DE1246036B

DE1246036B - Amplifier circuit with a push-pull output stage

Info

Publication number: DE1246036B
Application number: DE1965T0028859
Authority: DE
Inventors: Dipl-Ing Alfred Leifer
Original assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Current assignee: Telefunken Patentverwertungs GmbH
Priority date: 1965-06-24
Filing date: 1965-06-24
Publication date: 1967-08-03
Also published as: CH440380A

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLANDFEDERAL REPUBLIC OF GERMANY

DEUTSCHESGERMAN

PATENTAMTPATENT OFFICE Int. CL:Int. CL:

H03fH03f

H04gH04g

Deutsche Kl.: 21 a2 -18/05 German class: 21 a2 - 18/05

246036 Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:246036 number:
File number:
Registration date:
Display day:

T 28859 VIII a/21 a2T 28859 VIII a / 21 a2

24. Juni 1965June 24, 1965

3. August 19673rd August 1967

Die im Gegentakt-B-Betrieb arbeitenden Niederfrequenz-Endröhren des Modulationsverstärkers eines mit Tonfrequenz modulierten Hochfrequenzsenders müssen auf einen verhältnismäßig hohen Ruhestrom eingestellt werden, wenn ein möglichst geringer Klirrfaktor der Endstufe erzielt werden soll. Eine solche Ruhestromeinstellung hat eine entsprechend große Anodenverlustleistung zur Folge, wodurch der Gesamtwirkungsgrad des Senders bei kleiner oder fehlender Aussteuerung in unerwünschter Weise herabgesetzt wird. Wenn man den Ruhestrom mit Rücksicht auf den Wirkungsgrad des Senders niedriger einstellt, als es der optimalen B-Einstellung entspräche, so nehmen die nichtlinearen Verzerrungen der Niederfrequenzendstufe wesentlich zu. Bei einem 300-kW-Mittelwellensender ergaben sich bei ausreichend niedrig eingestellten Ruheströmen Klirrfaktoren bis zu 10% für eine Modulationsfrequenz von 1 kHz und einen Modulationsgrad m = 75 °/o.The low-frequency output tubes of the modulation amplifier of a high-frequency transmitter modulated with audio frequency must be set to a relatively high quiescent current if the lowest possible harmonic distortion of the output stage is to be achieved. Such a quiescent current setting results in a correspondingly high anode power loss, as a result of which the overall efficiency of the transmitter is undesirably reduced in the case of small or no modulation. If the quiescent current is set lower than the optimal B setting, taking into account the efficiency of the transmitter, the non-linear distortion of the low-frequency output stage increases significantly. With a 300 kW medium wave transmitter, if the quiescent currents were set to a sufficiently low level, distortion factors of up to 10% resulted for a modulation frequency of 1 kHz and a degree of modulation m = 75%.

Für tonfrequenzmodulierte Hochfrequenzsender wird aber häufig verlangt, daß der Klirrfaktor des ganzen Niederfrequenzteiles höchstens Vs bis l°/o betragen soll. Es ist bekannt, daß man die dazu erforderliche Linearisierung mit Hilfe einer Gegenkopplung durchführen kann. Auch sind Kompensationsschaltungen bekannt, bei denen durch zusätzliche Schaltmittel entgegengesetzte Verzerrungen bewirkt und mit der verzerrten Signalschwingung überlagert werden. Hohe Gegenkopplungsgrade, wie sie zur Linearisierung bis zu sehr kleinen Restklirrfaktoren erforderlich sind, setzen aber einen entsprechend hohen Verstärkungsüberschuß voraus und sind wegen ihrer Stabilitätsschwierigkeiten nicht leicht zu handhaben. Für eine Kompensation der Verzerrungen, die durch Vorverzerrung der Eingangsschwingungen oder durch Einführung zusätzlicher Verzerrungen innerhalb des Schaltungsteiles für die Ableitung bzw. Rückführung einer Gegenkoppelgröße bewirkt werden kann, wird zwar nur ein geringerer Verstärkungsüberschuß gebraucht, jedoch wird an Stelle dessen eine zusätzliche, mit Hilfe nichtlinearer Bauelemente nachgebildete Verzerrungskennlinie benötigt, um mit ihrer Hilfe die zur Kompensation dienenden verzerrten Schwingungen zu gewinnen, deren Natur durch die jeweilige nichtlineare Gegentaktkemümie der Niederfrequenz-Endröhren bestimmt ist.For audio frequency modulated high frequency transmitters, however, it is often required that the distortion factor of the whole low-frequency part should be at most Vs to l%. It is known that one has to do this Can perform linearization with the help of a negative feedback. There are also compensation circuits known, which caused opposite distortions by additional switching means and are superimposed with the distorted signal oscillation. High levels of negative feedback, like her are required for linearization down to very small residual distortion factors, but set one accordingly high gain surplus and are not easy to due to their stability difficulties handle. To compensate for the distortion caused by predistortion of the input oscillations or by introducing additional distortion within the circuit part for the Derivation or feedback of a negative feedback variable can be effected, although only a smaller one Reinforcement surplus is needed, but an additional one is used instead, with help of non-linear components simulated distortion characteristic is required in order to compensate with their help serving to gain distorted vibrations, whose nature is determined by the respective nonlinear Push-pull chemistry of the low-frequency power tubes is determined.

Es wäre grundsätzlich auch möglich, einen niedrigen Ruhestrom mit geringem Klirrfaktor bei Aussteuerung zu verbinden, wenn die Gittervorspannung in einem von der Größe der jeweiligen Aussteuerung abgeleiteten Maße geändert würde. Dabei müßte die Verstärkerschaltung mit einer Gegentakt-EndstufeIn principle, it would also be possible to use a low quiescent current with a low distortion factor when modulating to connect when the grid bias is in one of the size of the respective modulation derived measures would be changed. The amplifier circuit would have to have a push-pull output stage

Anmelder:
TelefunkenApplicant:
Telefunken

Patentverwertungsgesellschaft m. b. H., Ulm/Donau, Elisabethenstr. 3Patent collecting society m. B. H., Ulm / Danube, Elisabethenstr. 3

