DE112005001234T5

DE112005001234T5 - Empfänger und Verfahren für ein drahtloses Kommunikationsendgerät

Info

Publication number: DE112005001234T5
Application number: DE112005001234T
Authority: DE
Inventors: Moshe Ben-Ayun; Nir Corse; Ovadia Grossman; Mark Rozental
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 2004-05-28
Filing date: 2005-04-25
Publication date: 2010-04-22
Also published as: GB0411888D0; CN101010871A; AU2005251078A1; AU2005251078B2; CA2567971A1; GB2414609A; CN101010871B; WO2005119901A1; GB2414609B; JP2008501294A

Abstract

Drahtloser Empfänger zum Empfangen und Demodulieren eines frequenzmodulierten HF-Signals durch ein direktes Umsetzungsverfahren (direct conversion procedure), wobei der drahtlose Empfänger aufweist:
einen Eingangssignalpfad zum Liefern eines empfangenen HF-Eingangssignals (x(t)),
einen Lokaloszillator (111), der mit dem Eingangssignalpfad eines ersten Mischers (107) zum Mischen des Referenzausgangssignals von dem Lokaloszillator (111) mit dem empfangenen Eingangssignal (x(t)), um einen Inphasen-Anteil (I(t)) des empfangenen Eingangssignals (x(t)) zu erzeugen,
einen Quadraturphasenschieber (113) zum Anwenden einer Quadratur-Phasenverschiebung auf das Referenzausgangssignal von dem Lokaloszillator (111), wobei der Phasenschieber (113) mit dem Eingangssignalpfad eines zweiten Mischers (109) zum Mischen eines Ausgangssignals von dem Phasenschieber (113) mit dem empfangenen Eingangssignal x(t) verbunden ist, um einen Quadratur-Anteil Q von P des empfangenen Eingangssignals X von P zu erzeugen; und
Mittel (218) zum Erzeugen eines demodulierten Informationsausgangssignals durch Erzeugen einer Verbindungsfunktion der Inphase- und Quadratur-Anteile (I(t), Q(t));
gekennzeichnet durch
Mittel (214) zum periodischen Erfassen eines Fehlers...

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung betrifft einen Empfänger zur Verwendung bei der drahtlosen Kommunikation und ein Verfahren und Endgerät, die diesen verwenden. Insbesondere betrifft die Erfindung einen Direct-Conversion-Empfänger, der zum Demodulieren eines frequenzmodulierten (FM) HF-(Hochfrequenz-)Signal durch Auflösung und Verwendung der Inphase-(I-) und Quadratur-(Q-)Anteile des modulierten Signals in der Lage ist.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Herkömmliche drahtlose FM-Empfänger, die gemäß der Direkt-Umsetzungs-Architektur (Direct Conversion) aufgebaut sind, um die I- und Q-Anteile eines empfangenen Signals zu erfassen, besitzen das zu Grunde liegende Problem. Wie später noch dargestellt, können derartige Empfänger Fehler bezüglich der relativen Phase und der Amplitude zwischen den I- und Q-Anteilen entwickeln. Dieser Fehler, der manchmal als ”Quadraturungleichheit” oder ”Quadraturabweichung” (”quadrature imbalance”) bezeichnet wird, kann eine Störung in dem resultierenden Audioausgangssignal verursachen. Diese Störung ist für die Benutzer besonders unter den Bedingungen inakzeptabel, bei denen das empfangene Signal sich abschwächt (fading) oder ein niedriges Signal-Rausch-Verhältnis aufweist. Der Stand der Technik liefert für dieses Problem keine zufrieden stellende Lösung.
KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
In Übereinstimmung mit einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein drahtloser Empfänger gemäß Anspruch 1 der begleitenden Ansprüche vorgesehen.
In Übereinstimmung mit einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein drahtloses Kommunikationsverfahren gemäß Anspruch 21 der begleitenden Ansprüche vorgesehen.
