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Steuersatz für elektronische Schalter Zur Veränderung des Effektivwertes
von Wechselspannungen oder des Mittelwertes von Gleichspannungen werden häufig steuerbare
elektronische Schalter, wie z. B. Stromrichter oder Schalttransistoren, verwendet,
die -- in beliebigen Stromrichterschaltungen angeordnet - zwischen einer Wechselspannungsquelle
und einem Verbraucher liegen. In solchen Anwendungsfällen werden diese Schalter
mit impulsförmigen Spannungen gesteuert. Die Größe der Verbraucherspannung ist dabei
abhängig von der Lage des Beginns der Steuerspannung innerhalb der einzelnen Halbwellen
der Speisewechselspannung. Es sind daher Impulsgeneratoren - im allgemeinen als
Steuersätze bezeichnet - erforderlich, die derartige periodische Steuerimpulse liefern,
deren Phasenlage, bezogen auf die Speisewechselspannung, abhängig von einer Steuerspannung
stetig verändert werden kann.
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Derartige Steuersätze sind in vielen Ausführungsformen bekannt. Manche
von ihnen liefern nur sehr kurze, nadelförmige Zündimpulse. Solche Steuersätze lassen
sich mit verhältnismäßig geringem Aufwand herstellen. Allerdings sind sie nicht
ohne weiteres für alle Anwendungsfälle geeignet. Für den einwandfreien Betrieb von
Drehstrombrückenschaltungen sind beispielsweise Impulse von einer Dauer von mindestens
60' e1. erforderlich. Darüber hinaus können solche Steuersätze bei denjenigen Stromrichteranlagen
nicht oder nur beschränkt eingesetzt werden, die auf eine Gegenspannung, z. B. einer
Batterie oder eines Kondensators, arbeiten. Ein Stromrichter kann bekanntlich nur
zünden, wenn die Spannung an der Schaltstrecke die richtige Polarität hat, d. h.
wenn die Gegenspannung kleiner als der Momentanwert der Speisewechselspannung ist.
Wird der Zündimpuls vor diesem Zeitpunkt geliefert, dann bleibt der Stromrichter
während der ganzen Periode gesperrt. Das läßt sich nur vermeiden, wenn der Impuls
die gleiche Dauer hat wie die gewünschte Stromflußzeit. Außerdem sind Steuersätze,
die nur nadelförmige Steuerimpulse liefern, für die Steuerung von Schalttransistoren
ungeeignet. Charakteristisch für diese Bauelemente ist bekanntlich, daß die Dauer
des Steuerstromes auch die Dauer des Laststromes bestimmt.
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Es sind bereits Steuersätze bekannt, die Steuerimpulse liefern, deren
Dauer der gewünschten Stromflußzeit der zu steuernden Schalter entspricht. Der Aufwand
für derartige Einrichtungen ist jedoch erheblich. Mit Rücksicht auf die Rationalisierung
ist es aber erwünscht, einen einzigen Steuersatz in möglichst großen Stückzahlen
zu fertigen. Dieser soll sich möglichst für alle vorkommenden Anwendungsfälle eignen.
Trotz dieser universellen Anwendbarkeit soll aber der Aufwand möglichst niedrig
sein, zumal in einer einzigen Stromrichteranlage eine größere, meist der Zahl der
Zweige der Stromrichteranlage entsprechende Anzahl von Steuersätzen erforderlich
ist.
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Die herkömmlichen Steuersätze arbeiten meist mit Kippelementen, wobei
die Dauer der Zündimpulse durch RC-Glieder bestimmt ist. Auf Grund der Toleranzen
der Bauelemente und vor allem der verschiedenen Temperaturabhängigkeit, insbesondere
von Halbleiterbauelementen, läßt es sich auch kaum erreichen, daß die von den verschiedenen
Steuersätzen einer einzigen Stromrichteranlage gelieferten Zündimpulse innerhalb
der einzelnen Halbwellen der Speisewechselspannung dieselbe, durch die Steuerspannung
bestimmte Phasenlage aufweisen.
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Die Erfindung betrifft einen Steuersatz, der sich durch sehr geringen
Aufwand und universelle Anwendbarkeit auszeichnet und der trotzdem die geschilderten
Nachteile vermeidet.
