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Elektronische Vorrichtung zum Zählen und zur Auswahl von Impulsen
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Zählen und zur Auswahl von
Impulsen, die mit einer Grundzahl n arbeitet, wobei n größer oder
gleich der Zahl 2 ist, mit n identischen Schaltungsstufen mit jeweils einem PNP-Transistor
und einem NPN-Transistor, deren Basiskreis jeweils mit dem Kollektorkreis des anderen
Transistors gleichstromgekoppelt ist, dergestalt, daß die beiden Transistoren einer
jeden Stufe gezwungenermaßen im statischen Zustand gleichzeitig leitend oder gleichzeitig
gesperrt sind. Die Vorrichtung zeichnet sich durch einen bemerkenswert einfachen
Aufbau aus und kann für ein Zweier-, ein Fünfer-, ein Zehner- oder irgendein anderes
Zahlensystem ausgelegt werden. Die Vorrichtung erlaubt eine große Rechengeschwindigkeit
und gestattet die gleichzeitige Bildung eines Gesamtbetrages aus Summe oder Differenz
der Impulse.
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Bei bereits bekannten derartigen Vorrichtungen wird das Zählen und
die Auswahl von Impulsen mit einer beliebigen Grundzahl n mittels einer bestimmten
Anzahl in Reihe geschalteter transistorbestückter binärer Zählstufen durchgeführt,
welche für alle Grundzahlen n, die größer als die Zahl 2 sind, eine Schaltung aufweisen,
durch welche nach Eingabe von n Impulsen die Anfangszustände der verschiedenen Zählstufen
wiederhergestellt werden. Ein solches System weist unter anderem den Nachteil auf,
daß am Ausgang die gewünschte Information unabhängig von der gewählten Grundzahl
n immer auf eine duale Grundzahl bezogen ist und daß folglich zum Erhalt der Information
mit der ausgewählten Grundzahl n eine entsprechende Decodierungseinrichtung am Schaltungsausgang
angeordnet werden muß. Diesen Nachteil vermeidet die erfindungsgemäße Vorrichtung,
da diese mit einer vorgewählten Grundzahl n arbeitet und somit die Information unmittelbar
in dem ausgewählten Code liefert.
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Eine weitere bekannte Zählschaltung, die z. B. mit einer Grundzahl
10 arbeitet und vier bistabile Schaltstufen aufweist, besitzt immer vier leitende
Transistoren, was den Nachteil eines verhältnismäßig großen Stromverbrauchs mit
sich bringt. Im Gegensatz dazu sind bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung stets
nur zwei Transistoren leitend, und es wird daher bei gleichen Bedingungen nur die
Hälfte des notwendigen Stromes verbraucht.
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Die bistabilen Schaltstufen bekannter Anordnungen können mit Transistoren
arbeiten, die sich im Sättigungszustand befinden oder nicht. Im ersteren Fall erhält
man zweifellos eine gute Stabilität der Schaltung, die Erholungszeit der im Sättigungszustand
arbeitenden Transistoren führt aber zu einer empfindlichen Verschlechterung des
Auflösungsvermögens. Im zweiten Fall, bei ungesättigten Transistoren, erhält man
ein besseres Auflösungsvermögen, die Schaltung selbst befindet sich aber in einem
kritischen Stabilitätszustand, der durch Abweichungen der aktiven und passiven Bauelemente
der Schaltung von ihrem ursprünglichen Wert bedingt ist, was auf normale Herstellungstoleranzen,
auf Temperaturänderungen und Alterung zurückzuführen ist. Mittels der erfindungsgemäßen
Schaltung wird dieser Nachteil vermieden, so daß bei gleicher Qualität der verwendeten
Transistoren die durch Abweichungen der Bauelemente von ihren charakteristischen
Werten bedingte Stabilität bei gleichem Auflösungsvermögen sehr viel besser ist,
bzw. umgekehrt, daß das Auflösungsvermögen bei gleicher Stabilität sehr viel besser
ist als bei den bekannten Anordnungen. Mit anderen Worten: Durch die erfindungsgemäße
Schaltung werden die Instabilitäten bekannter bistabiler Schaltstufen mit ungesättigten
Transistoren vermieden, andererseits gestattet die Schaltung gemäß der Erfindung
eben diese nichtgesättigten Transistoren zu verwenden, wodurch ein großes Auflösungsvermögen
bei denselben Stabilitätsbedingungen erreicht wird, welche mit denjenigen bekannter
Schaltungen, die mit im Sättigungszustand arbeitenden Transistoren bestückt sind,
verglichen werden können.