In Übereinstimmung mit einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein drahtloses Kommunikationsendgerät gemäß Anspruch 22 der begleitenden Ansprüche vorgesehen.
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden im Folgenden beispielhaft unter Bezugnahme auf die begleitende Zeichnung beschrieben, in welcher:
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
1 ein schematisches Blockschaltdiagramm eines bekannten Direct-Conversion-HF-Empfängers zeigt.
2 einen Graphen eines berechneten inneren Produkts L gegenüber einem Ungleichgewicht- bzw. Abweichungsphasenwinkel α zeigt, der eine nützliche Beziehung bei Ausführungsformen der Erfindung darstellt;
3 ein schematisches Blockschaltdiagramm eines die Erfindung verkörpernden Direct-Conversion-HF-Empfängers zeigt.
4 ein schematisches Blockschaltdiagramm eines anderen die Erfindung verkörpernden Direct-Conversion-HF-Empfängers zeigt.
5 einen Graphen eines Detektorausgangs gegenüber einem Lokaloszillatorfrequenz-Offset zeigt, der eine Beziehung darstellt, die in der 4 gezeigten Schaltung nützlich ist.
6 einen Graphen eines Phasenungleichgewichts- bzw. -abweichungswinkels gegenüber einer Slot-Zahl (Algorithmuszyklus) für eine simulierte tatsächliche Abweichung und einer berechneten Abweichung, das ein die Erfindung verkörpernde Signalverarbeitung verwendet, zeigt.
7 einen Graph eines Amplitudenungleichgewichts bzw. einer Abweichung gegenüber einer Slot-Zahl für eine simulierte tatsächliche Abweichung und eine berechnete Abweichung, das ein die Erfindung verkörpernde Signalverarbeitung verwendet, zeigt.
BESCHREIBUNG DER AUSFÜHRUNGSFORMEN DER ERFINDUNG
1 zeigt einen bekannten HF-Direct-Conversion-FM-Empfänger 100, der das in der vorliegenden Erfindung behandelte Problem darstellen soll. Ein ankommendes FM-Signal x(t) wird über eine Eingangsleitung 101 mit abzweigenden Verbindungen 103, 105 zu zwei Mischern 107 bzw. 109 geführt. Ein Lokaloszillator 111 erzeugt ein Bezugs- bzw. Referenzsignal mit der gleichen Frequenz wie die Trägerfrequenz des ankommenden Signals x(t). Ein erster Anteil des Referenzsignals wird dem Mischer 107 direkt zugeführt, wo es mit dem Eingangssignal x(t) multipliziert wird. Ein zweiter Anteil des Referenzsignals wird einem Phasenschieber 113 zugeführt und das phasenverschobene Ausgangssignal des Phasenschiebers 113 wird dem Mischer 109 zugeführt, wo es mit dem Eingangssignal x(t) multipliziert wird. Obgleich der Phasenschieber 113 in Kombination mit den Mischern 107 und 109 dazu gedacht ist, eine Phasenverschiebung von 90° mit einer Einheitsverstärkung zwischen den Anteilen des Referenzsignals, das den Mischern 107 und 109 zugeführt worden ist, gedacht ist, wird in der Praxis eine Phasenverschiebung erzielt, die leicht von 90° abweicht und ebenso eine Verstärkung, die leicht von einer Einheitsverstärkung abweicht. Ein Ausgangssignal des Mi schers 107 durchläuft einen Tiefpassfilter (low pass filter = LPF) 115, um ein Ausgangssignal I(t) als gleichphasigen bzw. Inphase-Anteil zu erzeugen und ein Ausgangssignal des Mischers 109 durchläuft einen Tiefpassfilter (LPF) 117, um ein Ausgangssignal Q(t) als Quadratur-Anteil zu erzeugen. Das Ungleichgewicht bzw. die Abweichung bei der Amplitude, die durch den Ausgang des Mischers 109 verursacht wird, ist im Block 119 als eine Ungleichgewichts- bzw. Abweichungsverstärkung A dargestellt.