Als Erfinder benannt:
Dipl.-Ing. Alfred Leifer, BerlinNamed as inventor:
Dipl.-Ing. Alfred Leifer, Berlin

ohne Aussteuerung für einen niedrigen Ruhestrom eingestellte Gittervorspannung mit zunehmender Aussteuerung soweit positiver werden, wie es einem in bezug auf den Klirrfaktor ausreichend hohen Ruhestrom entspicht. Die Verwirklichung dieses Gedankens erfordert aber einen zusätzlichen Gleichspannungsverstärker. Außerdem müßte die Zeitkonstante der Gitterspannungseinstellung mit Rücksicht auf die niedrige Grenzfrequenz der Kopplungsmittel zwischen der letzten Spannungsverstärker stufe und der Treiberstufe, welche der Endstufe vorausgeht, so groß sein, daß sich im Betrieb bei jeder Aussteuerungszunahme, größere Verzerrungen störend bemerkbar machen würden. Aus diesem Grunde ist dieser Gedanke in der Praxis nicht durchführbar.without modulation for a low quiescent current set grid bias with increasing Modulation will be more positive as far as it is sufficiently high in relation to the distortion factor Quiescent current corresponds. However, the implementation of this idea requires an additional DC voltage amplifier. In addition, the time constant of the grid voltage setting would have to take into account the low cut-off frequency of the coupling means between the last voltage amplifier stage and of the driver stage which precedes the output stage must be so large that, during operation, with every increase in modulation, would make larger distortions annoyingly noticeable. For this reason, this idea is not feasible in practice.

Aus der deutschen Patentschrift 895 781 ist eine Lösung des auch der Erfindung zugrunde liegenden Problemes bekannt, bei welcher die durch Wahl des Arbeitspunktes der beiden Endstufenröhren bei kleineren Anodenruheströmen, als es zur verzerrungsfreien B-Verstärkung erforderlich wäre, zunächst entstehenden Verzerrungen durch Anwendung mehrerer, über mehrere Stufen reichender Gegenkopplungskanäle verringert werden sollen. Der Anwendung und der Wirkung dieser bekannten Schaltung sind aber die im Zusammenhang mit Gegenkoppelschaltungen ganz allgemein erwähnten Grenzen gesetzt, da die Stabilitätsschwierigkeiten berücksichtigt werden müssen. Außerdem ist mit Hufe von Gegenkopplungen niemals ein vollständiger Ausgleich der Verzerrungen möglich. Hingegen ist mit Hilfe von Kompensationsanordnungen theoretisch ein voll- . ständiger Ausgleich möglich, es kann sogar eine Überkompensation erzielt werden.The German patent specification 895 781 provides a solution to the one on which the invention is also based Known problem in which the choice of the operating point of the two power tubes at smaller anode quiescent currents than would be required for distortion-free B amplification, initially resulting distortions through the use of several negative feedback channels extending over several stages should be reduced. The application and the effect of this known circuit but these are the limits mentioned in general in connection with negative feedback circuits set because the stability difficulties must be taken into account. Also is with hooves of Negative feedback never completely compensates for the distortions. On the other hand is with help of compensation arrangements theoretically a full. constant compensation possible, there can even be one Overcompensation can be achieved.

In der deutschen Patentschrift 1124 093 ist im Zusammenhang mit einer Entzerrung der am Kathodenwiderstand abgenommenen Gegenkoppelspan-In the German patent specification 1124 093 is im Connection with an equalization of the negative feedback voltage taken from the cathode resistor

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nung eine Rückkopplung von Gleichtaktkomponenten Der Konzeption der erfindungsgemäßen Schaltungnung a feedback of common mode components of the conception of the circuit according to the invention

möglich, die aber gemäß dem genannten Patent nicht liegt die Vorstellung zugrunde, daß es zur Erzielungpossible, but according to the patent mentioned it is not based on the idea that it should be achieved

einzeln dimensionier- bzw. einstellbar sind. eines kleinen Klirrfaktors einer Gegentakt-Endstufeare individually dimensioned or adjustable. a small distortion factor of a push-pull output stage

Deshalb sind bei der bekannten Schaltung die in B-Betrieb genügt, bei einer gegebenen Aussteue-Gleichtaktkomponenten nicht für eine gesonderte 5 rung die Überlappungsströme der beiden Gegentaktzusätzliche Entzerrung ausnutzbar. Endröhren, also deren Anodenströme im AugenblickTherefore, in the known circuit, those in B operation are sufficient for a given control common-mode components do not add the overlap currents of the two push-pulls for a separate Equalization can be exploited. End tubes, i.e. their anode currents at the moment

In einer Verstärkerschaltung mit einer Gegentakt- des Nulldurchganges des zusammengesetzten AnEndstufe, deren Arbeitspunkte auf den Steuerspan- odenwechselstromes der Gegentakt-Endstufe, auf den nungs- bzw. Steuerstom-Ausgangsstrom-Kennlinien erforderlichen hohen Wert zu bringen, daß es dabei einem wesentlich kleineren Ruhestrom gewählt io gegen nicht erforderlich ist, hierzu die Ruheströme sind, als es der für den Klirrfaktor optimalen B-Ein- der beiden Röhren auf diesen Wert einzustellen. Die stellung entspricht, und mit einer rückwärts wirk- entsprechende Anhebung der Überlappungsströme samen Verbindung von ihrem Ausgangsstromkreis wird dadurch erzielt, daß der Wechselspannungszum Steuerkreis zur Rückführung einer vom Aus- anteil der aus den in den beiden Ausgangsströmen in gangskreis derart abgezweigten Spannung, daß diese 15 Gleichtakt zueinander auftretenden Stromanteilen wenigstens einen Anteil einer aus den im Ausgangs- abgeleiteten Spannung zurückgeführt und vorzugs.-stromkreis im Gleichtakt zueinander auftretenden weise verstärkt den Steuerelektroden aufgedrückt Stromanteilen abgeleiteten Wechselspannung enthält, wird. Diese Wirkungsweise soll nachfolgend unter zu den Steuerorganen zum wenigstens teilweisen Aus- Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert gleich der durch die erwähnte Ruhestromeinstellung 20 werden.In an amplifier circuit with a push-pull the zero crossing of the composite An output stage, their operating points on the control panel alternating current of the push-pull output stage, on the voltage or control current output current characteristics required high value to bring that it a much smaller quiescent current selected io against is not required, for this purpose the quiescent currents than the B-One of the two tubes that is optimal for the distortion factor should be set to this value. the position corresponds, and with a backward effect corresponding increase in the overlap currents The connection of their output circuit is achieved by applying the alternating voltage to the Control circuit for the return of one of the portion of the in the two output currents in output circuit voltage branched off in such a way that these 15 current components occurring in common mode with one another at least a portion of a voltage derived from the output and preferred circuit Occurring in synchronism with one another, the control electrodes are pushed onto the control electrodes Contains current components derived alternating voltage, is. This mode of action is to be found below under to the control organs for at least partial reference to the drawing explained in more detail be equal to that by the aforementioned quiescent current setting 20.