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Dieser Steuersatz, der periodisch Steuerimpulse liefert, deren Ende
mit den Nulldurchgängen einer Speisewechselspannung übereinstimmt und deren Beginn
während der einzelnen Halbwellen abhängig von einer Steuergleichspannung verändert
werden kann, steuert die Durchlaßzeit von elektronischen Schaltern. Der Steuersatz
ist erfindungsgemäß dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein UND-Gatter mit zwei
Eingängen vorgesehen ist, daß dem einen Eingang die an den elektronischen Schaltern
liegende Wechselspannung und dem anderen Eingang eine von dieser über einen steuerbaren
Phasenschieber abgeleitete Hilfswechselspannung zugeführt wird und daß mit dem Ausgangssignal
des UND-Gatters ein Schaltverstärker gesteuert wird, von dessen Ausgang die Steuerimpulse
abgegriffen werden.
Als Phasenschieber dient dabei vorzugsweise
ein Widerstand und ein Kondensator, die, in Serie geschaltet, beispielsweise von
einer mittelangezapften Wicklung eines Transformators gespeist werden, der primärseitig
an das Wechselspannungsnetz angeschlossen ist. Die phasenverschobene Wechselspannung
läßt sich dann in bekannter Weise zwischen dem Verbindungspunkt von Kondensator
und Widerstand und der Mittelanzapfung abgreifen. Zur Veränderung der Phasenlage
kann der Widerstand einstellbar ausgeführt sein.
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Nach einer Weiterbildung der Erfindung wird mit Rücksicht auf einen
möglichst großen Steuerbereich und eine geringe Temperaturabhängigkeit im Phasenschieber
die Kollektor-Basis-Strecke eines Transistors an die Gleichspannungsklemmen einer
Gleichrichterbrücke angeschlossen. Die Wechselspannungsklemmen der Brücke sind in
Serie über einen Kondensator an die mittelangezapfte Transformatorwicklung angeschlossen.
Durch Verändern der der Emitter-Basis-Strecke des Transistors zugeführten Steuergleichspannung
läßt sich der zwischen den Wechselspannungsklemmen der Gleichrichterbrücke wirksame
Widerstand stetig steuern.
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Als Schaltverstärker wird man zweckmäßig einen Transistor in Emitter-Schaltung
verwenden, dessen Emitter-Basis-Strecke über einen Widerstand von einer Gleichspannungsquelle
so vorgespannt ist, daß der Transistor voll durchgesteuert ist. Das UND-Gatter liefert
jedoch normalerweise ein Steuerpotential, durch das der Transistor gesperrt wird.
Nur wenn beide dem UND-Gatter zugeführten Spannungen gleichzeitig negativ (pnp-Transistoren)
bzw. positiv (npn-Transistoren) sind, fällt dieses Sperrpotential weg, und der Transistor
wird durchgesteuert, solange die erwähnte Bedingung am Eingang des UND-Gatters erfüllt
ist. Das bedeutet aber, daß der von dem Steuersatz gelieferte Impuls mit Sicherheit
immer beim Nulldurchgang der Speisewechselspannung - die ja auch am Eingang des
UND-Gatters liegt - zu Ende ist. Auf diese Weise ist eine Fehlsteuerung vermieden.
Außerdem ist eine Synchronisation der Steuerimpulse mit den Nulldurchgängen der
Speisewechselspannung ohne zusätzlichen Aufwand erzwungen. Auf die Lage der Impulse
haben somit Änderungen der Kurvenform der Speisewechselspannung keinen Eintluß.
Das gleiche gilt für temperaturbedingte Änderungen der Kenndaten des Verstärkers,
da dieser im Schaltbetrieb arbeitet.
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Nach einer Weiterbildung der Erfindung läßt sich das UND-Gatter und
der Schaltverstärker zu einer Funktionseinheit zusammenfassen. Ein UND-Gatter besteht
im wesentlichen aus mindestens zwei Dioden und einem Ableitwiderstand. Als Ableitwiderstand
kann dabei der bereits im Schaltverstärker vorhandene Widerstand verwendet werden.
Es genügt somit, die beiden Wechselspannungen über je eine Diode direkt dem Steuereingang
(Basis) des Transistors des Schaltverstärkers zuzuführen.
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Der beschriebene Steuersatz liefert jeweils nur während der positiven
oder nur während der negativen Halbwelle der Speisewechselspannung einen Steuerimpuls.
Will man, daß während jeder Halbwelle ein Steuerimpuls gegeben wird, dann empfiehlt
es sich. ein zweites UND-Gatter und einen zweiten Schaltverstärker vorzusehen und
dem zweiten UND-Gatter die Speisewechselspannung und die vom Phasenschieber gelieferte
Wechselspannung mit 1.80° Phasenverschiebung zuzuführen. Eine besonders einfache
Anordnung ergibt sich hierbei, wenn man die beiden Schaltverstärker zu einer an
sich bekannten Gegentaktanordnung zusammenfaßt, d. h. also, einen einzigen Ausgangstransformator
mit zwei Sekundärwicklungen und einer mittelangezapften Primärwicklung verwendet.