Eine mathematische Analyse der in 1 gezeigten Anordnung lautet wie folgt:
Das Eingangssignal kann dargestellt werden als: x(t) = cos(ωt + ϕ(t) + γ)wobei ω eine HF-Trägerfrequenz des HF-Eingangssignals x(t) ist, γ eine willkürliche Oszillatorphase ist und ϕ(t) die zu erfassende Frequenzmodulation von x(t) ist.
Außerdem gilt x(t) = I(t) + j·Q(t), wobei I(t) und Q(t) die Inphase- bzw. Quadratur-Anteil von x(t) sind.
Wobei A die Amplitudenabweichung und a den Phasenabweichungswinkel zwischen den Phasenwinkeln von I(t) und Q(t) darstellt.
In Übereinstimmung mit einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die später zu beschreiben ist, werden I(t) und Q(t) periodisch derart verarbeitet, wie es später beschrieben wird, um diese Ungleichgewichte bzw. Abweichungen abzuschätzen und zu eliminieren und die daraus folgenden angepassten Anteile werden zum Bilden des Modulationssignals ϕ(t) kombiniert, um ein Audioausgangssignal vorzusehen.
Die folgende Analyse zeigt, wie die Phasenabweichung a bestimmt werden kann.
Betrachtet wird das Innenprodukt bzw. Skalarprodukt L von I(t) und Q(t). Dieses kann durch folgenden Ausdruck wiedergegeben werden:
L = Z + X
Der Wert von T wird auf der Grundlage der erforderlichen Störanfälligkeit ausgewählt.
Im allgemeinen ist X nicht gleich Null. Jedoch kann unter bestimmten Bedingungen X << Z werden, d. h.:
Zwei Beispiele, bei denen diese Bedingung erfüllt ist, sind die folgenden:

1. Bei der Ton-FM-Modulation (ein Audioton, der frequenzmoduliert ist, beispielsweise ein 100 Hz PL-Ton, der mit einer 500 Hz Abweichung FM moduliert ist) und mit γ = 0 erhält man X << Z. I ist dann orthogonal zu Q (L ≈ Z).
2. Bei Ton-FM-Modulation und großen Modulationsindizes, erhalten wir X << Z (L ≈ Z). Dies ist für beliebige γ gültig, allerdings nicht für jeden Lokaloszillatorfrequenzfehler. Falls der Lokaloszillator (LO) einen Freqenzfehler aufweist, welcher 0, f_m/2, f_m, 3f_m/2 usw. ist, dann wird X nicht Null. Falls jedoch ein derartiger Frequenzfehler erfasst werden kann, kann die LO-Frequenz zum Beheben des Problems angepasst werden, wie später beschrieben.

Wenn also die Bedingungen für X = 0 erfüllt sind, wie bei diesen beiden Beispielen, erhalten wir:
Für jeden beliebigen Wert von ϕ(t) ist der Ausdruck
auf 1 begrenzt. So beispielsweise für α = 0 und L = 0.
2 stellt die Beziehung zwischen L und α dar. Ein Kurve C1, welches ein Graph von L (Einheit V²) aufgetragen gegenüber dem Phasenwinkel (α) PH2 in Grad ist, wird in 2 gezeigt. Wie aus 2 ersichtlich erreicht die Kurve C1 ihren Tiefpunkt, wenn PH2 einen minimalen Wert von PH2_opt erreicht. Dies korrespondiert mit einem minimalen Wert von L, welcher L(PH2_opt) ist.
Bei den zwei zuvor erwähnten Beispielen wissen wir somit, dass, falls L ein Minimum besitzt, auch der Abweichungsphasenwinkel α ein Minimum aufweist. Unter Verwendung dieser Beispiele wird daher versucht L durch ein adaptives Abtast- und Anpassverfahren zu minimieren. Adaptive Anordnungen, die unter Verwendung dieser Beispiele zum Auffinden eines Minimalwerts von L die Erfindung verkörpern, werden in den folgenden Beispielen 1 und 2 beschrieben.