entstehenden Verzerrungen ist erfindungsgemäß die In den F i g. 1 bis 3 sind Kurvenbilder gezeigt,According to the invention, the resulting distortions are shown in FIGS. 1 to 3 graphs are shown,

Größe des Anteiles der genannten abgeleiteten Wech- welche das Zusammenwirken der beiden Gegentakt-Size of the proportion of the named derived change which is the interaction of the two push-pull

selspannung (»Gleichtaktanteil«) an der vom Aus- B-Röhren sowie die Wirkung der besonderen Schal-voltage ("common-mode component") at the output B tubes as well as the effect of the special sound

gangsstromkreis zum Steuerkreis rückgeführten Span- tung nach der Erfindung erkennen lassen. In Fig. 1output circuit to the control circuit can be recognized by the voltage fed back according to the invention. In Fig. 1

nung unabhängig von den übrigen Komponenten die- &5 ist in der Abszissenrichtung die Gitterspannung Ug voltage is in the abscissa the grid voltage Ug independently of the remaining components DIE & 5

ser Spannung einstellbar. aufgetragen, während in der Ordinatenrichtung deradjustable voltage. plotted, while in the ordinate direction of the

Die Verstärkerschaltung nach der Erfindung ist Anodenstrom/α aufgetragen ist, und zwar für die ihrer Natur nach eine Kompensationsschaltung. Sie eine der beiden Gegentakt-Röhren in positiver Richerlaubt eine vollständige Unterdrückung der zunächst tung, für die andere in negativer Richtung entspredurch die Einstellung auf einen geringeren Ruhe- 30 chend der Zusammensetzung der beiden Stromanteile strom als den optimalen B-Ruhestrom entstehenden in dem Gegentakt-Ausgangstransformator. Wird der Verzerrungen; sogar eine Überkompensation ist Ruhestrom auf einen sehr kleinen Wert nahe Null möglich. Die Schaltung nach der Erfindung ist grand- eingestellt, so ist die resultierende Gegentakt-Kennsätzlich allgemein für alle Gegentaktstufen im B-Be- linie 1 aus den beiden beispielsweise quadratischen trieb anwendbar, welche mit Entladungsröhren oder 35 Kennlinien der Gegentaktröhren zusammengesetzt Transistoren versehen seht können. Besonders gün- und zeigt in der Nähe des Nulldurchganges einen stige Wirkungen ergeben sich, wenn im Ausgang der deutlich abgesetzten Teil geringerer Steilheit. Wird Endstufe Mittel zur Unterdrückung der geradzahligen eine solche Kennlinie mit einer Sinusspannung Ug Harmonischen, beispielsweise eine Doppeldrossel ausgesteuert, so ergibt sich die in Fig. 2 dargestellte oder ein Übertrager mit eng miteinander gekoppelten 4° verzerrte Anodenstromkurve 3. In F i g. 2 ist in der Hälften, vorgesehen sind. Gegenüber den bekannten Ordinatenrichtung ebenso wie in Fig. 1 der Anoden-Kompensationsschaltungen, welche mit der Über- strom Ia aufgetragen, während in der Abszissenlagerung vorverzerrter Hilfsschwingungen arbeiten, richtung die Zeit t aufgetragen ist.
hat die Schaltung nach der Erfindung den Vorteil Die Kurve2 in Fig. 1 stellt die mit Hilfe der Aneinfacherer Ableitung der Kompensationsschwingun- 45 Wendung der Erfindung verbesserte Gegentakt-Kenn-.gen von dem Hauptverstärkerzug ohne Benötigung ν Knie dar, während Fig. 2 in der Kurve4 die durch zusätzlicher nichtlinearer Bauelemente, wie Dioden. Aussteuerung der Kennlinie 2 erhaltene Anoden-Außerdem ist die Einstellunq auf die günstigste Wir- wechselstromkurve zeigt. Dabei ist absichtlich der kung einfacher und der Phasenfehler der Konipen- Fall einer leichten Überkompensation der Versation nach den Grenzfrequenzen hin geringer. Fer- 50 Zerrungen zugrunde gelegt, um die Wirkung der ner ergibt sich eine selbsttätige Einstellung der Ent- Schaltung nach der Erfindung deutlicher erkennen zu zerrungswirkung in Abhängigkeit von der Amplitude lassen. Diese Wirkung wird nun unter Bezugnahme der im Hauptverstärkerzug übertragenen Schwin- auf Fig. 3 näher beschrieben,
gungen. Auch tritt eine Verringerung des erforder- In Fig. 3 ist in der Ordinatenrichtung der Zeitlichen Verstärkungsüberschusses ein. 55 ablauf t aufgetragen, während in der Abszissenrich-The amplifier circuit according to the invention is anode current / α is plotted, namely for its nature a compensation circuit. One of the two push-pull tubes in the positive direction allows complete suppression of the first direction, for the other in the negative direction, by setting a lower quiescent current than the optimal B quiescent current arising in the push-pull Output transformer. Will of distortions; even an overcompensation is possible for quiescent current to a very small value close to zero. The circuit according to the invention is set to grand, so the resulting push-pull characteristic is generally applicable to all push-pull stages in the B line 1 from the two, for example square drives, which can be provided with discharge tubes or transistors composed of characteristic curves of push-pull tubes. Particularly favorable and shows constant effects in the vicinity of the zero crossing, if the clearly separated part has a lower steepness in the exit. If output stage means for suppressing the even-numbered characteristic curve with a sinusoidal voltage Ug harmonics, for example a double choke, then the result is the anode current curve 3 shown in FIG. 2 or a transformer with closely coupled 4 ° distorted anode current curve 3. 2 is in the halves that are provided. Compared to the known ordinate direction as well as in FIG. 1 of the anode compensation circuit, which is plotted with the overcurrent Ia , while predistorted auxiliary oscillations work in the abscissa direction, the time t is plotted.
the circuit according to the invention has the advantage. Curve 2 in FIG Curve4 caused by additional non-linear components such as diodes. Modulation of the characteristic curve 2 obtained anode-In addition, the setting is pointing to the most favorable AC curve. The effect is purposely simpler and the phase error in the Konipen case of a slight overcompensation of the versation towards the cut-off frequencies is smaller. Furthermore, based on the effect of the distortions, an automatic setting of the disconnection according to the invention results more clearly to allow the distortion effect as a function of the amplitude. This effect will now be described in more detail with reference to the Schwin- transmitted in the main amplifier train in Fig. 3,
worked. There is also a reduction in the required gain. 55 sequence t is plotted, while in the abscissa