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Gegenüber bereits bekannten derartigen Schaltungen besitzt die erfindungsgemäße
Vorrichtung außerdem den Vorteil, im wesentlichen symmetrisch
aufgebaut
zu sein, was eine große Vereinfachung beim fortschreitenden oder rückläufigen Zählen
mit sich bringt.
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Die vorgenannten und andere Vorteile werden bei der Vorrichtung gemäß
der Erfindung unter Vermeidung der oben angeführten und anderen Nachteile dadurch
erreicht, daß die n Stufen der Schaltung untereinander gleichstromgekoppelt sind,
und zwar entweder durch direkte Verbindungen oder durch eine Verbindung der Emitter
der PNP-Transistoren über geeignete Schaltungselemente mit einem gemeinsamen Schaltkreis
oder durch die Verbindung der Emitter der NPN-Transistoren mit einem gemeinsamen
Schaltkreis oder letztlich durch diese beiden Verbindungsarten zusammen dergestalt,
daß im statischen Zustand nur in einer einzigen beliebigen Stufe der n Stufen die
beiden Transistoren leitend sein können, während alle anderen Stufen gesperrt bleiben.
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Zur besseren Verständlichkeit der Erfindung wird diese nachstehend
am Beispiel eines ternären Zählkreises beschrieben, obwohl die Erfindung in der
Praxis auch auf ein anderes Zahlensystem mit einer beliebigen Grundzahl n anwendbar
ist.
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Der ternäre Zählkreis setzt sich aus drei identischen Schaltstufen
zusammen, von denen jede einen PNP-Transistor und einen NPN-Transistor enthält.
In jeder Stufe ist der Kollektorkreis des PNP-Transistors gleichstromgekoppelt mit
dem Basiskreis des NPN-Transistors, während der Kollektorkreis des letzteren mit
dem Basiskreis des PNP-Transistors gleichstromgekoppelt ist.
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Die drei Schaltstufen sind untereinander ebenfalls gleichstromgekoppelt,
und zwar entweder durch eine Verbindung der Emitter der drei PNP-Transistoren mit
einem gemeinsamen Schaltkreis oder der Emitter der drei NPN-Transistoren mit einem
gemeinsamen Schaltkreis oder aber durch die gleichzeitige Verwendung dieser beiden
Verbindungsarten. Es können somit nur die Transistoren von einer der drei Schaltstufen
statisch leitend bleiben, während die Transistoren der anderen Stufen gesperrt bleiben.
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Damit der Schaltkreis die Umschaltung der drei Stabilitätszustände
nach einem vorgegebenen System verwirklichen kann, wenn entsprechende Signale der
Steuertransistoren auftreten, ist der diese Signale empfangende Eingangskreis entweder
mit dem gemeinsamen, mit den Emittern der PNP-Transistoren verbundenen Schaltkreis
oder mit dem gemeinsamen, mit den Emittern der NPN-Transistoren verbundenen Schaltkreis
verbunden oder aber mit beiden Kreisen. Der Kollektorkreis eines jeden der drei
Transistoren, die mit einem einzigen gemeinsamen, das Steuersignal empfangenden
Emitterschaltkreis verbunden sind, ist über Schaltelemente gekoppelt, welche die
Signale des Transistors auf den Basiskreis eines anderen dieser drei Transistoren
nach einem System übertragen, mit dem von vornherein die Folge der drei Stabilitätszustände
bestimmt ist, wenn die Signale ankommen. Diese Elemente zum übertragen der Transistorsignale
zwischen den Kollektorkreisen und den Basiskreisen der drei vorerwähnten Transistoren
müssen kapazitive und/oder induktive Elemente umfassen, die einen Zeitfaktor bestimmen
können dergestalt, daß das Umschalten länger als die Wirkung der Steuersignale dauert.