Beispiel 1
Eine Schaltung 200 für die Verwendung in diesem Beispiel ist in 3 gezeigt. Bei 3 besitzen Komponenten mit dem gleichen Bezugszeichen wie in 1 die gleiche Funktion. Das Ausgangssignal I(t), das den Tiefpassfilter (LPF) 115 durchläuft, wird durch eine Verbindung 201 abgetastet und das Ausgangssignal Q(t), das den Tiefpassfilter (LPF) 117 durchlaufen hat, wird durch eine Verbindung 203 abgetastet. Die jeweiligen abgetasteten Signale werden als jeweilige Eingangssignale an einem Prozessor 205 vorgesehen, welcher die jeweiligen Eingänge quadriert und einen Wert eines Faktors A abschätzt, welcher eine geschätzte Amplitudenabweichung ist. Dies wird dann als
Ein Ausgangssignal von dem Prozessor 205 ist ein Amplitudenabweichungskorrektursignal, das einen Wert von 1/A darstellt. Dieses Korrektursignal wird über eine Verbindung 202 an einem Amplitudenmodifizierer 207 geführt, welcher die Amplitude von Q(t) durch einen Faktor von 1/A modifiziert, um das erfasste Amplitudenungleichgewicht bzw. die erfasste Amplitudenabweichung A zu beseitigen.
Das Ausgangssignal, das den Tiefpassfilter (LPF) 115 durchlaufen hat und den Anteil I(t) darstellt, wird durch eine Verbindung 210 abgetastet, die einen ersten Zweig 223 aufweist, der mit einem DC-Abschätzer (DC estimator) 225 verbunden ist, welcher einen DC-Wert abschätzt. Das Ausgangssignal Q(t), das den Tiefpassfilter (LPF) 117 durchlaufen hat, wird durch eine Verbindung 208 abgetastet, die einen Zweig 217 aufweist, der mit einem DC-Abschätzer 219 verbunden ist, welcher einen DC-Wert des Signals Q(t) abschätzt. Mit ”DC-Wert” ist je nachdem ein Wert von I(f) oder Q(f) gemeint, wenn f = 0 ist, wobei I(f) die fouriertransformierte des Signals I(t) ist und Q(f) die fouriertransformierte des Signals Q(t) ist. Ausgangssignale von den DC-Abschätzern 219 und 225 werden zu einem Beliebig-Phasen-Schätzer (arbitrary Phase estimator) 221 geführt, welcher die zwei Signale verwendet, um den beliebigen Phasenwinkel γ in einer später beschriebenen Art und Weise abzuschätzen. Ein Ausgangssignal des Beliebig-Phasen-Schätzers 221, das den beliebigen Phasenwinkel γ darstellt, wird über eine Verbindung 227 an den Prozessoren 211 und 215 in der weiter unten beschriebenen Art und Weise vorgesehen. Die Verbindung 210 ist ebenso direkt mit dem Prozessor 215 verbunden. Die Verbindung 209 ist mit einem Phasenschieber PH2 209 verbunden, welcher wiederum mit dem Prozessor 211 verbunden ist. Die Prozessoren 211, 215 berechnen eine Funktion
wobei i der Index von γ ist. Für jeden Wert α_i von α berechnet der Prozessor 221 γ_i. Die Prozessoren 211 und 215 verschieben die Phase von Q(t) und I(t) um γ_i für jeden Wert α_i. Die Ausgangssignale von den Prozessoren 211 und 215 werden durch einen Mischer 213 multipliziert, was ein Ausgangssignal liefert, welches einen weiteren Prozessor 212 zugeführt wird, welcher einen Parameter ”L” für jedes α_i gerechnet. Ein Ausgangssignal von dem Prozessor 212 stellt den zuvor erwähnten Parameter L dar und wird einer Speicher- und Verarbeitungseinheit zugeführt, welche den Wert von L entsprechend aufzeichnet.