Die beiden Hälften der Primärwicklung sind dabei über die Emitter-Kollektor-Strecke
je eines Transistors an eine Speisespannungsquelle angeschlossen.
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Der Kern des Transformators wird vorzugsweise aus einem Material mit
im wesentlichen rechteckförmiger Hystereseschleife aufgebaut. Da bei diesem Material
die Remanenzfiußdichte mit der Sättigungsfiußdichte nahezu identisch ist, können
an den Sekundärwicklungen keine Rückmagnetisierungsspannungen auftreten, die unter
Umständen eine Fehlsteuerung veranlassen könnten.
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Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in F i g. 1 dargestellt.
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Mit 1 ist ein Phasenschieber bezeichnet, der im wesentlichen aus einem
Kondensator 13 und einem Transistor 11 besteht, dessen Kollektor-Basis-Strecke an
die Gleichspannungsklemmen 121 und 122 einer Gleichrichterbrücke
12 angeschlossen ist. Der Kondensator 13 ist über die Wechselspannungsklemmen
123 und 124 der Brücke 12 an eine aus den beiden Teilwicklungen 211 und 212 bestehende
Sekundärwicklung eines Transformators 2 angeschlossen, dessen Primärwicklung 23
an das Wechselspannungsnetz angeschlossen wird, an das auch die elektronischen Schalter
angeschlossen sind, die mit diesem Steuersatz gesteuert werden sollen. Die Mittelanzapfung
zwischen den beiden Teilwicklungen 211 und 212 ist mit der einen Ausgangsklemme
161
und die Wechselstromklemme 123 der Brücke 12 mit der anderen Ausgangsklemme
162 des Phasenschiebers 1 verbunden. An diesen beiden Klemmen 161,
162 ergibt
sich eine Wechselspannung, deren Phasenlage - bezogen auf -die der Transformatorprimärwicklung
23 zugeführte Wechselspannung - abhängig von einer Steuergleichspannung U, stetig
zwischen Null und l80° verändert werden kann. Zu diesem Zweck wird die Steuergleichspanung
US= über die Klemmen 151, 152 und einen Widerstand 14 der Emitter-Basis-Strecke
des Transistors 11 zugeführt. Die Größe des Widerstandes der Kollektor-Basis-Strecke
- und somit des Widerstandes zwischen den Wechselstromklemmen 123 und 124 der Brücke
12 - ist so abhängig von der Größe der Steuergleichspannung U, Mit dem Ausführungsbeispiel
soll für jede Halbwelle der Speisewechselspannung ein Steuerimpuls erzeugt werden.
Es sind daher zwei Transistoren 51,
52 als Schaltverstärker und zwei Gatter
31, 32 vorgesehen. Die beiden Einheiten mit je einem Schaltverstärker und Gatter
sind vollkommen gleichartig aufgebaut und speisen einen Gegentakttransformator 6.
Der Einfachheit halber wird im folgenden mir eine der beiden Einheiten beschrieben.
