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Anordnung zur Abgabe eines um einen einstellbaren Faktor gegenüber
einem Eingangsimpuls verlängerten Ausgangsimpulses Die Erfindung betrifft eine Anordnung,
die auf einen Eingangsimpuls hin einen um einen einstellbaren Faktor verlängerten
Ausgangsimpuls abgibt, Eingangsimpulse verschiedener Dauer also auch in Ausgangsimpulse
verschiedener Dauer umformt, die jeweils genau um den eingestellten Faktor länger
sind als die Eingangsimpulse.
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Ein derartiger »Impulsbreiten-Verstärker« läßt sich sehr vorteilhaft
in der Meßtechnik und Datenverarbeitung einsetzen, um pulsdauermodulierte Signale,
bei denen die jeweilige Information durch die Breite der Einzelimpulse ausgedrückt
ist, ohne Informationsverlust so umzuformen, daß sie träge reagierende Ausgabe-
und Auswerteeinrichtungen zu steuern vermögen. Voraussetzung dafür ist allerdings,
daß zwischen der Breite des Eingangsimpulses und der des Ausgangsimpulses tatsächlich
strenge Proportionalität herrscht.
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Es ist bekannt, zur Erzeugung rechteckiger Impulse bestimmter Breite
durch Steuerung eines Verstärkerelementes mit kurzen Steuerimpulsen die Steuerelektrode
des Verstärkerelements an den Verbindungspunkt eines zwischen zwei verschiedene
Potentiale geschalteten RC-Glieds anzuschließen, dessen Zeitkonstante gemäß der
gewünschten Breite der Rechteckimpulse bemessen ist, und ihm die Steuerimpulse über
eine Diode mit einer die Diode entsperrenden Polarität zuzuführen, so daß das über
den Widerstand des RC-Glieds im Sättigungs- oder Sperrbereich gehaltene Verstärkerelelement
durch den Steuerimpuls in den Sperr- bzw. Sättigungsbereich gesteuert wird und dort
so lange bleibt, bis sich der Kondensator umgeladen hat und das Verstärkerelement
wieder in den Ruhezustand bringt.
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Die Breite des so erhaltenen Rechteckimpulses wird zwar auch von der
Breite des Steuerimpulses beeinflußt, sie hängt aber in erster Linie von der Zeitkonstanten
des RC-Glieds und ferner von den Potentialen, zwischen die das RC-Glied geschaltet
ist, und der Höhe des Steuerimpulses ab. Auf Grund dieser Abhängigkeiten läßt sich
mit der bekannten Schaltung nur eine Art Impulslängenmodulation durchführen, bei
der die Steuerimpulse die durch das RC-Glied vorgegebene Grundbreite des Ausgangsimpulses
entsprechend ihrer Höhe und Breite in bestimmten Grenzen verändern. Zur Lösung der
eingangs genannten Aufgabe ist diese Schaltung nicht geeignet, da die in der Breite
des Steuerimpulses ausgedrückte Information nur als prozentuale Änderung der Breite
des ; Ausgangsimpulses weitergegeben und zudem noch durch die Abhängigkeit der Breite
des Ausgangsimpulses von der Höhe des Steuerimpulses überdeckt wird.
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Die Erfindung schafft hier Abhilfe durch eine Anordnung zur Abgabe
eines um einen einstellbaren Faktor gegenüber einem Eingangsimpuls verlängerten
Ausgangsimpulses, welche Anordnung aus einer oder mehreren Stufen mit je einem Transistor
besteht, dessen Steuerelektrode an den Verbindungspunkt eines zwischen zwei verschiedene
Potentiale eingeschalteten Serien-RC-Glieds angeschlossen ist, dem die Eingangsimpulse
über eine für diese Impulse in Durchlaßrichtung gepolte Diode zugeführt werden,
und welche Anordnung im Gegensatz zur bekannten Schaltung dadurch gekennzeichnet
ist, daß der ersten Stufe der Anordnung eine Schaltstufe vorgeschaltet ist, die
einen Transistor mit dem Leitfähigkeitstyp des Transistors der ersten Stufe entgegengesetztem
Leitfähigkeitstyp enthält und deren Arbeitswiderstand im Verhältnis zum Widerstand
des RC-Glieds der nachfolgenden Stufe entsprechend dem gewünschten Verlängerungsfaktor,
der der Summe dieser beiden Widerstände, geteilt durch den Arbeitswiderstand, entspricht,
bemessen ist.