Ein Phasenverschiebungssteuersignal wird aus der Speicher- und Verarbeitungseinheit 214 dem Phasenschieber PH2 über eine Verbindung 216 zugeführt. Das Phasenverschiebungssteuersignal dient zum Anlegen einer Phasenverschiebung, welche einen Phasenverschiebungswinkel aufweist, der in 0,2°-Schritten von –5° bis +5° in einem einzigen Durchlauf (sweep) (oder mehreren Durchläufen, in welchen die Schritte von einem Durchlauf zu dem nächsten immer kleiner werden) variiert, an den Phasenschieber PH2. Für jeden zugeführten Phasenverschiebungswinkelwert wird der entsprechende Wert von L, der durch den Prozessor 212 erzeugt worden ist, bei der Einheit 214 überwacht und der Wert des Phasenverschiebungswinkels, der den minimalen Wert von L angibt, wird aufgezeichnet. Dies entspricht dem zuvor erwähnten minimalen Wert von α. Ein Phasenverschiebungssteuersignal, das mit einem gleichen und entgegengesetzten Wert dieses gerechneten Phasenwinkels korrespondiert, wird aus der Einheit 214 über eine Verbindung 229 an den Phasenschieber PH1 231 angelegt. Ein Signal, das mit dem Quadraturanteil Q(t) korrespondiert, wird aus dem Tiefpassfilter 117 über eine Verbindung 226 an den Phasenverschieber PH1 231 angelegt. Der Phasenverschieber PH1 231 wendet daher eine Phasenwinkelanpassung an, welche den erfassten Phasenabweichungswinktel α kompensiert. Ein Ausgangssignal von dem Phasenschieber PHI 231, das einen phasenangepassten Wert von Q(t) entspricht, wird einem Prozessor 218 zugeführt. Ein Signal, das dem Inphasenanteil I(t) entspricht wird ebenso einem Eingang des Prozessors 218 über eine Verbindung 224 zugeführt. Der Prozessor 218 berechnet einen Wert des Quotienten Q(t)/I(t) aus dessen jeweiligen Eingänge und führt ein Signal, das das Ergebnis darstellt, einem Prozessor 230 zu. Der Prozessor 230 berechnet den Wert des Arctangens (arctg) des Eingangssignals von dem Prozessor 218. Ein Ausgangssignal von dem Prozessor 230 wird einem weiteren Prozessor 232 zugeführt, welcher das Differenzial bezüglich der Zeit des Eingangssignals berechnet. Schließlich wird ein Ausgangssignal von dem Prozessor 232 einem Audioausgang zugeführt. Der Audioausgang 233 enthält einen Übertrager, wie beispielsweise einen Lautsprecher, welcher einen elektronischen Signalausgang von dem Prozessor 232 in ein Audiosignal, beispielsweise Sprachinformation, wandelt.
Das Folgende ist eine mathematische Analyse, die ferner dem Betrieb der Schaltung 200, die in 3 gezeigt ist, erläutert und darstellt.
(i) Abschätzung des beliebigen Phasenwinkels γ
Es wird der DC-Wert der I- und Q-Anteile untersucht:
wobei J₀(.) die Bessel-Funktion erster Art der nullten Ordnung ist.
Angenommen man will den beliebigen Winkel γ mit einer Genauigkeit von ±α abschätzen, so kann man den folgenden Ausdrücke annähern:
Unter Verwendung der beiden letzten Gleichungen kann γ durch folgende Berechnung abgeschätzt werden:
Dies wird durch den Beliebig-Phasenschätzer 221 in 1 ausgeführt.
(ii) Anwendung einer Beliebig-Phasenwinkelkorrektur:
Für jedes α_i das von dem Phasenschieber PH2 geliefert wird, wird ein entsprechendes γ_i berechnet.
Daher wird für jedes α_i die folgende Korrektur durchgeführt:
wobei die Berechnung von
die Funktion bzw. Aufgabe der Prozessoren 211 und 215 ist.