Es wurde bereits erwähnt, daß die Anwendung der tung entsprechend F i g. 1 die Gitterspannung Ug aufErfindung bei Endstufen möglich ist, die mit Röhren getragen ist. Die Kurve 5, welche mit einer nicht oder mit Transistoren bestückt sind. Da bei Ton- unterbrochenen Linie gezeichnet ist, stellt die sinusfrequenzverstärkern großer Ausgangsleistung immer förmige Eingangs-Gitterwechselspannung dar. Die noch vorzugsweise Entladungsröhren angewendet 60 Aussteuerung der Gegentakt-Kennlinie 1 der Fig. 1 werden, soll in der folgenden Beschreibung der Ein- ergibt, wie schon erwähnt, die verzerrte Anodenfachheit halber nur von Verstärkern mit Gegentakt- stromkurve3 der Fig. 2. Mit der als Punktreihe ge-Endröhren in B-Betrieb mit einem symmetrischen zeichneten Kurve 8 der F i g. 3 ist der umgepolte Ausgangsübertrager gesprochen werden. Es wird da- Wechselstromanteil der Gleichtaktspannung im Ausbei aber untersteEt, daß alle Vorteile der Erfindung, 65 gangsstromkreis der Endstufenröhren, also beispielsdie sich mit Verstärkern mit Entladungsröhren er- weise abgenommen an einem gemeinsamen Kathozielen lassen, auch im Fall der Verwendung von denwiderstand, dargestellt. Dabei wurde zur Verein-Transistoren an Stelle der Röhren eintreten. fachung angenommen, daß der Anodenstrom bereitsIt has already been mentioned that the application of the device according to FIG. 1 the grid voltage Ug according to the invention is possible for output stages that are carried with tubes. The curve 5, which are not fitted with one or with transistors. Since a broken line is drawn with tone, the sinusoidal frequency amplifiers with high output power are always shaped input grid alternating voltage. The discharge tubes are still preferably used already mentioned, for the sake of simplicity of the anode, only amplifiers with push-pull current curve 3 of FIG. 3 is the polarized output transformer to be spoken. It is because the AC component of the common-mode voltage in the work out but the lowest, that all advantages of the invention, 65 output circuit of the output stage tubes, i.e., for example, which can be taken with amplifiers with discharge tubes at a common cathode target, also in the case of the use of the resistor, is shown. It was used to enter club transistors in place of tubes. Fachung assumed that the anode current is already

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unverzerrt ist, also im vorliegenden Fall aus je einer pensation in bezug auf die dritte Harmonische, auf Sinushalbwelle bestehe. Diese Annahme bewirkt nur die Hälfte bis unter 30 % des unkompensierten Klirreine geringe Änderung des sich ergebenden Korn- faktorwertes zurück. Dabei ergab sich diese relative pensationsgrades. Nimmt man die Amplitude der ge- Herabsetzung des Klirrfaktors, wie nach dem zusamten zurückgeführten Gleichtaktspannung von 5 gründe gelegten Prinzip auch zu erwarten ist, unab-Spitze zu Spitze zu A an, so bleibt nach Unterdrük- hängig von der linearisierenden Wirkung gegebenenkung des Gleichspannungsanteiles mittels eines Längs- falls vorhandener Strom- oder Spannungsgegenkoppkondensators im Verstärkerzug oder in der Rück- lung innerhalb der Endstufe. Besonders vorteilhaft führungsleitung von den Kathoden der Endstufe zu · ist daher die Kombination einer Verstärkerschaltung einer Vorstufe der Wechselspannunganteil α mit den io nach der Erfindung mit zusätzlichen Mitteln zur beiden Spitzenwerten 2/π · A und (1 — 2/π) -A. Rückkopplung von Gegentaktspannungen, vorzugs-is undistorted, that is to say in the present case from one compensation each with respect to the third harmonic, on the sine half-wave. This assumption causes only half to less than 30% of the uncompensated clash of slight changes in the resulting grain factor value. This resulted in this relative degree of pension. If one assumes the amplitude of the reduction of the distortion factor, as is also to be expected according to the combined common-mode voltage of 5 basic principles, independent from peak to peak to A , then, after suppression, the linearizing effect of the given reduction of the direct voltage component by means of a series current or voltage negative feedback capacitor, if present, in the amplifier train or in the feedback within the output stage. The combination of an amplifier circuit of a preliminary stage of the AC voltage component α with the io according to the invention with additional means for the two peak values 2 / π · A and (1-2 / π) -A is therefore particularly advantageous for the lead from the cathodes to the output stage. Feedback of push-pull voltages, preferably