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Um sehr große Verlängerungsfaktoren zu erhalten, können der auf die
Schaltstufe folgenden ersten Stufe eine oder mehrere weitere Stufen nachgeschaltet
werden, deren einzelne Verlängerungsfaktoren sich zum resultierenden Verlängerungsfaktor
multiplizieren. Für einen besonders sparsamen Aufbau einer derartigen Anordnung
ist nach einer Weiterbildung der Erfindung vorgesehen, daß bei mehreren hintereinandergeschalteten
Stufen die Transistoren abwechselnd jeweils entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp
aufweisen und
die Widerstände der RC-Glieder anwechselnd an einander
entgegengesetzte Potentiale angeschlossen sind und die Arbeitswiderstände der Vorstufe
und der ersten bis vorletzten Stufe im Verhältnis zu den Widerständen der RC-Glieder
der folgenden Stufen entsprechend der gewünschten Verlängerungsfaktor bemessen sind,
der das Produkt der Verlängerungsfaktoren der einzelnen Stufen darstellt.
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Wenn die zu verlängernden Eingangsimpulse gegenüber dem Bezugspotential
positiv sind, werden die erste Stufe wie auch alle weiteren ungeradzahligen Stufen
der Anordnung vorteilhaft mit npn-Transistoren und die Vorstufe ebenso wie alle
geradzahligen Stufen der Anordnung mit pnp-Transistoren aufgebaut. Bei negativen
Eingangsimpulsen gelten die entgegengesetzten Verhältnisse.
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Die erfindungsgemäße Anordnung arbeitet besonders wirtschaftlich und
genau, wenn die in der Anordnung enthaltenen Kondensatoren nicht über Widerstände
mit ohmscher Kennlinie geladen und entladen werden, sondern das Laden und Entladen
jeweils mit konstantem Strom erfolgt. In einer Weiterbildung der Erfindung sind
deshalb an sich bekannte Elemente zur Konstantstromeinspeisung an Stelle der Arbeitswiderstände
und der Widerstände der RC-Glieder oder zusätzlich zu diesen vorgesehen.
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Die Anordnung der Erfindung wird im folgenden an Hand der F i g. 1
und 2 beschrieben und in ihrer Wirkungsweise erläutert.
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F i g. 1 stellt dabei eine bekannte Schaltung zur Impulslängenmodulation,
F i g. 2 ein Beispiel für einen »Impulsbreiten-Verstärker« nach der Erfindung dar.
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Die in F i g. 1 gezeigte Schaltung enthält einen npn-Transistor 3,
dessen Kollektor über einen Widerstand 5 und dessen Basis über einen Widerstand
4
an eine gegenüber einem Bezugspotential 10, z. B. Null oder Erde,
positive Spannung 12 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors liegt
an Null, desgleichen der eine Belag eines Kondensators 2, dessen andere Seite mit
der Basis des Transistors 3 verbunden ist. Mit der Basis ist ferner die Anode einer
Diode 1 verbunden, deren Kathode den Eingang der Anordnung darstellt.
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Im Ruhezustand ist der Transistor 3 gesättigt, da ihm über den Widerstand
4 ein Basisstrom zugeführt wird, der ihn in das Übersteuerungsgebiet bringt.