Die Phasenverschiebung, die durch den Phasenverschieber PH2 eingeführt wird (und ebenso durch den Phasenschieber PH 1) wird tatsächlich in Übereinstimmung mit der folgenden mathematischen Analyse umgesetzt: Icorr = Iincos(αi) – Qinsin(αi) Qcorr = Qin somit Icorr + jQcorr = {[Iincos(αi) – Qinsin(αi)] + jQ}wobei I_in und Q_in Eingänge von PH2 sind.
I_corr und Q_corr sind Ausgänge von PH2. Der Einfachheit halber sind in der Zeichnung (3) PH2 (und PH1) in dem Q-Pfad gezeigt, die tatsächliche Implementierung verwendet jedoch den obigen letzten Satz an Gleichungen.
Für L = minimal erhalten wir: α ^ = αi(L = min) γ ^ = γi(L = min)
Für die obigen Werte sind α und γ, I und Q orthogonal. Angenommen wird, dass ein Signalisierungston (HF-Trägersignal) mit der Frequenz FN frequenzmoduliert in Übereinstimmung mit dem Industriestandard TIA 603 ist. Dies ist ein Industriestandard, der durch TIA veröffentlicht wird und den Titel ”Land Mobile FM OR PM Communications Equipment and Performance Standards” hat, welcher die folgenden Spezifikationen enthält: ”Das CDSS (”Continuous Digital Controlled Squelch System”) soll ein System definieren, bei dem die Funkempfänger mit auf Ton oder Daten ansprechende Geräte ausgestattet sind, die es Audiosignalen ermöglichen, an dem Empfängeraudioausgang zu erscheinen, Sprachverarbeitung auszuwählen, wie etwa Verschlüsselung, zwischen Sprache oder Daten auszuwählen, oder Anrufbeantwortersteuerungsfunktionen ansteuern und zwar lediglich dann, wenn ein Träger, der mit einem bestimmten Ton oder Datenmuster moduliert ist, empfangen wird. Das Ton- oder Datenmuster muss für einen kontinuierlichen Audioausgang kontinuierlich vorhanden sein. Der Sender, der den Träger emittiert, soll mit einem ununterbrochenen Ton wie in einem CTCSS-System (”Continuous Tone Controlled Squelch System”) moduliert sein, dessen Frequenz die gleiche ist, wie der Ton, der zum Betrieb des auf Ton ansprechenden CTCSS-Geräts beim Empfängerausgang. Bei dem CDCSS-System soll der Sender, der den Träger emittiert, in ähnlicher Art und Weise mit einem kontinuierlichen NRZ FSK Datenstrom, der das Korrekturmuster aufweist, zum Betreiben des datensensitiven Detektors am Empfängerausgang, moduliert sein. Der Zweck des definierten Systems ist es die Störung des Hörens von Nachrichten zu minimieren, die an andere gerichtet sind, die die gleiche Trägerfrequenz oder den gleichen Kanal teilen. Durch Verwendung von bestimmten Ton- oder Datenströmen kann jeder Benutzer seinen Träger codieren, um den Empfang von Audiosignalen durch jegliche uncodierte oder unterschiedlich codierten Träger zu verhindern.”
CTCSS/CDCSS ist daher Sub-Audiosignalisierung unter Verwendung des obigen TIA-Protokolls.
Der CDCSS-Abschaltcode ist die Wellenform, die notwendig ist, den Audioausgang des Empfängers vor der HF-Trägerentfernung zu deaktivieren. Dies dient als Rauschunterdrückungsabschnitt (squelch tail) oder als eine Rauschbeseitigungsvorrichtung (noise eliminator). Um dies zu erreichen, muss der CDCSS-Encoder einen Ton mit 134.4 Hz +/– 0,5 Hz für 150 bis 200 Millisekunden senden. Ebenso ist ein PL/DPL-Ton (PL = Private Line, DPL = Digital Private Line) möglich. PL/DPL und Sub-Audio signalisieren das Öffnen bzw. Beginnen der Empfängerunterdrückung. PL/DLP werden parallel parallel zu der Stimme gesendet.”