Die strichpunktierte Kurve 6 der Fig. 3 zeigt die weise mit der Wirkung einer Gegenkopplung, auf gegenüber der Kurve 5 um etwa 20 % so weit ver- die Steuerorgane der Endstufe oder die entsprechengrößerte Eingangswechselspannung, daß sich wieder den Steuerorgane einer Gegentakt-Vorstufe. Im die gleichen Anodenspitzenströme ergeben. Die ge- 15 Niederfrequenzteil des untersuchten Senders wurden strichelt gezeichnete Kurve 7 ist aus der Superposi- daher außer der Anwendung der Kompensationstion der Kurven. 6 und 8 entstanden und zeigt den maßnahme nach der Erfindung sowohl Strom- als Verlauf der Eingangswechselspannung unter Berück- auch Spannungsgegenkopplung verwendet,
sichtigung der Gleichtakt-Rückführung entsprechend Es ist im allgemeinen erforderlich, die von den der Kurve 8. Der Kurvenverlauf ist nur für das eine ao Ausgangsströmen abgeleitete Gleichtaktspannung vor Gitter der einen Gegenkontakt-Endröhre dargestellt. ihrer Zuführung zum Steuerkreis der Endstufen-Der entsprechende Spannungsverlauf für die andere röhren einer Verstärkung zu unterziehen. Dazu kann Röhre ist nicht gesondert gezeichnet. Man sieht, daß eine oder können mehrere Verstärkerstufen vorgedie positive Spitze der Gitterspannungskurve 7 gleich sehen sein. Zweckmäßigerweise werden als Verstärder der Kurve 5 ist, daß die negative Spitze jedoch 25 kerstufen zur Verstärkung der Gleichtaktspannung um den Betrag 2 · (1 — 2/π) · A größer geworden eine oder mehrere der Endstufe im Übertragungsweg ist. Der Momentanwert der Gitterspannung im Über- vorausgehende Vorverstärkerstufen, vorzugsweise lappungspunkt ist damit um den Betrag 2/π · A Gegentaktstufen, verwendet. Eine in dieser Weise positiver geworden und damit auch der Überlap- aufgebaute Schaltung ist in F i g. 4 dargestellt. Darin pungsstrom von ursprünglich im wesentlichen Null 30 ist die Quelle 9 für zwei erdsymmetrische Eingangsauf einen ausreichenden Wert heraufgesetzt. Wechselspannungen mit den Steuergittern der Gegen-The dash-dotted curve 6 of FIG. 3 shows the way with the effect of a negative feedback, compared to the curve 5 by about 20% so far the control elements of the output stage or the corresponding larger input AC voltage that the control elements of a push-pull preliminary stage are again. Im result in the same peak anode currents. The 15 low-frequency part of the examined transmitter were dashed curve 7 is from the superposi- therefore except for the application of the compensation station of the curves. 6 and 8 arose and shows the measure according to the invention used both current and curve of the input AC voltage with feedback as well as negative voltage feedback,
It is generally necessary to consider the common-mode feedback corresponding to that of curve 8. The curve is only shown for the common-mode voltage derived from the one output currents in front of the grid of the one counter-contact output tube. their supply to the control circuit of the output stages - the corresponding voltage curve for the other tubes to be subjected to an amplification. In addition, the tube is not drawn separately. It can be seen that one or more amplifier stages can be seen in front of the positive peak of the grid voltage curve 7 in the same way. Expediently, as an amplifier of curve 5, the negative peak is 25 kerstufen to amplify the common-mode voltage by the amount 2 · (1 - 2 / π) · A is greater one or more of the output stage in the transmission path. The instantaneous value of the grid voltage in the preceding preamplifier stages, preferably the lap point, is thus used by the amount 2 / π · A push-pull stages. A circuit that has become more positive in this way, and thus also the overlap, is shown in FIG. 4 shown. In this pung current of originally essentially zero 30, the source 9 is increased to a sufficient value for two balanced inputs. AC voltages with the control grids of the counter

Ausgehend von der durch die Rückführung des taktröhren 10 und 11 der ersten Verstärkerstufe ver-Wechselspannungsanteiles der Gleichtaktspannung bunden. Auf die erste Verstärkerstufe folgt die zweite entsprechend der Erfindung geänderten Gitterwech- Verstärkerstufe mit den Gegentaktröhren 12 und 13. selspannung, deren Verlauf in. der Kurve 7 der 35 Die Stromkreise dieser Röhren sind nur soweit dar-Fig. 3 wiedergegeben wird, wurde nun die resultie- gestellt, wie es für das Verständnis der Erfindung errende Ersatzkennlinie 2 der Gegentakt-Endstufe forderlich ist. Eine Darstellung mit allen Einzelheiten konstruiert, indem zu jedem Momentanwert der Ein- scheint nicht erforderlich zu sein, da die Schaltungsgangswechselspannung mit dem Kurvenverlauf 6 der weise solcher Verstärkerstufen allgemein bekannt ist. F i g. 3 die zugehörige Gitterspannung nach der 40 Auf die zweite Verstärkerstufe folgt die Gegentakt-Kurve 7 der F i g. 3 ermittelt und über die Ursprung- Endstufe mit den Röhren 14 und 15, von deren Anliche Kennlinie 1 der Fig. 3 der zugehörige Anoden- öden die Primärwicklung des Gegentakt-Ausgangsstrom der betreffenden Gegentaktröhre festgestellt transfonnators 16 gespeist wird. An den Klemmen 17 und eingetragen wurde. Auf diese Weise ergibt sich und 18 der Sekundärspule dieses Ausgangstransforzunächst die resultierende Kennlinie 2 der einen 45 mators kann die Ausgangsleistung abgenommen Gegentaktröhre, die darm zusammen mit der ent- werden.Based on the AC voltage component ver caused by the return of the clock tubes 10 and 11 of the first amplifier stage the common mode voltage. The first amplifier stage is followed by the second grid-changing amplifier stage with the push-pull tubes 12 and 13, modified according to the invention. selvoltage, the course of which is shown in curve 7 of 35. The circuits of these tubes are only shown as far as-Fig. 3 is reproduced, the result has now been provided, as it would be for an understanding of the invention Substitute characteristic 2 of the push-pull output stage is required. A representation with all the details constructed in that the input does not seem to be necessary for every instantaneous value, since the switching gear alternating voltage with the curve 6, the manner of such amplifier stages is generally known. F i g. 3 the associated grid voltage after the 40. The second amplifier stage is followed by the push-pull curve 7 of FIG. 3 determined and about the original output stage with the tubes 14 and 15, from their Anliche Characteristic curve 1 of FIG. 3 of the associated anode barrels, the primary winding of the push-pull output current the relevant push-pull tube established transfonnators 16 is fed. At terminals 17 and was registered. In this way, and 18 of the secondary coil, this output transform first results the resulting characteristic curve 2 of a 45 mators can take the output power Push-pull tubes, which are intestinal together with the escape.

sprechenden Kennlinie der anderen Gegentaktröhre In Anwendung der Erfindung ist eine Rückfühdie gesamte Gegentaktkennünie 2 ergibt. Man erhält rung des Wechselspannungsanteiles der aus den in dann mit dieser Kennlinie den Anodenwechselstrom den beiden Ausgangsröhren in Gleichtakt zueinander gemäß Kurve4 der Fig. 2 mit unverändertem Spit- 50 auftretenden Stromanteilen abgeleiteten Spannung zenwert gegenüber der Kurve 3 bei einer um 20 °/o über die beiden Verstärkervorstufen auf die Steuergegenüber der ursprünglichen Gitterwechselspannung gitter der Endstufe vorgesehen. Während im Hauptgemäß Kurve5 der Fig. 3 erhöhten sinusförmigen Übertragungszug die Signalschwingungen von den Eingangswecüselspannung gemäß Kurve 6. Verstärkerstufen mit den Röhren 10,11 und 12,13Speaking characteristic of the other push-pull tube In application of the invention is a Rückfühdie total push-pull characteristic 2 results. The alternating voltage component is obtained from the in then with this characteristic the anode alternating current of the two output tubes in common mode with each other voltage derived according to curve 4 of FIG. 2 with unchanged peak 50 occurring current components zenwert compared to curve 3 with a 20% over the two amplifier pre-stages on the control opposite the original grid alternating voltage grid of the output stage provided. While in the main, according to curve 5 of FIG. 3, the signal oscillations increased from the Input alternating voltage according to curve 6. Amplifier stages with tubes 10, 11 and 12, 13

