y(f-r)dr

y_P = Σ K χ»,

H = I

aufweist, wobei X₁₁₁ die Amplitude des »Men der M Teile des Videosignals und gleich 0 für m ^ 0 und m > M ist, die Bewertungsfaktoren /i„ und ihre Polaritäten so bestimmt werden, daß ein Anteil

Vpo des Ausgangssignals, vorzugsweise ν_Λί+._ν. ein

Maximum annimmt, während die Absolutwerte aller anderen y_p kleiner als oder höchstens gleich einem Einheitswert sind.

Durch die Erfindung wird der besondere Vorteil erzielt, daß die verbesserte Auflösung des empfangenen Impulses oder Echos ohne die Notwendigkeit erreicht wird, den gesendeten Impuls in spezieller Weise zu kodieren, wie beispielsweise durch eine Frequenzmodulation. Dies macht es möglich, von der Erfindung Gebrauch machende Vorrichtungen bereits existierenden, üblichen Radar- oder Horchgeräten hinzuzufügen, um ihr Auflösungsvermögen zu verbessern, ohne daß eine wesentliche Änderung des Sendeteiles solcher Geräte erforderlich wäre.

Eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens könnte in an sich bekannter Weise eine Einrichtung zur zeitlichen Verzögerung der Videosignale aufweisen, die mit N Abgriffen versehen ist, die einen zeitlichen Abstand T voneinander haben und durch Impedanzen belastet sind, die den an den Abgriffen abgenommenen Signalanteilen die Amplitude |/i„| geben, und bei dem mindestens zwischen eine dieser Impedanzen und einer an die Abgriffe angeschlossenen Summierschaltung ein Glied zur Vorzeichenumkehr eingeschaltet ist.

Bevor zur Beschreibung eines speziellen Ausrührungsbeispieles der Erfindung übergegangen wird, mag es von Nutzen sein, an dieser Stelle auch auf die mathematischen Grundlagen hinzuweisen, auf denen die Auswahl einer geeigneten Filter- oder Verzögerungsleitungsanordnung für die Verbesserung der Auflösung beruht.

Das allgemeine Problem, die optimale Belastung eines Abgriffes bzw. die Polarität und das Amplitudenverhältnis des an einem Abgriff abgenommenen Signals zu bestimmen, um eine Verbesserung des Auflösungsvermögens eines Empfangsgerätes zu erzielen, stellt sich mathematisch wie folgt:

in einem kleinen Zeitintervall 11 — t₍₎ \ < I ein Maximum annimmt, unter der Bedingung, daß alle Werte von y{t) außerhalb des genannten Intervalls kleiner oder gleich einem Einheitswert sind, also

IvU)I < 1 für |r-r„|> 1. Hierbei ist:

I die gewünschte Breite des Ausgangsimpulses. t die reelle Zeit,
τ eine Hilfsvariable,
y(t) das Ausgangssignal des Filters. /j(t) die Impulsübertragungsfunktion des Filters, χ U) das Eingangssignal des Filters und I I das Symbol dafür, daß nur die absoluten Beträge der darin eingeschlossenen Größen in Betracht gezogen werden.

Eine weitere Begrenzung des Problems auf ausgewählte Werte der obigen Größen y[t). h U) und χ U). i" dem nur Ausgangssignale in ausgewählten Intervallen betrachtet werden, die in Beziehung zu der begrenzten Bandbreite des Gesamtsystems stehen, um große Abweichungen von mit vorbestimmten Bedingungen im Intervall zwischen den ausgewählten Punkten zu erhalten, gestattet es, die obigen Eingangswerte χ U) durch die endliche Folge von Wertpunkten zu ersetzen:

χ =

(1)

.V(O)

X(T)

χ [(.U-I)T]

In obiger Gleichung ist X₁ der Wert von χ U) am ersten ausgewählten Punkt; x_w ist der Wert von χ am A/-ten ausgewählten Punkt; T ist das Intervall zwischen den ausgewählten Punkten; Λ/ ist die Gesamtzahl der ausgewählten Punkte und das Symbol [ ] bezeichnet die Matrix der sich darin befindlichen Größen.

Weiterhin kann der lineare Operator, der durch das Verzögerungsnetzfeld dargestellt wird, in gleicher Weise als eine endliche Folge einzelner Größen dargestellt werden, nämlich:

/1 =

/KO) /MT)

h [(N-I)T]

(2)

Darin ist /I₁ der Bewertungsfaktor oder Belastungskoeffizient des ersten Abgriffes; /i_v der Belastungs-

koeffizient des N-len Abgriffes, und N ist die Gesamtzahl der Abgriffe an der Verzögerungsleitung.

Daraus ergibt sich für das Ausgangssignal des Verzögerungsnetzwerkes:

— Σ lh^xn-k+i

(3)

mit Xj = O für./ < O und j > m und j = n — k; y„ ist das /j-te ausgewählte Ausgangssignal, und h_k. ist der Belastungswert des k-lcn Abgriffes.

Nach obigem gibt es mindestens M + N — \ Ausgangssignale, die verschieden von O sind. Wenn die Verzögerungszeit i„ bzw. der Punkt, an dem der Spitzenwert des Ausgangssignals erscheinen soll, so gewählt wird, daß er in die Mitte der Verzögerungsleitung fällt, kann die Gleichung (3) vereinfacht werden. Wird /„ = τ T gesetzt und ρ = \^NA die größte ganze Zahl, die kleiner oder höchstens gleich ?t ist und wird endlich Y₁, vom Vektor ausgeschlossen, so kann ν wie folut beschrieben werden:

scheidet sich von dem klassischen Problem nur dadurch, daß h nicht immer ein positiver Vektor zu sein braucht.