Da der Transistor 3 stromführend ist, liegt an seinem Kollektor, dem Ausgang 13,
etwa das Emitterpotential Null. Wenn am Schaltungseingang nun ein negativer Impuls
angelegt wird, gelangt er über die in Durchlaßrichtung gepolte Diode 1 unmittelbar
an die Basis des Transistors 3 und sperrt den Transistor unverzögert. Dadurch geht
die Spannung am Ausgang 13
sprunghaft von Null auf den Wert der Spannung
12
(-?- U). Der negative Steuerimpuls lädt gleichzeitig den Ladekondensator
2 auf und bewirkt dadurch die Fortdauer des Sperrzustandes des Transistors
3
über eine Zeit nach Abklingen des Steuerimpulses hinaus. Diese Zeit ist
in erster Linie durch die Zeitkonstante des RC-Glieds aus Widerstand 4 und
Kondensator 2 festgelegt. Darüber hinaus hängt sie aber noch von der Höhe
des Steuerimpulses im Verhältnis zur Spannung am Widerstand 4 ab. Wenn diese
Spannung wie in F i g. 1 gleich der Betriebsspannung 12 (± U) und folglich
konstant ist und wenn ferner die Dauer t1 der Steuerimpulse klein gegen die Zeitkonstante
des RC-Glieds 2, 4 ist (t1 -- 0), kann mit der dargestellten
Schaltung eine Impulslängenmodulation durchgeführt werden, da dann die Dauer t,
des Ausgangsimpulses nur von der Höhe des Steuerimpulses abhängt. Ist die Dauer
t1 des Steuerimpulses dagegen nicht vernachlässigbar klein, wird der Ausgangsimpuls
entsprechend dieser Zeit t1 länger, und die Umformung Impulshöhe in Impulsdauer
gelingt nicht mehr, da ein kurzer hoher Steuerimpuls den gleichen Ausgangsimpuls
hervorruft wie ein längerer, aber kleinerer Ausgangsimpuls. Wenn man mit Steuerimpulsen
stets gleicher Höhe und verschiedener Dauer t1 arbeitet, erhält man am Ausgang Impulse
verschiedener Dauer, bei denen die durch die Zeitkonstante des RC-Glieds gegebene
Grunddauer t' um die jeweilige Dauer t1 des Steuerimpulses verlängert ist (tges.
= t2 -f- t1). Eine derartige Addition konstanter Impulsdauern t2 hat aber
wenig Sinn, da eine in der Breite des Steuerimpulses enthaltene Information t1 durch
die Summenbildung mit der konstanten Größe t2 nicht »verstärkt« wird, sondern aus
dem Ausgangsimpuls der Dauer t1 -1- t2 nur um so ungenauer zu entnehmen ist, je
größer t2 im Verhältnis zu t1 ist.
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F i g. 2 zeigt im Gegensatz dazu eine Anordnung, mit der nach der
Erfindung kurze Impulse der Dauer t1 um ein Vielfaches auf die Dauer t3 verstärkt
werden können. Im Beispiel der F i g. 2 besteht diese Anordnung aus drei Stufen
mit den Transistoren 9,19 und 29.
An den Ausgang der ersten Stufe (Trs9)
ist der Eingang der zweiten Stufe (Trs19) angeschlossen, deren Ausgang wiederum
mit dem Eingang der dritten Stufe (Trs29) verbunden ist. Zwei aufeinanderfolgende
Stufen enthalten jeweils Transistoren entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps, da in
jeder Stufe eine Phasendrehung um 180°C, also eine Polaritätsumkehr, vollzogen wird.
So ist als Transistor 9 ein npn-Transistor, als Transistor 19 ein pnp-Transistor
und als Transistor 29 wiederum ein npn-Transistor eingesetzt. Die Basiswiderstände
7, 27 und Kollektorwiderstände 15, 35 der npn-Transistoren 9, 29 sind an eine gegenüber
dem Bezugspotential 10 positive Spannung 12 (+ U) angeschlossen, der
Basiswiderstand 17 und der Kollektorwiderstand 25 des pnp-Transistors
19 an eine gegenüber dem Bezugspotential 10 negative Spannung
11 (- U). Die Spannungen 11 und 12 haben vorzugsweise die gleiche Höhe. Der
ersten Stufe ist eine Schaltstufe mit einem pnp-Transistor 3 vorgeschaltet, dessen
Basiswiderstand 4
und Kollektorwiderstand 5 mit der Spannungsquelle für die
negative Spannung 11 verbunden sind. Der Widerstand 5 ist möglichst klein
gegen den Basiswiderstand 7 der folgenden Stufe, auf alle Fälle aber kleiner als
dieser gewählt, desgleichen der Widerstand 15 im Verhältnis zum Widerstand 17 und
der Widerstand 25 im Verhältnis zum Widerstand 27.