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Der Schaltverstärker mit dem Transistor 51, (52)
ist mit dem
UND-Gatter 31 (32) zu einer Funktionseinheit zusammengefaßt. Die Emitter-Basis-Strecke
des Transistors 51 (52) ist über einen Widerstand 31.3 (323) an eine Vorspannungsquelle
511 (512) angeschlossen, deren Spannung eine solche Polarität und Größe hat, daß
der Transistor voll durchgesteuert ist, sofern über das UND-Gatter kein Sperrpotential
an
der Basis liegt. Das UND-Gatter selbst besteht aus den beiden Dioden 311 (321)
und 312
(322) und dem Widerstand 313 (323). Der Diode 311 (321) wird
die Ausgangsspannung des Phasenschiebers 1, der Diode 312 (322) eine
phasenstarre Wechselspannung von einer weiteren Sekundärwicklung 221 (222)
des Transformators 2 zugeführt. Solange eine dieser beiden Spannungen positiv
ist, d. h. über eine der beiden Dioden 311, 312 (321, 322) und den Widerstand 313
(323) Strom fließen kann, ist der Transistor 51 (52) gesperrt. Ist beispielsweise
die Klemme 162 (161) des Phasenschiebers 1
positiv gegenüber der Klemme
161 (162), dann fließt der Strom über das Ventil 311 (321), den Widerstand
313 (323), Vorspannungsquelle 511 (512) und das Ventil 41 (42). Die an den Klemmen
161, 162 vom Phasenschieber 1 gelieferte Spannung liegt direkt an der Emitter-Basis-Strecke
des Transistors 51 (52). Wegen des geringen Innenwiderstandes des Phasenschiebers
1 wird der Transistor 51 (52) gesperrt. Das gleiche gilt, wenn die von der Wicklung
221 (222) gelieferte phasenstarre Wechselspannung einen Strom über das Ventil
312 (322), den Widerstand 313 (323) und die Vorspannungsquelle 511
(512) treiben kann. Der Transistor 51 (52) kann somit nur dann leitend
werden, wenn beide Spannungen, also die vom Phasenschieber 1 gelieferte und
die phasenstarre Wechselspannung, eine solche Polarität haben, daß die beiden Ventile
311 (321)
und 312 (322) des UND-Gatters 31/32 sperren. In diesem Fall liefert
dann die Vorspannungsquelle 511
(512) einen Steuerstrom von solcher
Größe, daß der Transistor 51 (52) voll durchgesteuert wird. Die Gleichspannungsquelle
50 treibt dann einen Strom über den Transistor 51 (52) und einen Teil der
Primärwicklung 623 des Transformators 6, auf dem zwei Sekundärwicklungen
631 und 632 angeordnet sind. Um eine Beschleunigung des Durchsteuervorganges zu
erzielen, kann in die Basiszuleitung des Transistors 51 (52) noch eine Rückkopplungswicklung
geschaltet werden, die auf dem Kern des Ausgangstransformators 6 angebracht ist.
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Die Arbeitsweise der Anordnung sei noch an Hand von F i g. 2 und 3
erläutert. In F i g. 2 ist der \lerlauf der phasenstarren Wechselspannung U1 -die
zugleich der Speisewechselspannung entspricht -und der Verlauf der Spannung U.=
dargestellt, die von dem Phasenschieber 1 geliefert wird und deren Phasenlage,
bezogen auf U1, von der Steuergleichspannung U, abhängt. In F i g. 2 ist eine Phasenverschiebung
von etwa 80° gezeigt.
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Bis zum Zeitpunkt t = t1 sind beide Transistoren 51 und
52 gesperrt. Erst vom Zeitpunkt il an sind beide Spannungen U1 und UZ positiv.
Diese Spannungen werden den Dioden 321 und 322 so zugeführt, daß sie
von diesem Zeitpunkt an sperren und der Transistor 52 durchgesteuert wird. An der
Wicklung 632 entsteht eine Spannung U63, als Steuerimpuls, die beim Nulldurchgang
der Speisewechselspannung - die der phasenstarren Spannung U1 entspricht - verschwindet,
da nachher der Transistor 52 von der von der Transformatorwicklung
222 über das Ventil 322 gelieferten Spannung wieder gesperrt wird.
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Vom Zeitpunkt r = t., an sind beide Spannungen U1 und U, negativ,
so daß voraussetzungsgemäß die beiden Dioden 311 und 312 sperren.
Der Transistor 51 ist daher von da an durchgesteuert, so daß an der Ausgangswicklung
631 eine Spannung U8" als Steuerimpuls entsteht, deren Verlauf und Phasenlage
in F i g. 3 dargestellt ist.
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Man erkennt also, daß der Beginn der Steuerimpulse bestimmt ist durch
den Nulldurchgang der Hilfswechselspannung U2, deren Phasenlage gegenüber der Speisewechselspannung
U1 stetig einstellbar ist. Das Ende der Steuerimpulse ist durch die Nulldurchgänge
der Speisewechselspannung Ui selbst bestimmt.
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Ein anderes Ausführungsbeispiel für den in F i g. 1 mit
1 bezeichneten Phasenschieber ist in F i g. 4 dargestellt. Dabei wird der
Transistor 11, der über einen aus den Widerständen 14 und
45 bestehenden Spannungsteiler abhängig von der Steuergleichspannung U,t
gesteuert wird, in Kollektorschaltung betrieben. Der Widerstand des RC-Gliedes des
Phasenschiebers besteht aus dem Widerstand 43 und dem Ventil 41
bzw.
dem Widerstand 44 und dem Ventil 42. Die Bezeichnung und Schaltung
der übrigen Bauelemente entspricht dem Phasenschieber nach F i g. 1. Die Änderung
der Phasenlage der an den Klemmen 161,
162 abgreifbaren Spannung U2
ist darauf zurückzuführen, daß der Spannungsabfall an den Widerständen
43, 44 von der Größe der Steuergleichspannung U,t abhängig ist und daß aus
diesem Grund der Zeitpunkt, in dem die Dioden 41 bzw. 42 leitend werden,
ebenfalls von dieser Steuergleichspannung abhängt.