Die Gesamtheit der linearen Ungleichungen in Gleichung (6) kann als ein Satz von 2{M + N — 2) Gleichungen mit k = 2 M + 3 N - 4 Variablen /ι, ...h_k geschrieben werden, von denen mindestens 2(A/ +/V — 2) Variable positiv sein müssen. Dies führt zwangläufig zu dem Satz folgender Beziehungen:

mit

Γ =

Vw- ν 1

Das Problem stellt sich dann wie folgt: Finde /; derarl. daß

(4)

^{= max}

mit der Bedingung, daß

V zzz

-\ 1

= xh < 11

(6)

wobei

Λ* ~

V1	0	0	0	0
X2	V1	X1	]	A" if
x\	.Yi	X
()'	[	0
0	0

Ah = r

.Y / O

0 1 1

1 0

(10)

Λ/ + Λ' - 2

A/ + /V - 2

und

/1 =

/'ν

l'l I W · V 21

(111

und

Γ =

A/ + X - 2

(12)

A/ + .V - 2

(7)

U =

(8)

Das nun gestellte Problem ist demjenigen einer linearen Programmierung sehr ähnlich. Es unter-Dieses Problem kann leicht durch eine Ausdehnung von D a η t ζ i g s bekannter Simplexmethode gelöst werden. Die Ergebnisse der Anwendung der ausgedehnten Simplextechnik zur Lösung des obigen Problems für ein Ausgangssignal des Empfangsgerätes in Form eines Rechteckimpulses sind in den folgenden Tafeln I bis V zusammengestellt, in denen I die gewünschte Breite des Ausgangsimpulses, »Hash-Verhältnis« das Verhältnis des Spitzenwertes zu Nebenwerten des Ausgangssignals des Filters, RI die Verbesserung des Auflösungsvermögens, d. h. das Verhältnis der Breite des Eingangsimpulses zur Breite des Ausgangsimpulses ist und jede Reihe von Punkten (...) Ä/ - 2 Nullstellen darstellt.

Verbesserung der Auflösung

Gewünschtes Hash-Verhiiltnis ; I mpulsübcrhöhimg)	Länge der Verzögerungsleitung ( D	RI	Bewertungsfakloren für die Abgrifft	1 1	1 0 1	10 0 1	10 0 0 1	1... 1*)	-1	1	0 1
		(RI + 2)	Tafel I (RI = 2)	-12 2-1	-12 0 2-1	-12 0 0 2-1	-12 0 0 0 2-1	-1 2... 2 -1	_2
2	2	(3RD	1 -2 3 3 -2 1	1-2212-21	10 0-23003-20	10-220102-2	1... -2 3... 3 -2.
4	4	(3 RI + 2)	-12-344-32	10-2303-20	-12 0 0-34004-30	10 0 0-230003-2	-1 2... -3 4... 4 -3.
6	6	(5RI)	1 -23-455 -4 3	-12 0-3404-30	10 0-2300-45005-40	-12000-3 40004-3	1... -2 3... -4 5... 5 -4.
8	8	(5 RI + 2)	Tafel II (RI = 3)	1 -2 2 1 -4414-41	Tafel IV (RI = 5)	10 0 0-23000-450005-4	-1 2... -3 4... -5 6... 6 -5.
10	10	(7RI)	10-230-4 5 05-40	Tafel V	1... -2 3... -4 5... -6 7... 7 -6.	1	1	1
		Tafel III (RI = 4)		2 _	2 1	2 0 0 0 1
2	3		2 _	2 0 1
4	5		3 -
5	7
6	9
8	11
9	13	0 1	-1	1
10	15	0 2	-2 0	2 -1
		0 3		3 -2...1
2	4
4	6
6	12
8	14	0 1	0 1
10	20	0 0	0 2-
		0 0	0 3-
2	5	0 0
4	7
5	11
6	15
8	17	. 1	-1
IO	25	2	— 2.
		. 3	-3...
2	. 4	-4...
4	. 5
6
8
10
12
14

*) Jede Punktreihe stellt RI - 2 Nullstellen dar.

Die Erfindung sowie der Gebrauch der Tafeln und ihre Bedeutung wird im folgenden an Hand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele und Diagramme näher beschrieben und erläutert. Der Zeichnung sowie der folgenden Beschreibung sind auch weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung zu entnehmen. Es zeigt

F i g. 1 das Prinzipschaltbild einer Vorrichtung zur Verbesserung des Auflösungsvermögens nach der Erfindung,

F ig. 2 und 3 Diagramme zur Erläuterung der Wirkungsweise der Vorrichtung nach Fi g. 1,

F ig. 4 das Blockschaltbild einer Anlage, bei der eine Vorrichtung nach der Erfindung Verwendung findet,

F i g. 5 ein spezielles Ausführungsbeispiel der Erfindung zur Erläuterung der Bedeutung der Tafel V und

F ig. 6 ein Diagramm zur Erläuterung des Ausfiihrungsbeispiels nach F ig. 5.

Zunächst sei auf Fig. 1 verwiesen, welche ein Ausführungsbeispiel der Erfindung in teilweise schemalischer Form zeigt, das nun unter Zuhilfenahme des zugehörigen Zeitdiagramms nach F i g. 2 erläutert werden soll. Bei dem Ausführungsbeispiel 5 nach Fig. 1 hat das lineare Empfangsgerät 10, welches beispielsweise der Empfänger einer Radar-, Horch- oder anderen Ortungsgerätes sein kann, ein impulsförmiges Ausgangssignal, beispielsweise einen Rechteckimpuls, wie ihn die Kurve α der ,₀ F ig. 2 darstellt. Der Rechteckimpuls α beginnt zu einer Zeit ?„ und endet zur Zeit J₂.