Dieser Zeitfaktor bestimmt die sogenannte »Erinnerungszeit« des Zählers, von der
die Zeitcharakteristik der Steuersignale und das Auflösevermögen abhängen. Da der
Kollektorkreis eines jeden PNP-Transistors mit dem Basiskreis des NPN-Transistors
der gleichen Stufe gleichstromgekoppelt ist und umgekehrt, kann der Schaltkreis
gemäß der vorliegenden Erfindung genau symmetrisch in bezug auf die beiden Transistorsysteme
ausgelegt werden, so daß die Wechselstromkopplungen zwischen dem Kollektor und der
Basis eines ternären Systems mit einer vorbestimmten Umschaltfolge zwischen den
Stufen wie Wechselstromkopplungen zwischen dem Kollektor und der Basis eines anderen
ternären Systems mit der umgekehrten Umschaltfolge betrachtet werden können. Indem
man zwei bestimmte Eingangskreise für die beiden gemeinsamen, mit den Emittern der
PNP-Transistoren oder entsprechend mit den Emittern der NPN-Transistoren verbundenen
Schaltkreise vorsieht, kann man ausgehend von einem dieser Eingänge die Steuerung
der Umschaltung nach einer bestimmten Folge verwirklichen und ausgehend vom anderen
Eingang eine Steuerung in der umgekehrten Folge.
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Weitere Einzelheiten über die Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden
Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen, in denen drei Ausführungsbeispiele
des Erfindungsgegenstandes mehr oder weniger schematisch dargestellt sind. Im einzelnen
zeigt F i g. 1 eine Schaltung gemäß der Erfindung, die den Gesamtbetrag der Impulse
nur durch deren Summe darzustellen erlaubt, F i g. 2 einen Schaltkreis, der speziell
für hohe Zählfrequenz ausgelegt ist, und F i g. 3 einen Schaltkreis, der die übertragung
des leitenden Zustandes von einer Stufe auf eine andere gemäß einer bestimmten Folge
oder in der umgekehrten Folge entsprechend der Polarität der Steuerimpulse bewirkt.
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Die Zeichnungen zeigen die Schaltungen von Zählvorrichtungen, die
jeweils aus drei Stufen aufgebaut sind und im ternären Zahlensystem arbeiten. Es
sei nochmals darauf hingewiesen, daß das, was vorstehend über das Wesen dieser Schaltkreise
gesagt ist, auch für Schaltkreise für ein beliebiges n-tes System gilt, die man
erhält, indem man die Gesamtheit der Stufen, die jeden Schaltkreis bilden, auf die
entsprechende Zahl bringt. Die vorliegende Erfindung betrifft auch alle die Kreise,
die zu den in den F i g. 1 und 2 gezeigten Schaltungen symmetrisch sind und die
man dadurch erhalten kann, daß man in den dargestellten Schaltungen einfach die
PNP-Transistoren ersetzt und umgekehrt und daß man die Polarität der Speisespannungen
umkehrt.
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Im folgenden sind die Schaltungselemente, welche dieselbe Funktion
ausüben, in allen drei Ausführungsbeispielen mit den selben Indizes versehen.