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Im Ruhestand ist der Transistor 3 der Eingangsstufe übersteuert, da
über den Widerstand 4 ein Öffnungsstrom in die Basis fließt. Folglich liegen
der Kollektor des Transistors 3 und demnach der Eingang der ersten Stufe im Ruhestand
etwa auf Nullpotential. Der Transistor 9 ist dabei ebenfalls gesättigt, da er über
den Widerstand 7 einen Basisstrom bezieht, der ihn im Übersteuerungsbereich hält.
Das Nullpotential an der Kathode der Diode 6 hat auf diesen Zustand keinen Einfluß,
denn die Spannung an der Basis des gesättigten Transistors 9 ist nur geringfügig
positiv, so daß die Diode 6 etwa im Nullpunkt betrieben wird und demgemäß hochohmig
ist.
Am Kollektor des Transistors 9 liegt infolgedessen ebenfalls
ungefähr die Spannung Null, und die Diode16 wird dadurch im Nullpunkt betrieben,
da der Transistor 16 durch den Basisstrom über den Widerstand 17 gesättigt ist.
Das gleiche gilt für den Transistor 29. Im Ruhestand sind also alle vier Transistoren
gesättigt.
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Wenn am Eingang 14 ein positiver Impuls auftritt, wird der
Transistor 3 für die Dauer t1 dieses Impulses gesperrt, und an seinem Kollektor
ändert sich die Spannung sprunghaft auf den Wert der Spannung 11 (- U). Durch die
negative Spannung, die jetzt -bei gleicher Höhe der Spannungen 11 und 12 - auf Grund
der Spannungsteilung zwischen dem Widerstand 7 und dem vorzugsweise bedeutend niederohmigeren
Widerstand 5 sowie der nun durchlässigen Diode 6 an seiner Basis liegt, wird der
Transistor 9 augenblicklich gesperrt, und an seinem Kollektor tritt ein Spannungssprung
von etwa Null auf den Wert der Spannung 12 (+ U) auf. Diese positive Spannung wirkt
über die dafür in Durchlaßrichtung geschaltete Diode 16 auf den Transistor 19 und
sperrt auch diesen. Auf diese Weise werden durch einen positiven Impuls am Eingang
14 sämtliche Transistoren der Kette gesperrt. Solange der positive Impuls am Eingang
14 anliegt, fließt ein Strom über den Widerstand 5 und die Diode 6 in den
Kondensator 8 und lädt diesen negativ auf. Dadurch wird der Kondensator auf eine
Spannung gebracht, die in bekannter Weise von der Höhe der Betriebsspannung 11,
der Größe des resultierenden Widerstandes aus der Reihenschaltung von Widerstand
5 und Diode 6, der Kapazität des Kondensators 8 und der Zeit der Ladung, also der
Dauer t1 des Eingangsimpulses bestimmt ist. In gleicher Weise wird mit Beginn des
Eingangsimpulses der Kondensator 18 über einen Widerstand 15 und der Kondensator
28 über den Widerstand 25 aufgeladen.