Es sei an dieser Stelle betont, daß nicht nur ein Rechteckimpuls, sondern auch ähnliche Wellenformen,

wie beispielsweise eine -'- -_-' - -Funktion oder ex- '⁵

poncntielle Wellenformen, als Ausgangssignal des Empfangsgerätes brauchbar sind und die Funktion χ (r) jeder speziellen Wellenform in die obengenannte Gleichung (5) eingesetzt werden kann, die dann für die Werte /1 mit Hilfe der Simplexmethode von D a η t ζ i g aufgelöst wird, wie es für den Rechteckimpuls geschehen ist, für den die Lösungen in den Tafeln I bis V zusammengestellt sind.

Das Ausgangssignal des Empfangsgerätes 10 gemaß der Kurve α kann beispielsweise der Hüllkurve eines Echoimpulses entsprechen, der von einem speziellen Radarziel reflektiert wurde. Dieses Signal wird dem Eingang 14 einer Verzögerungsleitung 12 zugeführt, die hier als Laufzeitkette mit einer größeren Anzahl von in Serie hintereinandergeschalteten Induktivitäten und parallelgeschalteten Kapazitäten, welche die einzelnen Glieder der Laufzeitkette bilden, ausgebildet ist. Längs der Verzögerungsleitung 12 sind in gleichen Abständen Abgriffe 16, 18, 20, 22, 24 und 26 angeordnet, um Teile des die Verzögerungsleitung durchlaufenden Signals mit zunehmender zeitlicher Verzögerung abzuzweigen. Am Ende der Verzögerungsleitung ist ein angepaßter Abschlußwiderstand 28 vorgesehen, um unerwünschte Refiexionen des Eingangssignals zu vermeiden. Das Amplitudenverhältnis der abgezweigten Signalteile wird durch die entsprechenden Belastungswerte bestimmt, im Fall des dargestellten Ausführungsbeispieles durch die Werte der Abgriffwiderstände 30, 32, 34, 36, 38 und 40. Wie ersichtlich, sind die Abgriffwiderstände 30, 34, 36 und 40 über einen gemeinsamen Widerstand 31 an Masse angelegt. In gleicher Weise liegen die Widerstände 32 und 38 über dem gemeinsamen Widerstand 29 an Masse. Von den Verbindungspunkten 33 und 35 der gemeinsamen Widerstände 31 und 29 mit ihren entsprechenden Abgriffwiderständen ist eine Verbindung zu einem Phasenumkehrglied 42 bzw. direkt zu einem Summenkreis 46 hergestellt. Die Kombination der gemeinsamen Widerstände 31 und 29 mit ihren zugehörigen Abgriffwiderständen bilden Spannungsteiler, mit deren Hilfe in zunehmendem Maße verzögerte Teile des Eingangssignals von der Verzögerungsleitung abgezweigt werden können, deren Amplituden in einem Verhältnis zueinander stehen, das dem vorbestimmten Belastungsschema entspricht. Die Polarität des von der Verbindungsstelle 35 herrührenden, verzögerten Signals wird dadurch umgekehrt, daß diese Verbindungsslelle mit einem Phasenumkehrglied gekoppelt ist. Dieses Phasenumkehrglied 42 kehrt die Phasen der ihm zugeführten Signale um, bevor alle verzögerten Signale in dem Summenkreis 46 überlagert werden. Auf diese Weise werden beispielsweise alle in der Leitung 44 vorhandenen Signale linear von den Signalen in der Leitung 43 abgezogen, wenn sie in dem Summenkreis 46 überlagert werden. Das Gesamtergebnis der überlagerung der verzögerten Signale mit verschiedenem Amplitudenverhältnis und verschiedenen Polaritäten wird durch den Ausdruck »Belastung« der Verzögerungsleitung bezeichnet.

Das resultierende Signal, das durch die überlagerung der verschiedenen verzögerten und belasteten Signale im Summenkreis 46 erzeugt worden ist, wird einem geeigneten Gerät 47 zur Auswertung zugeführt, das im Fall eines Radargerätes die wohlbekannten Videoverstärkerstufen und ein Sichtgerät mit Kathodenstrahlröhre umfassen kann.

Zur näheren Erläuterung des besonderen, in F i g. 1 dargestellten Ausführungsbeispieles wurde ein Rechteckimpuls mit idealisierter Form ausgewählt, wie ihn die Kurve α der F i g. 2 darstellt. Es sei angenommen, daß ein »Hash-Verhältnis« von 6:1 und eine Verbesserung der Auflösung (RI) von 2:1 angestrebt wird. In Übereinstimmung mit der Erfindung gibt die Zeile 3 von Tafel I der obengenannten Tafeln die optimalen Belastungswerte an, die dem Abgriff zuzuordnen sind, und die minimale Länge der Verzögerungsleitung, die zum Erzielen der gewünschten Resultate benötigt wird. Demnach sind die entsprechenden Belastungswerte der Widerstandselemente 30, 32, 34, 36, 38 und 40 so auszuwählen, daß die Spannungen der einzelnen Abgriffe, gemessen an den Verbindungsstellen 33 und 35, sich wie 1:2:3:3:2:1 verhalten, wenn das Signal nach Kurve a die Verzögerungsleitung durchläuft. Unter der Annahme, daß das Ausgangssignal des Empfangsgerätes 10 2 Mikrosekunden breit ist, muß das Ausgangssignal der erfindungsgemäßen Vorrichtung auf eine Breite von 1 Mikrosekunde reduziert werden, wenn eine Verbesserung der Auflösung im Verhältnis 2: 1 erreicht werden soll. Die Verzögerung I bzw. das Zeitintervall zwischen f₀, i_lt t₂ usw. der F i g. 2 ist dann gleich einer Mikrosekunde zu machen. Die Gesamtlänge der Verzögerungsleitung muß dann 6.1 bzw. 6 Mikrosekunden entsprechen, wie es in Tafel I angegeben ist.