Man erkennt aus den Kurven, daß in dem zu- 55 in Gegentakt verstärkt werden, werden diese Vorgrunde gelegten FaU eine geringe Überkompensation stufen nun für die Verstärkung der zum Zweck der der dritten Harmonischen vorhanden ist. Durch ge- Kompensation von Verzerrungen zurückzuführeneignete Wahl des Betrages A der Gleichtakt-Rück- den Gleichtaktanteile auch im Gleichtakt benutzt. Zu führung läßt sich ein Minimum der dritten Hanno- diesem Zweck ist eine Rückführungsleitung von dem nischen bzw. der Gesamtverzerrungen einstellen. Da- 60 Verbindungspunkt der Kathoden der Endröhren 14 bei ist zu berücksichtigen, daß die zweite Harmo- und 15 zu dem Verbindungspunkt der Kathoden der nische durch die Eigenschaften einer Gegenkontakt- Röhren der ersten Verstärkerstufe 10 und 11 vorgeschaltung schon im wesentlichen ausgeschieden wird. sehen. Die Gleichtaktspannungen an dem Verbin-It can be seen from the curves that in the addition, the foregrounds are amplified in push-pull, a slight overcompensation is now available for the amplification that is present for the purpose of the third harmonic. Appropriate selection of the amount A of the common-mode reverse, the common-mode components also used in common-mode, to be traced back by compensating for distortions. For this purpose, a minimum of the third Hanno- this is a return line from the niche or the total distortion can be set. Since the connection point of the cathodes of the end tubes 14, it must be taken into account that the second harmonic and 15 to the connection point of the cathodes of the niche is already essentially eliminated by the properties of a mating contact tube of the first amplifier stage 10 and 11. see. The common-mode voltages at the connection

Wie Vergleichsmessungen am Niederfrequenzteil dungspunkt der Kathoden 14 und 15 entstehen anHow comparison measurements at the low frequency division point of the cathodes 14 and 15 arise

eines 300-kW-Senders mit Tonfrequenzmodulation 65 dem gemeinsamen Kathodenwiderstand 19. Auch dieof a 300 kW transmitter with audio frequency modulation 65 to the common cathode resistor 19. Also the

gezeigt haben, ging der Klirrfaktor durch die Anwen- Kathoden der Röhren 10 und 11 sind über einenhave shown, the distortion factor went through the application cathodes of the tubes 10 and 11 are via a

dung der Erfindung und bei optimaler Einstellung gemeinsamen Kathodenwiderstand 20 mit Erde bzw.application of the invention and with an optimal setting common cathode resistance 20 with earth or

des Betrages A₁ d. h. bei optimaler Klirrfaktorkom- Masse verbunden. Zur Einstellung der erwähntenof the amount A ₁ ie connected with optimal distortion factor com mass. To set the mentioned

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Amplituden A der RücKührungsspannung ist in der Während bei sehr kleinen Aussteuerungen mit An-Rückführungsleitung der Widerstand 21 vorgesehen, odenwechselströmen, die klein gegenüber den eindessen Größe so gewählt wird (z. B. durch ein Poten- gestellten Ruheströmen sind, die ursprüngliche tiometer oder entsprechend bemessene Festwider- Röhrenkennlinie nahezu unverändert bleibt, werden stände), daß möglichst die optimale Verzerrungs- 5 nach größeren Aussteuerungen und damit größeren kompensation erreicht wird. Es ist ersichtlich, daß Amplituden hin die Werte der rückgeführten Gleichdieser Widerstand zwischen dem Quellpunkt der taktwechselspannung und damit die Überlappungs-Rückführungsspannung an den Kathoden der Röhren ströme größer, so daß auch die Abweichungen der 14 und 15 und dem Wirkungspunkt an den Kathoden Ersatzkennlinien von den ursprünglichen Röhrender Röhren 10 und 11 in Reihe mit dem Kathoden- io kennlinien zunehmen.The amplitude A of the return voltage is during the case of very small levels with an on-return line of the resistor 21, alternating currents that are selected to be small compared to their size (e.g. by a potential closed-circuit currents, the original tiometer or corresponding If the fixed resistance tube characteristic remains almost unchanged, it would be possible that the optimum distortion 5 is achieved after greater modulation and thus greater compensation. It can be seen that the amplitudes flow towards the values of the fed back equilibrium original tubes of tubes 10 and 11 increase in series with the cathode characteristic curves.