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Mit Hilfe des Steuersatzes nach F i g. 1 kann beispielsweise die Spannung
an einen Verbraucher gesteuert werden, der über zwei antiparallel geschaltete steuerbare
Ventile an ein einphasiges Wechselspannungsspeisenetz angeschlossen ist. Die Erfindung
ist aber auch schon ohne weiteres zur Steueruna von steuerbaren Ventilen in mehrphasigen
Stromrichteranordnungen, z. B. in Drehstrombrückenschaltung, anwendbar. Man wird
in diesem Fall Steuereinheiten mit einem einzigen Impulsausgang verwenden und jedem
steuerbaren Ventil bzw. jedem Zweig des Stromrichters eine Steuereinheit zuordnen.
Die Speisewechselspannung für die Steuereinheit - in F i g. 1 der Wicklung 23 zugeführt
- kann dabei direkt von dem gleichen Stromrichterzweig abgeleitet werden. Die in
F i g. 1 dargestellte Anordnung ist jedoch dann nicht ohne weiteres geeignet, wenn
der Steuerimpuls bereits vor dem Stromnulldurchgang der betreffenden Spannung enden
soll. Dies ist beispielsweise der Fall, wenn die Steuereinheiten zur Steuerung von
steuerbaren Ventilen in Drehstrombrückenschaltung angewendet werden sollen. Dort
beträgt bekanntlich der maximale Phasenwinkel nur 60 bzw. 120°. Der Zündimpuls müßte
jeweils beim natürlichen Kommutierungszeitpunkt enden.
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Eine solche vorzeitige Beendigung des Zündimpulses läßt sich nach
einer Weiterbildung der Erfindung dadurch erreichen, daß das UND-Gatter mit einem
weiteren Eingang versehen wird, dem die Spannung der Schaltstrecke des steuerbaren
Ventils zugeführt wird. Ein Ausführungsbeispiel zeigt Fig.5.
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Soweit die Bauelemente in F i g. 5 mit denen in F i g. 1 übereinstimmen,
sind sie mit gleichen Bezugszeichen versehen. Abweichend von dem Ausführungsbeispiel
nach F i g. 1 ist jedoch an die Basis des Transistors 51 eine weitere Diode 55 angeschlossen.
Dieser Diode 55 wird über einen aus einem Widerstand 541 und einer
Zenerdiode 542 bestehenden
Spannungsteiler die an der Schaltstrecke
des steuerbaren Ventils 53 liegende Spannung zugeführt. Die Spannung an diesem Ventil
- das nach dem Kommutierungszeitpunkt sperrt - steigt sprungartig an. Durch diese
durch die Zenerdiode 542 begrenzte Spannung wird der Transistor 51 gesperrt, unabhängig
von der Größe der Polarität der an den anderen beiden Eingängen des UND-Gatters
liegenden Wechselspannungen U1 und U,.
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In manchen Anwendungsfällen wird eine Potentialtrennung zwischen dem
Eingang des UND-Gatters und der Laststrecke des steuerbaren Ventils erwünscht sein.
Dies kann mit Hilfe eines Übertragers erreicht werden, der jedoch mit einer zusätzlichen
Rückmagnetisierungswicklung versehen sein muß. Zur Veranschaulichung dieses Gedankens
dient F i g. 6, in der eine mit sechs steuerbaren Ventilen 61 bis 66 bestückte Stromrichteranordnung
in Drehbrückenschaltung dargestellt ist. Der übersichtlichkeit halber ist nur der
dem Ventil 61 zugeordnete Steuertransformator 67 dargestellt. Die Primärwicklung
672 ist über ein Ventil 682 der Schaltstrecke des Ventils 61 parallel geschaltet.
Die Rückmagnetisierungswicklung 673 ist über ein Ventil 683 an die Klemme W angeschlossen.
Die Steuerspannung U3 für das UND-Gatter kann von der Sekundärwicklung 671 abgegriffen
werden. Eine derartige Anordnung ist für jeden Zweig der Stromrichteranordnung vorzusehen.
Die Primärwicklung 672 und die Rückmagnetisierungswicklungen 673 sind dabei immer
zyklisch vertauscht an die drei Klemmen U, V, W anzuschließen (UW - wie dargestellt;
V U; WV).