Die einzelnen Wellenformen, die an jedem Abgriff auftreten, wenn das Signal a die Verzögerungsleitung 12 durchläuft, sind in idealisierter Weise durch die Kurven b bis g in F i g. 2 dargestellt. So ist das durch die Kurve b dargestellte Signal, das am ersten Abgriff 16 abgenommen ist, gegenüber dem unverzögerten, ursprünglichen Signal α um I oder eine Mikrosekunde verzögert. Die Amplitude dieses Signals beträgt die Hälfte der Amplitude des Signals c und ein Drittel der Amplitude des Signals d, in Übereinstimmung mit den Belastungswerten, die in Tafel I angegeben sind. Dies wird physikalisch dadurch realisiert, daß der Wert des Widerstandselementes 30 genügend hoch gemacht wird, daß die Spannung, die am Punkt 33 abgegriffen wird, wenn der Impuls a den Abgriff 16 passiert, nur halb so groß ist wie die Spannung, die an dem Punkt 35 auftritt, wenn der Impuls α den Abgriff 18 passiert, und gleich einem Drittel der Spannung, die an den Abgriffen 20 und 22 abgezweigt wird. Wenn die gemeinsamen Widerstände 31 und 29 einen genügend kleinen Wert haben, sind die Werte der Widerstände 30, 32, 34, 36, 38 und 40 den Belastungswerten für die Abgriffe, wie sie

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Il

in den obengenannten Tafeln I bis V angegeben sind, etwa umgekehrt proportional.

Die Kurve h stellt die Signale von den Abgriffen 18 und 24 dar, nachdem sie das in bekannter Weise ausgebildete Phasenumkehrglied 42 durchlaufen haben und ihre Phase umgekehrt worden ist.

Die Signale b, d, e, y und /i werden linear addiert in dem Summenkreis 46, um das Summensignal k zu bilden. Wie ersichtlich, hat das Signal Ä: einen Spitzenwert zwischen f₄ und i₅, der sechsmal so hoch ist wie der nächsthöchste Spitzenwert zwischen den Zeiten f, und r₄. Das auf diese Weise erreichte »Hash-Verhältnis« ist dann definitionsgemäß 6:1. Weiterhin hat das resultierende Signal k eine Impulsbreite im Bereich des Spitzenwertes f₄ — r₅, die dem Wert I gleich ist und halb so breit wie das Eingangssignal. Daraus ergibt sich, daß die angestrebte Verbesserung der Auflösung um 2:1 in Übereinstimmung mit der Erfindung erreicht worden ist.

Durch Verlängerung der Verzögerungsleitung bzw. Anwendung weiterer Verzögerungsleitungen und eine Belastung der Abgriffe, wie sie in Tafel I angegeben ist, kann das »Hash-Verhältnis« weiter verbessert werden. Andererseits kann es wünschenswert sein, eine Verbesserung des Auflösungsvermögens um mehr als 2 : 1 zu erreichen. Es würde dann erforderlich sein, beispielsweise die Belastungswerte der Tafel II für eine Verbesserung im Verhältnis 3 : 1 oder die Tafel IV für eine Verbesserung um 4: 1 zu benutzen.

Es wäre auch möglich, die Belastung der verschiedenen abgezweigten Impulse, die durch die Kurven /) bis y dargestellt sind, mit Hilfe eines Phasenschiebers zu erzielen, der beispielsweise in das Verzögerungsnetzwerk eingebaut oder mit jedem der Abgriffe gekoppelt sein könnte. In einem solchen Phasenschieber könnte die Phase der abgezweigten Impulse mit einem Referenzsignal verglichen und dann die Phase eines jeden abgezweigten Impulses in Übereinstimmung mit der vorbestimmten Belastung so verschoben werden, daß abgezweigte Signale entstehen, die im wesentlichen den in den Kurven b bis g dargestellten gleich sind, mit der Ausnahme, daß die für die Kurven c und /' erforderliche Umkehrung der Polarität bereits in dem Phasenschieber erfolgen könnte, ohne daß es notwendig wäre, eine weitere Umkehrung der Polarität in dem Phasenschieber 42 vorzunehmen.