widerstand 20 einen Spannungsteiler bildet und somit Es wurde bereits erwähnt, daß die sich einstellendie Größe der rückgeführten Spannung bestimmt. den Überlappungsströme bzw. Ersatzkennlinien am-Der Weehselspannungsanteil dieser rückgeführten plitudenabhängig sind. Dabei ist zu berücksichtigen, Spannung wird nun in den beiden Verstärkerzweigen daß sich die Überlappungsströme erst allmählich auf des Gegentaktvorverstärkerteiles gleichphasig durch- ig den der eingestellten Aussteuerung zugehörigen Wert verstärkt und auf die Gitter der Endröhren über- einstellen. Dies liegt an der Zeitkonstante der Widertragen. Dabei sind alle Röhrenstufen in Kathoden- stands-Kondensator-Kopplung innerhalb des Verbasisschaltung dargestellt, jedoch sind auch andere stärkers. Beim plötzlichen Einschalten einer einzigen Kombinationen möglich, in denen Anodenbasis-. Frequenz nicht zu geringer Amplitude wird im ersten stufen verwendet werden. ao Augenblick die von den Kathoden der Endröhren Fig. 5 zeigt eine Schaltung mit einer Klirrfaktor- abgenommene und verstärkte Gleichtaktspannung kompensation nach der Erfindung und zusätzlicher einschließlich des darin enthaltenen Gleichspannungs-Stromgegenkopplung. Einander entsprechende Teile anteiles auf die Gitter der Endröhren zurückgeführt, sind in den Fig. 4 und 5 mit den gleichen Bezugs- Sie wirkt daher praktisch zunächst als eine Art zeichen versehen. Abweichend von Fig. 4 ist in 25 Stromgegenkopplung, d.h. sie verringert entspre-Fig. 5 hauptsächlich der Schaltungsteil, welcher zur chend der eingestellten Gleichtaktrückführung nur Rückführung des Wechselstromanteiles der Gleich- die Ausgangsamplitude. Erst nach einer durch den taktspannungen im Ausgangsstrom der Endröhren Frequenzgang des gesamten Rückführungsweges, also dient. Die Endröhren 14 und 15 weisen getrennte im allgemeinen durch die Widerstands-Kondensator-Kathodenwiderstände 22 und 23 auf. Der Spannungs- 30 Kombinationen, bestimmten Zeit ebbt der übertragene verlauf über diesen Kathodenwiderständen enthält Gleichstromstoß ab und es bleibt allein der Wechselbei symmetrischem B-Betrieb gleich große Gleich- stromanteil übrig, womit die Ausgangsamplitude und und Gegentaktanteile. Die Gleichtaktanteile werden die Uberlappungsströme erst auf den nach Fig. 1 nun über die getrennten Rückführungsleitungen zu und 2 gegebenen Wert ansteigen. Im umgekehrten den Kathoden der Röhren 10 und 11 zurückgeführt, 35 Fall einer plötzlich aufhörenden Eingangswechselwelche über die getrennten Widerstände 24 und 25 spannung bleibt im ersten Augenblick der der vormit Masse bzw. Erde verbunden sind. Die obere hergehenden Amplitude entsprechende Überlappungs-Rückführungsleitung enthält den Kondensator 28, strom bestehen und geht erst allmählich zusammen die untere den Kondensator 29, so daß nur die mit dem nun entgegengerichteten Gleichstromstoß rückzuführenden Gleichtakt-Wechselgrößen durchge- 40 auf den Ruhewert bzw. den niedrigeren Wert einer lassen werden. Die Widerstände 26 und 27 dienen kleineren Aussteuerung zurück. Bei dynamisch rasch dazu, in jeder Rückführungsleitung den Amplituden- wechselnder Aussteuerung können also kleine Ausfaktor A auf die optimale Klirrfaktorkompensation Steuerungen durch die von den größeren Aussteueeinzustellen. Zur zusätzlichen Stromgegenkopplung rungswerten her stets nachwirkenden höheren Überder Gegentakt-Wechselgrößen ist der Transformator 45 lappungsströme in der Linearität ihrer Übertragung 30 vorgesehen, dessen Primärwicklung an die Katho- noch günstig beeinflußt werden,
den der Röhren 14 und 15 angeschlossen ist, während In der Schaltung nach F i g. 4 bestimmen allein die Sekundärwicklung an die Kathoden der Vor- die Widerstands-Kapazitäts-Kopplungen des Verstufenröhren 10 und 11 angeschlossen ist. Auf diese Stärkerzuges den Frequenzgang der Gleichtaktrück-Weise wird durch den symmetrischen Gegentakt- 50 führung. Da deren Grenzfrequenz jedoch mit Rückanteil der auf die Kathoden der Röhren 10 und 11 sieht auf die Stabilität einer vorgesehenen Gegenrückgeführten Spannung eine Stromgegenkopplung kopplung im allgemeinen sehr niedrig gewählt werbewirkt, da ja die rückgeführte Spannung von der den muß, ergibt sich auf diese Weise eine relativ Größe des Ausgangsstromes in den Kathodenwider- große Abklingzeit für den rückgeführten Gleichständen der Endstufenröhren abhängig ist. In der 55 stromanteil, der sich bei großer Dynamik störend Schaltung nach Fi g. 5 wird also nicht nur der Klirr- bemerkbar machen könnte. Aus diesem Grunde ist in faktor speziell in bezug auf die dritte Harmonische der Schaltung nach Fig. 5 im Rückführungsweg entsprechend der Erfindung wirksam kompensiert, ebenfalls je eine Widerstands-Kondensator-Kombisondern es wird zusätzlich durch die Stromgegen- nation mit höherer Grenzfrequenz vorgesehen. Der kopplung eine Linearisierung der Klirrfaktorverrin- 60 zurückzuführende Frequenzbereich kann auch in gerung in bezug auf alle Harmonischen bewirkt. Da- mehrere Frequenzbereiche aufgeteilt werden und bei wird der restliche Anteil der dritten Harmoni- über miteinander parallelgeschaltete Rückführungsschen weiter mit der vollen Wirkung einer Gegen- wege übertragen werden, um auf diese Weise die kopplung verringert. Einschwingzeiten für jeden der Frequenzbereiche Eine besondere Eigenschaft der Kompensation- 65 soweit wie möglich zu verringern. Unter besonderen methode nach der Erfindung ist es, daß die Über- Umständen kann es auch vorteilhaft sein, den Frelappungsströme und damit die Ersatzkennlinien der quenzbereich der Gleichtakt-Rückführungsschaltung Gegentakt-Endstufe aussteuerungsabhängig sind. in Richtung der tiefen Tonfrequenzen einzuengenresistor 20 forms a voltage divider and thus it has already been mentioned that the setting determines the size of the returned voltage. the overlap currents or equivalent characteristics am-The alternating voltage component of these returned are dependent on the amplitude. It must be taken into account that the voltage is now amplified in the two amplifier branches so that the overlap currents are only gradually amplified in phase on the push-pull preamplifier part in the same phase, the value associated with the set modulation and over-set to the grids of the output tubes. This is due to the time constant of the resistance. All tube stages are shown in cathode stand-capacitor coupling within the basic circuit, but others are also stronger. When suddenly switching on a single combination possible in which anode base. Frequency not too low amplitude will be used in the first stage. ao moment that of the cathodes of the output tubes Fig. 5 shows a circuit with a distortion factor removed and amplified common mode voltage compensation according to the invention and additional including the DC voltage current negative feedback contained therein. Corresponding parts proportionately returned to the grids of the end tubes are shown in FIGS. 4 and 5 with the same reference. It therefore acts practically initially as a kind of sign. In contrast to FIG. 4, current negative feedback is shown in FIG. 5 mainly the circuit part which, for the set common mode feedback, only returns the alternating current component of the DC output amplitude. Only after a frequency response of the entire return path is used by the clock voltages in the output current of the output tubes. The end tubes 14 and 15 are separated generally by resistor-capacitor-cathode resistors 22 and 23. The voltage, combinations and a certain time ebb, the transmitted course over these cathode resistors contains direct current impulses and only the alternation with symmetrical B-operation remains equally large direct current component, with which the output amplitude and push-pull components. The common-mode components, the overlap currents, will only rise to the value given in FIG. 1 via the separate return lines to and 2. In the reverse, the cathodes of the tubes 10 and 11 are returned, 35 in the event of a sudden change in input which remains through the separate resistors 24 and 25 voltage for the first time that is connected to ground or earth. The upper overlapping feedback line corresponding to the amplitude contains the capacitor 28, current exists and only gradually goes together, the lower one the capacitor 29, so that only the common-mode alternating quantities to be returned with the now opposing direct current surge are reduced to the quiescent value or the lower value let one be. The resistors 26 and 27 are used for smaller modulation back. In the case of dynamic, rapid addition, the amplitude-changing modulation in each return line can therefore be set to the smaller modulation factor A for the optimal distortion factor compensation controls by the larger modulation units. For additional current negative feedback, the transformer 45 is provided with lapping currents in the linearity of their transmission 30 whose primary winding to the cathode is still favorably influenced.
that of the tubes 14 and 15 is connected, while In the circuit of FIG. 4 alone determine the secondary winding to the cathode of the resistor-capacitance coupling of the stepped tubes 10 and 11 is connected. In this way, the frequency response of the common-mode feedback is enhanced by the symmetrical push-pull lead. Since their cut-off frequency, however, with the reverse component of the on the cathodes of the tubes 10 and 11 looks at the stability of an intended counter-fed back voltage, a current negative feedback is generally selected very low, since the voltage fed back from the must, this results in a relative The size of the output current in the cathode resistor depends on the large decay time for the returned equivalence of the output stage tubes. In the 55 current component, the circuit according to Fi g. 5 will not only make the distortion noticeable. For this reason, in factor specifically with respect to the third harmonic of the circuit according to FIG. 5 in the feedback path according to the invention is effectively compensated, also one resistor-capacitor combination each, but it is additionally provided by the counter-current nation with a higher cutoff frequency. The coupling, a linearization of the harmonic distortion reduction, can also bring about a reduction in the frequency range with respect to all harmonics. Since several frequency ranges are divided up and in the case of the remaining part of the third harmonic, the remaining part of the third harmonic will continue to be transmitted via feedback loops connected in parallel with one another with the full effect of an opposing path, in order to reduce the coupling in this way. Settling times for each of the frequency ranges A special feature of the compensation 65 to reduce as much as possible. Under a particular method according to the invention, it is that the excess circumstances, it can also be advantageous, the ripple currents and thus the equivalent characteristics of the frequency range of the common-mode feedback circuit push-pull output stage are modulation-dependent. narrow in the direction of the low audio frequencies