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Der in F i g. 1 dargestellte Schaltkreis, dessen einfacher Aufbau
bemerkenswert ist, erlaubt die Erfassung der Gesamtheit der Impulse allein durch
ihre Summierung und besteht aus untereinander identischen Stufen, von denen jede
die Transistoren TR 2-TR 3, TR 4-Tr 5 oder TR 6-TR 7 aufweist. Die beiden
eine jede Stufe bildenden Transistoren sind miteinander durch die gegenseitige Verbindung
der Basen und der Kollektoren dergestalt gleichstromgekoppelt, daß im statischen
Zustand die beiden Transistoren entweder gleichzeitig leitend oder gleichzeitig
gesperrt sind. Die drei Schaltstufen sind untereinander über die Widerstände R 3
und R 5 gleichstromgekoppelt,
die den Emittern der Transistoren
TR 3, TR 5 und TR 7 bzw. den Emittern der Transistoren TR 2, TR
4 und TR 6 gemeinsam sind. Die Werte dieser Widerstände und der Kollektorströme
der die drei Schaltungsstufen bildenden Transistoren sind so gewählt, daß, wenn
eine der Stufen - beispielsweise die erste mit den Transistoren TR 2 und TR 3 -
leitend ist, der Spannungsabfall am Widerstand R 4 infolge des Kollektorstromes
von TR 2 die Basisspannung und in der Folge davon auch die Spannung am Emitter von
TR 3 auf einen Wert abfallen läßt, der ausreichend klein ist, um das Sperren von
TR 5 und TR 7 mit Hilfe der gemeinsamen Kopplung der Emitter mit R 3 zu gewährleisten.
In analoger Weise ist der Spannungsabfall an R 6 infolge des Kollektorstromes von
TR 3 so groß, daß auf die Basis und in der Folge auch auf den Emitter von TR 2 eine
genügend erhöhte Spannung gegeben wird, um TR 4 und TR 6 mit Hilfe der gemeinsamen
Kopplung der Emitter mit R 5 im Sperrzustand zu halten. Entsprechend bestimmen die
Widerstände R 7 und R 8 bzw. R 9 und R 10 für die zweite bzw. dritte Stufe die Gleichstromkopplung
zwischen dem Kollektor des einen Transistors und der Basis des andern Transistors,
so daß in einer jeden Stufe beide Transistoren entweder leitend oder gesperrt sind.
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Folglich kann im statischen Zustand nur eine der den Schaltkreis bildenden
Stufen leitend sein, während alle anderen gesperrt bleiben. Da jede Stufe mit den
anderen Stufen identisch ist, kann die Stufe, die in einem gewissen Augenblick leitend
ist, irgendeine Stufe des Schaltkreises sein.
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Der Kollektor des PNP-Transistors einer jeden Stufe ist über einen
Kondensator mit der Basis des PNP-Transistors der nachfolgenden Stufe in einer vorbestimmten
übertragungsfolge des leitenden Zustandes wechselstromgekoppelt. Der Wert dieser
Kopplungskondensatoren (C 1, C 2, C 3 in F i g. 1) ist jeweils so bestimmt, daß
mit den Widerständen des Kollektors des PNP-Transistors der vorhergehenden Stufe
und des NPN-Transistors der nachfolgenden Stufe ein Zeitfaktor gebildet wird, der
genügend groß ist im Hinblick auf die Dauer des Steuersignals.
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Die Spannungen V"11 und V"12 bilden positive Speisespannungen. Der
Wert von V"12 wird bestimmt durch die Notwendigkeit, alle Sättigungserscheinungen
während des Betriebs des Schaltkreises zu vermeiden., während der Wert der Spannung
VJ in passender Weise - nicht in erforderlicher Weise - so gewählt werden kann,
daß sie ausreichend hoch liegt im Vergleich zur Amplitude der Signale an den Emittern
der PNP-Transistoren während des Betriebes des Schaltkreises, um den durch den Widerstand
R 3 fließenden Strom automatisch konstant zu halten.