Das Diagramm nach F i g. 3 veranschaulicht die Tatsache, daß die Anordnung nach F i g. 1 dazu benutzt werden kann, zwei sich zeitlich überlappende Signale voneinander zu trennen, indem das Auflösungsvermögen um einen Faktor verbessert wird, der größer ist als die Überlappung der Signale. Es sei angenommen, daß die beiden Signale / und in nach F i g. 3, die beide eine Dauer von 6 Mikrosekunden haben, sich während 2 Mikrosekunden überlappen. Das aus der Überlappung der Signale / und hi, die sich der Einfachheit halber beide in Phase befinden sollen, resultierende Signal wird durch die Kurve η veranschaulicht. Wird dieses resultierende Signal durch die Verzögerungsanordnung 12 nach F i g. 1 geleitet, welche im wesentlichen unverändert geblieben ist, außer daß der Abstand zwischen den Abgriffen jetzt 3 Mikrosekunden beträgt, so entstehen die sechs abgezweigten Signale, welche durch die Kurven o, p, q, r, s und t nach F i g. 3 dargestellt werden. Die Amplituden dieser Signale stehen in einem Verhältnis zueinander, welches durch die Zahlen angegeben wird, die in die Kurven eingeschrieben sind. Die Zuführung der Signale /> und r zu dem Phasenumkehrglied 42 und die Summierung der verbleibenden Signale in dem Kreis 46 mit dem Ausgang des Phasenumkehrgliedes resultiert in dem Summensignal, das durch die Kurve ii dargestellt ist und das die beiden gewünschten Impulsspitzen enthält, die charakteristisch sind für die Anwesenheit zweier Signale. Da die beiden Signale / und in sich ίο in verschiedener Weise in oder außer Phase befinden können und auch Toleranzen der Bestandteile der Verzögerungsanordnungen in der Praxis zu gewissen kleinen Fehlern führen können, wird das resultierende Signal sich etwa der Form der Kurve r annähern, wenn die gleichen überlappten Signale sich mehrfach unter verschiedenen Phasenbedingungen wiederholen, wie z. B., wenn sie auf dem Bildschirm einer Kathodenstrahlröhre mit großer Nachleuchtdauer betrachtet werden, wobei negative Wellenbestandteile abgeschnitten worden sind, nachdem das Signal den Summenkreis verlassen hatte. Wie bereits erwähnt, kann natürlich das Maß der Verbesserung des Auflösungsvermögens und des gewünschten »Hash-Verhältnisses« durch eine geeignete, aus den Tafeln I bis V ausgewählte Anordnung beschwerter Abgriffe erhöht werden.

Eine typische Anwendung der Anordnung nach Fig. 1 könnte darin bestehen, die Entfernungsauflösung von Radargeräten, also die Unterscheidungsmöglichkeit zwischen nahe benachbarten Radarzielen zu verbessern. Eine geeignete Anlage zur Erfüllung dieser Aufgabe ist in dem Blockdiagramm nach F i g. 4 dargestellt.

Bei der Anlage nach F i g. 4 ist ein üblicher Radarsender 58 vorhanden, der ein Hochfrequenzsignal mit der Frequenz F_n erzeugt, welches mit Hilfe des Modulators 60 amplitudenmoduliert und iinpulsförmig ausgesendet wird, das dann mit Hilfe der bekannten Sende-Empfangs-Weiche 56 einer Sendeantenne 54 zugeleitet wird. Das Echosignal, das von Objekten erzeugt wird, die sich im Weg des ausgesendeten Signals befinden, wird von der Antenne 54 aufgenommen und mit Hilfe der genannten Sende-Empfangs-Weiche 56 einem Empfangsgerät, hier also dem Radarempfänger, zugeführt.

Der Radarempfänger umfaßt die Mischstufen 64 und 66 mit den Oszillatoren 62 und 68. Die erste Mischstufe 64 setzt die ursprüngliche Hochfrequenz F_n des Echosignals in eine geeignete Zwischenfrequenz F, um. indem die Hochfrequenz F_n mit der Frequenz F„ - F, des Oszillators 62 in bekannter Weise in der Mischstufe 64 überlagert wird und die bei dem Mischprozeß auftretenden, unerwünschten Seitenbänder ausgefiltert werden.

Zwischen den beiden Mischstufen 64 und 66 können nach Wunsch geeignete Verstärkerstufen eingeschaltet sein. Die zweite Mischstufe 66 arbeitet tatsächlich als Phasendetektor. Das im Mischer erzeugte F,-Signal wird im Mischer 66 mit einem F,-Signal überlagert.

das vom Oszillator 68 stammt. Da die beiden Signale die gleiche Frequenz haben, variiert die Amplitude des Ausgangssignals in Abhängigkeit von der Phasendifferenz zwischen diesen beiden Signalen. Die Wellenform bleibt dagegen proportional der Hüllkurve des Hochfrequenzsignals..

Der Ausgang des zweiten Mischers 66 wird dem Filter 70 zur Verbesserung des Auflösungsvermögens zugeführt, der eine Verzögerungsleitung, geeignete

Beschwerungswiderstände, ein Phasenumkehrgliedund Summenkreise enthält, wie sie an Hand von F i g. 1 erläutert worden sind.

In der Praxis wird die besondere Größe der Verzögerungszeit des Filters und der Belastungen für die Abgriffe wie folgt ermittelt: Zunächst wird das Radargerät ohne ein Filter zur Verbesserung des Auflösungsvermögens in Gang gesetzt, um das Ausgangssignal des Empfangsteiles festzustellen. Zu diesem Zweck wird die Antenne 54 auf ein besonderes, deutlieh auszumachendes Ziel gerichtet und der Ausgang der zweiten Mischstufe 66 auf einer Kathodenstrahlröhre abgebildet, um die Form des Ausgangssignals des Empfangsteiles festzustellen. Ist dieses Ausgangssignal beispielsweise ein Rechteckimpuls mit einer Breite von 6 Mikrosekunden. wie ihn die Kurve 1 der F ig. 3 zeigt, wird eine Verbesserung der Auflösung um den Faktor 2: 1 erreicht, wenn die Beschwerung der Abgriffe und die Länge der Verzögerungsleitung gewählt wird, wie sie in Verbindung mit F ig. 3 beschrieben worden ist. also mit einer Gesamtlänge der Verzögerungsleitung von IS Mikrosekunden und sechs aufeinanderfolgenden Abgriffen, die mit den Werten +1. —2. +3. +3. —2 und +1 beschwert sind.