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Wenn der Eingangsimpuls zu Ende ist und der Transistor 3 wieder gesättigt
wird, steht an der Basis von Transistor 9 weiterhin die negative Spannung des Kondensators
8 an. Da die linke Seite der Diode 6 jetzt auf Nullpotential liegt, ist die Diode
6 gesperrt und trennt den Ausgang der Schaltstufe (Widerstand 5, Transistor 3) vom
Basiskreis des Transistors 9 ab. Der Kondensator 8 kann sich nun allein über den
Widerstand 7 entladen, der nach vorhergehendem wesentlich größer als der Ladewiderstand
5 ist. Die Zeit 1" die verstreicht, bis die Spannung am Kondensator und damit
an der Basis den Wert, im beschriebenen Fall etwa Null, erreicht, bei dem der Transistor
wieder leitend wird, ist in bekannter Weise von der Höhe der Spannung 12, der Größe
des Widerstandes 7 und der Größe der Spannung, auf die der Kondensator 8 aufgeladen
ist, abhängig. Da die letzte Größe ein Maß für die Impulszeit t1 ist, erhält man
eine Beziehung zwischen dieser Zeit t1 und der Sperrzeit t2 des Transistors 9, die
bei gleicher Höhe der Spannungen 11 und 12 und geeigneter Dimensionierung
der Widerstände und des Kondensators durch das Verhältnis des Widerstandes 5 zum
Widerstand 7 gegeben ist. Bei der Bemessung der Schaltungselemente muß lediglich
beachtet werden, daß die Zeitkonstante des RC-Glieds aus Widerstand 5 und Kondensator
8 groß gegen die Dauer des Eingangsimpulses gewählt wird und der Widerstand 7 um
einen bestimmten Faktor größer als der Widerstand 5 bemessen wird. Die Dauer t2
des Ausgangsimpulses der ersten Stufe ist dann gegenüber der Zeit t1, die der Eingangsimpuls
dauert, zusätzlich um den Faktor R' größer, oder R,
In der mehrstufigen Ausführung nach F i g. 2 geht der Transistor 9, wie beschrieben,
nach der Zeit
in den Sättigungszustand zurück; daher erreicht der Transistor 19 erst nach
der Zeit
und der Transistor 29 nach der Zeit
den Sättigungszustand. Der Verlängerungsfaktor der Anordnung ist demnach:
Wenn das Verhältnis der Kollektorwiderstände (5, 15, 25) zu den Basiswiderständen
(7, 17, 27) nur 1:9 gewählt wird, ergibt sich mit der Anordnung nach F i g. 2 eine
Verlängerung um den Faktor 10
pro Stufe, also insgesamt ein Verlängerungsfaktor
von 1000.
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Wenn die Eingangsimpulse nicht positiv sondern negativ sind, ist in
der Vorstufe als Transistor 3 an Stelle eines pnp-Transistors ein npn-Transistor
einzusetzen, dessen Kollektor- und Basiswiderstand je an eine gegenüber dem Bezugspotential
positive Spannung 12 anzuschließen sind. Die darauffolgende Verlängerungsstufe enthält
dann einen pnp-Transistor usf.
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Die Hintereinanderschaltung mehrerer Stufen hat natürlich zur Folge,
daß sich Ungenauigkeiten, die von Restspannungen oder Unlinearitäten herrühren könnten,
multiplizieren. Es liegt im Rahmen der Erfindung, diese Ungenauigkeiten durch bekannte
Mittel, wie Gegenkopplung u. ä., weitgehend zu beseitigen. Des weiteren ist es möglich,
die speziell bei Impulsen verhältnismäßig langer Dauer schwer zu realisierende Forderung
daß die Zeitkonstante des RC-Gliedes R5, C8 bzw. R15, C18 usw. groß gegen die Dauer
des Eingangsimpulses sein muß, dadurch zu umgehen, daß der die Lade- und Entladezeit
des Kondensators bestimmende Strom konstant gehalten wird. Die an sich bekannten
Mittel zur Einspeisung konstanter Ströme, zu denen auch der sogenannte Currector,
eine Germanium- oder Siliziumdiode zum Erzeugen konstanter Ströme, gehört, können
dabei an die Stelle der Kollektorwiderstände (5, 15, 25) und Basiswiderstände (7,
17, 27) treten; sie können aber auch für alle Stufen gemeinsam in die Zuleitungen
der Betriebsspannungen 11 und 12
eingeschaltet werden.