Claims

and to set the lower limit frequency significantly higher than the lower limit frequency in the main transmission train. Since the stability of a push-pull output stage in B mode with output transformer towards low frequencies, especially with at least partial direct current coupling of the amplifier stages, can usually be achieved without difficulty, sufficient linearization at low frequencies can be achieved through greater negative feedback. In this frequency range, the effect of compensation by feeding back the alternating current components of the common-mode quantities can then be dispensed with. Patent claims:

1. Amplifier circuit with a push-pull output stage, the operating points of which are based on the control voltage or control current output current characteristics with a much smaller quiescent current are selected as it corresponds to the optimal B setting for the distortion factor, and with a reverse effective connection from their output circuit to the control circuit for feedback a voltage branched off from the output circuit in such a way that it has at least a portion one derived from the current components occurring in common mode with one another in the output circuit Contains alternating voltage, to the control organs to at least partially equalize the distortions caused by the mentioned quiescent current setting, characterized in that, that the size of the portion of the named derived alternating voltage ("common-mode portion") independent of the voltage fed back from the output circuit to the control circuit of the remaining components of this voltage is adjustable

2. A circuit according to claim 1, characterized in that the output currents derived common-mode voltage before being fed to the control circuit, one or more amplifier stages passes through.

3. Circuit according to spoke 2, characterized in that as an amplifier stage or amplifier stages to amplify the common-mode voltage, one or more pre-amplifier stages preceding the output stage in the transmission path, preferably push-pull stages are used.

4. Circuit according to claims 2 and 3, characterized in that when used so two discharge tube push-pull preamplifier stages (10, 11; 12, 13) in a cathode base circuit as a means for returning the common mode voltage, a line connection from the one another connected, connected via a common resistor (19) to earth or ground Cathodes of the end tubes (14,15) to the also interconnected and via a common resistor (20) connected to earth or ground cathodes of the tubes (10,11) of the first of the two mentioned push-pull preamplifier stages is provided.

5. Circuit according to claims 2 or 3, characterized in that when using two discharge tube push-pull preamplifier stages (10,11; 12,13) in basic cathode circuit as a means of returning the common-mode voltage with additional negative feedback from a Push-pull voltage each has a direct line connection between the cathode of one of the output tubes (14,15) and the cathode of the. on the same side of the amplifier (10 resp. 11) of the first of the two mentioned push-pull preamplifier stages is provided and the cathodes over in the same tube stage with each other equal but separate resistors (22,23 and 24,25) connected to earth or ground are.

6. A circuit according to claim 4 or 5, characterized in that in each of the line connections an essentially ohmic resistor (21 or 26, 27) is switched on.

7. Circuit according to claims 5 and 6, characterized in that in each of the two Line connections a capacitor (28,29) of such a size is switched on that the to be returned Common-mode alternating quantities are allowed through.

8. A circuit according to claim ?, characterized in that for the transmission of the push-pull - Negative feedback voltage, an AC voltage transformer (30) is provided, the primary winding of which with their ends to the cathodes of the end tubes (14, 15) and its secondary winding with their ends to the cathodes of the first of the two mentioned push-pull preamplifier stages (10,11) is connected.

9. Circuit according to one of claims 1 to 8, characterized in that in one or more line connections serving for the return of common-mode alternating quantities Resistor-capacitor combination (26, 28 or 27, 29) with a higher lower limit frequency than that of the transmission means is provided in the main amplifier train.

Considered publications:
German publication No. 1124093.

1 sheet of drawings