Das Filter zur Verbesserung der Auflösung, bei dem die obengenannten Beschwerungswerte benutzt werden, verbessert die Auflösung des Ausgangs des Mischers 66 um den Faktor 2 und ermöglicht eine Unterscheidung zwischen nahe benachbarten Zielen. deren Überlappungsverhältnis geringer ist als 2: 1. Das aufgelöste Ausgangssignal des Filters 70 kann dann an sich bekannten Videoverstärkern 72 zugeführt werden, um das Signal in geeigneter Weise zu verstärken, bevor es auf dem Anzeigegerät 74 dargestellt wird.

Bei dem Anzeigegerät 74 kann es sich um ein übliches Sichtgerät mit einer Kathodenstrahlröhre und .1-. Ii- oder »/'/'/«-Anzeige handeln. Statt dessen könnte aber auch die Anzeige mit Hilfe einer Speicherröhre oder anderen Anzeigeeinrichtungen erfolgen. Da der Ausgang des Filters 70 zur Verbesserung der Auflösung ein bipolares Videosignal ist. können geeignete Begrenzer im Anschluß an das Filter 70 vorgesehen werden, wenn eine bipolare Darstellung nicht gewünscht oder nicht benötigt wird. Eine Variationsmöglichkeit gegenüber dem Ausführungsbeispiel nach F ig. 4 könnte darin bestehen, daß das Filter 70 zur Verbesserung der Auflösung an den Ausgang des eisten Mischers 64 angeschlossen wird, um die Auflösung des /',-Signals zu verbessern, wobei die Verzögerungsanordnung im wesentlichen ebenso ausgebildet sein kann wie die entsprechende Anordnung an dem Ausgang des zweiten Mischers 66 mit der Ausnahme, daß der Abstand zwischen den Abgriffen kritischer ist als bei dem vorhergehenden, weil die Abstände zwischen den Abgriffen ganze Vielfache der Wellenlänge bzw. Periode des Zwischenfrequenzsignals sein müßten.

Bei einer anderen Variante des Ausführungsbeispiels nach F ig. 4 wäre das Filter 64 zur Verbesserung der Auflösung an den Ausgang der Sende-Empfangs-Weiche 56 angeschlossen, in welchem Fall die Verzögerungsleitung imstande sein müßte, das Hochfrequenzsignal F₀, das von Zielen im Weg des gesendeten Signals reflektiert worden ist, linear zu verzögern.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung des Ausführungsbeispiels nach F ig. 4 zur Erzielung einer Festzielunlerdrückung verlangt eine Phasenkohärenz zwischen dem Oszillator 68 und dem gesendeten Signal /·'„. Eine solche Anordnung ist bekannt.

In einem solchen System wird die Vorrichtung 70 zur Verbesserung der Auflösung entweder nach dem Phasendetektor oder nach dem Differenzkreis angeordnet. Im ersten Fall wird die Auflösung sowohl der von bewegten Zielen als auch der von stationären Zielen herrührenden Signale verbessert. Im zweiten Fall wird nur eine Verbesserung der Auflösung der von bewegten Zielen herrührenden Signale erreicht. Um die Linearität des Systems zu wahren und eine überlagerung der Signale zu erhalten, muß der vorhandene Begrenzer entfernt und überbrückt werden.

Die in F i g. 5 dargestellte Vorrichtung und das Diagramm nach F ig. 6 haben den Zweck, um im einzelnen die Anwendung der obenerwähnten Tafel V näher zu erläutern und einige tatsächliche Werte der Widerstände zur Beschwerung der Abgriffe anzugeben. Bei dem speziellen Ausführungsbeispiel nach F ig. 5 sei angenommen, daß von dem Empfangsgerät 80 ein Rechteckimpuls von 2 Mikrosekunden Dauer und beliebiger Amplitude geliefert werde. Es sei ferner angenommen, daß beispielsweise eine Verbesserung des Auflösungsvermögens von 8: 1 und ein »Hash-Verhältnis« von K): 1 erzielt werden soll. Aus der Tafel V kann entnommen werden, daß bei dem gewünschten »Hash-Verhältnis« von 10 die Gesamtlänge der Verzögerungsleitung fünfmal so groß sein muß wie das Produkt aus der Verbesserung des Auflösungsvermögens Rl und der gewünschten Breite I des Ausgangsimpulses. Bei dem gewählten Ausführungsbeispiel ist die Gesamtlänge der Verzögerungsleitung dann 5 · 8 · 0.25 oder 10 Mikrosekunden.

Weiterhin ist es in Übereinstimmung mit dem Belastungsschema nach Tafel V erforderlich, daß die einzelnen Abgriffe so belastet sind, daß sich das folgende Amplituden verhältnis ergibt:

1 0 0 0 0 0 0 2 3 0 0 0 0 0 0 4 5 0 0 0 0 0 0 5 4 0 0 0 0 0 0 3 2 0 0 0 0 0 0 1.

Wir sehen also, daß vierzig Abgriffe erforderlich sind, die einen gleichen Abstand von 0.25 Mikrosekunden voneinander haben und die in Übereinstimmung mit der Formel von Tafel V bei diesem Ausführungsbeispiel zu belasten sind.