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In der nachfolgenden Beschreibung des Wirkungsprinzips des Schaltkreises
soll davon ausgegangen werden, daß die zuletztgenannte Bedingung hinsichtlich des
Stromflusses durch den Widerstand R 3 verwirklicht ist; außerdem soll angenommen
werden, daß zu Beginn die erste, durch die Transistoren TR2 und TR 3 gebildete Stufe
der Schaltung leitend ist und daß die anderen Stufen gesperrt sind. Beim Fehlen
von Eingangssignalen ist der Steuertransistor TR 1 durch den durch die Widerstände
R 2 und R 11 bestimmten Spannungsteiler gesperrt, der so bemessen ist, daß der Emitter
des Transistors leicht positiv gegenüber seiner Basis gehalten ist. Die Widerstände
R 2 und R 11 bestimmen außerdem den Stromwert des Kollektors von Transistor TR 1
während des Signaleingangs und somit den Wert des am Emitter des PNP-Transistors
der leitenden Stufe während des Signaleingangs gezogenen Stroms. Der durch den Widerstand
R 3 fließende Strom wird in diesem Fall insgesamt und allein der Emitterstrom von
TR 3 sein. Unter der Annahme, daß man an die Basis von TR 1 den positiven Zuwachs
der Spannung legt, die das Steuersignal des Kreises bildet, bestimmt der daraus
resultierende Kollektorstrom von TR 1 - der durch den Widerstand R 3 fließende Strom
ist praktisch konstant - eine Verminderung des Emitterstromes und folglich des Kollektorstromes
von TR 3.
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Daraus resultiert am Kollektor von TR 3 eine negative Änderung der
Spannung, die über den Kondensator C 2 ein Abfallen der Basisspannung von TR
5 und über TR 2 einen Anstieg der Basisspannung von TR 3 bewirkt. Die Minimalamplituden
der Differenz der Eingangsspannung und der Werte der Widerstände R 2 und R 11 sind
so gewählt, daß die Allquote des von TR 1 und TR 3 gezogenen Stroms unter Berücksichtigung
der dynamischen Belastung des Kollektors von TR 3 und der Verstärkung von TR 2 für
eine relative Verschiebung der Basisspannungen von TR 3 und TR 5 ausreicht
bis zu einem Grad, bei dem TR5 zeitweise leitend wird.
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Da die Transistoren TR 3 und TR 5 mit Hilfe des den beiden Emittern
gemeinsamen Widerstandes R 3 untereinander rückgekoppelt sind und der Kollektor
von TR 3 mit der Basis von TR 5 über C 2 gekoppelt ist, erhält man, sobald
infolge des Beginns des leitenden Zustandes von TR 5 die Verstärkung der
Rückkopplungskette auf den Wert 1 gelangt, den raschen übergang von TR 5 in den
leitenden Zustand und die Sperrung von TR 3. Infolge der Gleichstromkopplung zwischen
den beiden Transistoren, die einen Teil einer jeden Stufe bilden, erfolgt ein analoger
Wechsel der Ströme zwischen TR 4 und TR 2, und infolgedessen wird am Ende des vorübergehenden
Wechsels die zweite Stufe des Schaltkreises in stabiler Weise leitend.
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Eine negative Änderung der an die Basis von TR 1 angelegten Spannung
am Ende des Umschaltvorganges, um TR 1 von neuem zu sperren, gibt dem Emitterstrom
von TR 5 einen mit dem Emitterstrom von TR 3 vor dem Beginn der Änderung der Steuerspannung
übereinstimmenden Wert, ohne deshalb anderweitig die Stabilität des Schaltkreises
zu beeinflussen.
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Mit einem in allen Punkten identischen Vorgang bewirkt eine weitere
positive Änderung der an die Basis von TR 1 angelegten Spannung, daß die dritte
Stufe des Schaltkreises leitend wird, und auf diese Weise wird das Zählen und die
Auswahl der auf den Eingang der Schaltung gegebenen Impulse verwirklicht.