Demgemäß ist die Verzögerungsanordnung 82 nach Fig. 5 aus vierzig in Serie geschalteten Verzögerungsnetzwerken aufgebaut, wie sie an Hand der F i g. 1 beschrieben worden sind, die hier jedoch nicht dargestellt sind, sondern lediglich durch die Darstellung der vierzig Abgriffe angedeutet sind, die aus der Verzögerungsanordnung herausragen. Diese Abgriffe sind jeweils an den Verbindungsstellen zwischen zwei aufeinanderfolgenden der Verzögerungsnetzwerke angeschlossen. Der elektrische Abstand zwischen je zwei benachbarten Abgriffen ist unter Berücksichtigung der Tafel V und dem vorausgesetzten rechteckigen Eingangsimpuls von 2 Mikrosekunden Breite, der von dem Empfangsgerät 80 ausgeht, vorbestimmt. Bei dem vorliegenden Beispiel

beträgt dieser Abstand 0,25 Mikrosekunden. Ein angepaßter Widerstand 84 ist an das Ende der Verzögerungseinrichtung 82 angeschlossen. Gemeinsame Widerstände 83 und 81 bilden zusammen mit den Abgriffwiderständen 87, 89, 91, 92, 94. 96 und den weiteren Abgriffwiderständen 88, 90, 93 und 95 an den Verbindungspunkten 101 und 103 Spannungsteiler. Die Verbindungspunkte 101 und 103 sind an die beiden Eingänge eines Differenzverstärkers angeschlossen, um die auf den Leitungen 102 und 100 vorhandenen Signale linear zu summieren.

Von den Widerständen 87 bis 96 ist je einer an den ersten, achten, neunten, loten. 17ten, 24ten. 25ten, 32ten, 33ten und 40ten Abgriff angeschlossen. Jedes Widerstandselement hat in bezug auf die anderen einen Wert, daß sich die einzelnen Widerstandswerte in Übereinstimmung mit der obengenannten Formel der Tafel V wie 1:2:3:4:5: 5:4: 3:2: 1 verhalten. Infolgedessen ist beispielsweise der Teilimpuls, der am ersten Abgriff erscheint, nur halb so hoch wie der Teilimpuls am achten Abgriff, ein Drittel so groß wie der Teilimpuls am neunten Abgriff usw. Die Abgriffe, denen gemäß Tafel V die Beschwerung Null zukommt, bleiben frei, wie es in Fig. 5 gezeigt ist.

Die Ausgangssignale an den einzelnen Abgriffen, die mit einem Widerstand versehen sind, sind in Fig. 6 dargestellt, und zwar durch Auftragen der Amplitude über der Zeit. Die Kurve w zeigt den Impuls am ersten Abgriff, die Kurve .v den Impuls am achten, die Kurve y am neunten, die Kurve ζ am loten, die Kurve aa am 17ten, die Kurve bb am 24ten, die Kurve cc am 25ten, die Kurve ihl am 32ten, die Kurve ee am 33ten und die Kurve ff das Ausgangssignal am 40ten Abgriff. Es sei erwähnt, daß die Kurven x, r, cc und ee phasenverkehrt dargestellt worden sind, um anzuzeigen, daß diese Signale der negativen Seite des Differenzverstärkers 98 über die Sammelleitung 100 zugeführt werden, während die übrigen mit Widerständen versehenen Abgriffe zu der Sammelleitung 102 führen und mit Hilfe dieser Sammelleitung an den positiven Eingang eines an sich bekannten Differenzverstärkers 98 angeschlossen sind. Der Nullpunkt der Zeitskala des Diagramms nach F i g. 6 fällt mit dem Zeitpunkt zusammen, an dem der Impuls von 2 Mikrosekunden Breite, der vom Empfangsgerät 80 herkommt, in die Verzögerungsleitung eintritt. Ähnlich bezeichnet der erste Strich auf der Zeitskala den Zeitpunkt, an dem der verzögerte Teilimpuls ir an dem ersten Abgriff erscheint. Die Intervalle zwischen den einzelnen Strichen, also den einzelnen Einheiten der Zeitskala, sind gleich I, in diesem Falle also gleich 0,25 Mikrosekunden.

Das resultierende Signal, welches am Ausgang des Differenzverstärkers 98 erscheint, wenn die in den Leitungen 100 und 102 vorhandenen Signale im Differenzverstärker 98 algebraisch summiert worden sind, ist in F i g. 6 als Kurve gg dargestellt.

Es ist ersichtlich, daß die Kurve gcj einen Spitzenwert im Bereich zwischen der 24ten und der 25ten Zeiteinheit hat, der zehnmal so groß ist wie der Scheilelwert des höchsten Nebenzipfels. Das gewünschte »Hash-Verhältnis« von 10: 1 wurde demnach erzielt. Außerdem ist das Intervall zwischen der 24ten und der 25ten Zeiteinheit, das der Verzögerungszeit zwischen zwei aufeinanderfolgenden Abgriffen gleich ist, 0,25 Mikrosekunden lang.

Dementsprechend wurde das 2 Mikrosekunden währende Eingangssignal aus dem Empfangsgerät 80 in ein 0.25-Mikrosekunden-Signal aufgelöst, das am Ausgang des Differenzverstärkers 98 auftritt. Infolgedessen wurde ebenfalls die erwünschte Verbesserung des Auflösungsvermögens RI im Verhältnis 8; 1 in Übereinstimmung mit Tafel V gemäß der Erfindung erzielt.

Das tatsächlich am Ausgang des Differenzverstärkers 98 sichtbare Signal wird durch die Kurve hh in F i g. 5 dargestellt. Wie ersichtlich, hat die Kurve hh ein abgerundeteres Aussehen als die Kurve i/t/ nach F i g. 6, was darauf zurückzuführen ist, daß eine senkrechte Ansliegsflanke des rechteckigen Eingangsimpulses nicht realisierbar ist und auch die Verzögerungsleitung nur eine endliche Bandbreite hat.
In der folgenden Tafel VI sind die Werte der Widerstände angegeben, die bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 Anwendung fanden, um die erwähnte Verbesserung des Auflösungsvermögens von 8: 1 und das »Hash-Verhältnis« von 10:1 zu erzielen. Bei diesen Werten sind die Verluste in der Verzögerungsleitung berücksichtigt.

25	Tafel Vl	87	84 81	Berechneter Wert in Ohm
		88		6800
	Widcrslandsclcmcnt	89	3430
		90	2090
		91 92	1530
		93	1160 1085
35		94	1460
	Abgriffwiderslände	95	1680
		96	2700
40		[83	4640
		Anpassungswiderstände \	75
		75 75
45

Die Verzögerungsanordnung 82 besteht aus fünf mit Abgriffen versehenen Verzögerungsleitungen (Typ 5775 D Ad-Yu). Ein Breitband-Differentialverstärker (Typ G) wurde als Element 98 benutzt. Diese Angaben dienen zur Vervollständigung der Beschreibung des behandelten Ausführungsbeispiels.

Es versteht sich jedoch, daß für den Fachmann Abwandlungsmöglichkeiten erkennbar sind. Um beispielsweise zu gewährleisten, daß die Ausgangsimpulse, die periodisch wiederkehrenden, empfangenen Echoimpulsen zugeordnet sind und dem Filter 70 zur Verbesserung der Auflösung nach F i g. 4 zugeleitet werden, eine Amplitude von stets gleicher Höhe haben, genügt es, der Schaltung einen zweiten Zwischenfrequenzoszillator hinzuzufügen, der dem Oszillator 68 gleich, aber gegenüber diesem um 90 phasenverschoben ist. Der zweite Oszillator kann dann dem Ausgang des Mischers 64 überlagert und das daraus entstehende Signal einen parallelgeschalteten Filter zur Verbesserung der Auflösung zimeführl werden.

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Verbesserung des Auflösungsvermögens der Empfanger von Impuls-Rückstrahl-Ortungsgeräten, bei dem das Videosignal in Anteile verschiedener Amplitude aufgespalten und mindestens ein Anteil des Videosignals um eine Zeitspanne verzögert wird, die geringer ist als seine Signaldauer, und danach mit einem Anteil des Videosignals linear derart kombiniert wird, daß eine Signalspitze entsteht, deren Dauer geringer ist als die Dauer des empfangenen Signals, dadurch gekennzeichnet, daß aus dem Videosignal N Signale ebensolcher Dauer, jedoch mit verschiedenen Bewertungsfaktoren |/i„| und gegebenenfalls auch verschiedener Polarität versehen, gebildet und um Null bis N — 1 ganze Vielfache der Zeitspanne T, die gleich dem M-ten Teil der Videoimpulsdauer ist, wobei M eine ganze Zahl ist, verzögert werden, daß dann bei der linearen Kombination dieser Signale zu einem

10

15

20 Ausgangssignal
Zeitintervall T
Amplitude

y, das P = M + N — 1 je im aufeinanderfolgende Anteile der

)'_Ρ='Σ Μ»,

aufweist, wobei .v,„ die Amplitude des m-ten der M Teile des Videosignals und gleich 0 für hi g 0 und m > M ist, die Bewertungsfaktoren h„ und ihre Polaritäten so bestimmt werden, daß ein

Anteil _ν_;,₍₎ des Ausgangssignals, vorzugsweise ν_Μ+ίν,

' 2

ein Maximum annimmt, während die Absolutwerte aller anderen _v,, kleiner als oder höchstens gleich einem Einheitswert sind.

2. Verfahren nach Anspruch 1 zur Behandlung von Rechteckimpulsen, dadurch gekennzeichnet, daß die sich aus der folgenden Tabelle ergebende Anzahl N der verzögerten Signale und ihre Bewertungsfaktoren und Polaritäten Verwendung finden:

Gewünschtes
Hash-Verhältnis
(Impulsüberhöhung) Anzahl N der
"verzögerten Signale -1 1. Bewertungsfaktoren /i„ 1. ..1 -1 -1 ..1 2 M 1. .-2 2. 2. .2 -2. . .1 -2. ..2 -1 4 M + 2 -1 2. .-3 3. -1 3. ..3 - 3. .. 2 -3. ..3 -2. .1 6 3 M . 1. .-2 3. .-4 4. .-2 4. ..4 -4. ..3 -4. 8 3M + 2 5. .-3 5. ..5 -5. ..4 10 5M .-4 6. ..6 -6. ..5 12 5M + 2 .-5 7. ..7 14 7JW .-6

worin ... = M -2 Nullstellen (/i„ = 0).

3. Vorrichtungzur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich bekannter Weise eine Einrichtung zur zeitlichen Verzögerung der Videosignale vorhanden und mit N Abgriffen versehen ist, die einen zeitlichen Abstand T voneinander haben und durch Impedanzen belastet sind, die den an den Abgriffen abgenommenen Signalanteilen die Amplitude |/i„| geben, und daß mindestens zwischen eine dieser Impedanzen und einer an die Abgriffe angeschlossenen Summierschaltung ein Glied zur Vorzeichenumkehr eingeschaltet ist.

In Betracht gezogene Druckschriften:
Deutsche Patentschrift Nr. 757 815;
deutsche Auslegeschrift Nr. 1 098 055;
britische Patentschrift Nr. 773 356;
französische Patentschrift Nr. 1292 547;
Nachrichtentechnik, 9 (1959), 11 (November), S. 507 bis 511.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

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