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Die Beschreibung der Wirkungsweise der Schaltung während der dynamischen
Phase des Wechsels der statischen Stabilitätsbedingungen des Kreises beginnend mit
durch Spannungsschritte gebildeten Eingangssignalen zeigt klar, daß sich ein Umschalten
ohne eine Störung des Stroms oder der an den Emitterkreis der Transistoren TR 3,
TR 5 und TR 7 gelegten Spannung erzielen läßt, die den Beginn einer Rückkopplung
zwischen einem Transistorenpaar bestimmen könnte. Die beschriebene Schaltung kann
also so ausgelegt werden, daß sie mit den verschiedensten Eingangssignalarten betrieben
werden kann.
Auch kann eine große Zahl konstruktiver Änderungen
im übertragerkreis der Steuersignale auf die Emitter der Transistoren TR 3, TR
5 und TR 7 vorgenommen werden, ohne damit den Rahmen der Erfindung zu verlassen.
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Der zwischen die Basis des Transistors TR 1 und Erdpotential gelegte
Widerstand R 1 stellt die Lastimpedanz des Generators der Eingangssignale dar.
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Ein anderes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäß ausgebildeten
Schaltung, die ganz speziell für höhere Zählfrequenzen ausgelegt ist, ist in F i
g. 2 dargestellt. Diese Schaltung, die den Gesamtwert der Impulse nur durch ihre
Summe zu erfassen erlaubt, unterscheidet sich gegenüber der Schaltung in F i g.
1 in der Art der Wechselstromkopplung zwischen dem Kollektor des PNP-Transistors
einer jeden Stufe und der Basis des PNP-Transistors der nachfolgenden Stufe. Die
Kopplung wird hier mit Hilfe eines Transformators (T1 bis T3) an Stelle eines
Kondensators bewirkt. Die Widerstände R 12-R 13, R 14-R 15 und R16-R17 bestimmen
zusammen mit dem übersetzungsverhältnis der Transformatoren T1, T2 und T3 die Amplitude
des Signals, welches vom Kollektor des in den gesperrten Zustand übergehenden PNP-Transistors
zur Basis des in den leitenden Zustand übergehenden NPN-Transistors während des
Übergangs übertragen wird. Die Rechnungsart und die Wirkungsweise der Schaltung
sind im übrigen unverändert. Es ist insbesondere zu bemerken, daß die Zeit für die
Kopplung zwischen den Kollektoren und den Basen der PNP-Transistoren bestimmt ist
durch das Verhältnis der auf der Primärwicklung des Transformators abgenommenen
Induktivität zu dem entsprechenden, parallel zur Primärwicklung geschalteten Widerstand.
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Eine andere bevorzugte Ausführungsform einer Schaltung gemäß der Erfindung
ist in F i g. 3 dargestellt. Diese Schaltung erlaubt entsprechend der Polarität
der Steuerimpulse eine Übertragung des leitenden Zustandes von einer Stufe auf eine
andere gemäß einer bestimmten Folge oder der umgekehrten Folge davon. Folglich ist
mit einem solchen Kreis eine gleichzeitige Erfassung der Gesamtimpulse durch eine
Summierung oder durch die Differenzbildung der Impulse möglich. Die Schaltung gemäß
F i g. 3 unterscheidet sich von der Schaltung nach F i g. 2 in ihrer Steuerart und
dadurch, daß sie in ihrem Aufbau genau symmetrisch ist.
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In dieser Schaltung bewirken die Transformatoren T l, T2 und
T 3 außer einer Wechselstromkopplung zwischen dem Kollektor eines PNP-Transistors
und der Basis des PNP-Transistors der folgenden Stufe eine identische Kopplung zwischen
dem Kollektor eines NPN-Transistors und der Basis des NPN-Transistors der vorhergehenden
Stufe. Die statischen Stabilitätsbedingungen und die dynamische Wirkungsweise der
Schaltung bei positiven Änderungen der an die Basis von TR 1 angelegten Spannung
unterscheiden sich nicht von den entsprechenden Zuständen der Schaltungen gemäß
F i g. 1 und 2. Dennoch muß hervorgehoben werden, daß durch die bemerkenswerte Symmetrie
der Schaltung, die aus dem Anlegen der Differenz der Steuerungsspannung an die Basis
des Transistors TR 1 resultiert, man an die Basis des PNP-Transistors der nachfolgenden
Stufe, die anfänglich mit Hilfe des Kopplungstransformators leitend ist, ein negatives
Signal legt, dessen Amplitude so gewählt ist, daß die PNP-Transistoren der zwei
Stufen rückgekoppelt werden, und daß zur gleichen Zeit die Amplitude des negativen
Signals an der Primärwicklung des Kopplungstransformators einen Wert annimmt, der
geeignet ist, die Basisspannung des NPN-Transistors der anfänglich leitenden Stufe
aufzuheben. Dieser Transistor wird also die Tendenz haben, den Stromfluß mit einem
der beiden NPN-Transistoren der beiden benachbarten Stufen zu wechseln, mit denen
er in Rückkopplung geschaltet ist. Diese Umschaltung kann unter anderem infolge
der positiven Änderung der Spannung an der Basis des NPN-Transistors der nachfolgenden
Stufe, die durch den gleichzeitigen Wechsel der PNP-Transistoren der beiden Stufen
bewirkt worden ist, nur in der genauen Übertragungsfolge auftreten.
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Die Widerstände R 18-R 19 und R20-R21 dienen der entsprechenden Polarisierung
der Transistoren TR 1 und TR 8, um diese Transistoren normalerweise gesperrt zu
halten. Sie bestimmen außerdem den durch das Eingangssignal hervorgerufenen Wert
des Kollektorstroms des Transistors TR 1 bzw. TR 8 und somit den Wert des am Emitter
des PNP- bzw. NPN-Transistors der leitenden Stufe auftretenden Stroms. Wie bereits
für die entsprechenden Widerstände des Ausführungsbeispiels gemäß F i g. 2 beschrieben,
bestimmen die Widerstände R 22-R 23, R 24-R 25 und R26-R27 zusammen mit dem übersetzungsverhältnis
der Transformatoren T 1, T 2 und T3, welches normalerweise
den Wert 1 besitzt, die Amplitude des übertragenen Signals.
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Es ist schließlich ersichtlich, daß infolge der bemerkenswerten Symmetrie
der Schaltung eine an die Basis von TR 8 gelegte negative Spannungsdifferenz, die
eine Verkleinerung des Emitterstroms des anfänglich leitenden NPN-Transistors bewirkt,
am Kollektor des Transistors ein positives Signal erzeugt, das geeignet ist, den
Eintritt der Rückkopplung des Transistors mit dem NPN-Transistor der vorhergehenden
Stufe zu bestimmen. Auf diese Weise wird eine Übertragungsfolge der leitenden Schaltungszustände
bewirkt, die entgegengesetzt zu derjenigen ist, die durch positive Spannungsdifferenzen
an der Basis von TR 1 gebildete Steuersignale bewirkt wird.
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In analoger Weise zu dem bereits zu den Schaltungen nach F i g. 1.
und 2 Gesagten kann, weil der Wechsel der leitenden Zustände zwischen zwei benachbarten
Stufen infolge irgendwelcher Störungen des Stromes oder der in dem einen oder dem
anderen der gemeinsamen Emitterkreise der NPN-Transistoren und PNP-Transistoren
gebildeten Spannungen durch Eintritt der Rückkopplung eines Transistorenpaares auftreten
kann, die beschriebene Schaltung so ausgelegt werden, daß mit den verschiedensten
Eingangssignaltypen gearbeitet werden kann. Auch kann eine große Zahl konstruktiver
Änderungen im Übertragungskreis der Steuersignale auf die gemeinsamen Emitterschaltkreise
der Transistoren vorgenommen werden, ohne daß damit der Rahmen der vorliegenden
Erfindung überschritten wird.