Wir bzw. man können diese Spezifikation durch Anwenden von adaptiven Korrekturen, die während Perioden notwendig sind, bei denen keine Stimmaktivität vorhanden ist, erfüllen, obgleich in der Praxis festgestellt wurde, dass unser Phasenanpassalgorithmus auch beim Vorhandensein von Stimme im Audiosignal gut funktioniert.
Für den I-Kanal:
Für den CDCSS-Audioabschaltcode lautet der Modulationsindex: βCDCSS_Audio_turn_offf = 500 Hz134.4 Hz = 3.72
Die Bessel-Funktion ist dabei J_o(β_{CDCSS_Audio_turn_offf}) = J_o(3.72) = –0.4
Somit lautet für diesen Fall der CDCSS-Audioabschaltcode
Für den Q-Kanal:
Damit ergibt sich für den CDCSS-Audioabschaltcode
Wie zuvor beschrieben,
Der erste Teil von L ist Null aufgrund des Integrals von orthogonalen Funktionen. Somit:
Wiederum ergibt sich aufgrund des Integrals, dass auf orthogonale Funktion angewendet wird:
Jedoch ist
Somit erhält man:
Aus der letzten Gleichung ist ersichtlich, dass für α = 0 L = 0 ist. L = 0 kann in diesem Beispiel vereinfacht werden zu X = 0. Die Bestimmung, wann X = 0 wird oder genauer gesagt wann X ein Minimum aufweist, wird durch die Einheit 214 in der unter Bezugnahme auf 3 beschriebenen Art und Weise durch Anwenden eines Durchlaufens (sweep) Phasenanpasschritten über den Phasenverschieber PH2 und Aufzeichnen in der Einheit 214, wenn der Ausgang des Prozesses 212 einen Minimalwert ausgibt, durchgeführt.
(iii) Demodulation zum Erzeugen eines Audioausgangssignals
Ein Audioausgangssignal kann unter Verwendung der folgenden Beziehung erstellt werden. audio = ddt [arctan{Q(t)I(t) }] = ddt [arctan{Asin(ϕ(t) + a)cos(ϕ(t)) }]
Die Berechnung des letzten Ausdrucks wird durch die Prozessoren 218, 230 und 233 in der Schaltung 200, wie zuvor beschrieben, ausgeführt.
Beispiel 2
Eine Schaltung für die Verwendung in diesem Beispiel wird in 4 gezeigt. Bei diesem Beispiel wird eine Ton-FM-Modulation mit großem Modulationsindizes verwendet, um L = X vorzugeben, wie zuvor erwähnt. Komponenten in 4 mit den gleichen Bezugszeichen wie Komponenten in 1 oder 3 besitzen die gleiche Funktion wie diese Komponenten und werden nicht nochmal beschrieben. Bei 4 ist eine Verbindung 305 von dem Phasenschieber PH2 209 direkt mit dem Mischer 213 verbunden und eine Verbindung 327 von dem Ausgang des Tiefpassfilters 115 ist direkt mit dem Mischer 213 verbunden. Die Berechnung von L durch den Prozessor 212 – um den Minimalwert von L durch Durchlaufen der Werte der Phasenanpassung, die auf den Phasenschieber PH2 209 angewendet werden – enthält dabei keine Korrektur für den belie bigen Phasenwinkel γ, wie in der Schaltung 200 der 3. Dies liegt daran, da L = Z für jegliches γ in diesem Beispiel 2 wahr ist, jedoch nicht falls es irgendeinem Frequenzoffset (Fehler) zwischen der Trägerfrequenz des ankommenden Empfangssignals x(t) und der Frequenz des Lokaloszillators (LO) vorhanden ist. Falls der LO-Frequenzoffset sich in der Reihe 0, f_m/2, f_m, 3f_m/2 ... Hz ist, dann wird X nicht Null. Mit anderen Worten, die Berechnung von L für die Phasenanpassung funktioniert nicht richtig (liefert ein unrichtiges Ergebnis), falls es einen problematischen Frequenzoffset gibt. Die problematischen Frequenzoffsets sind die zuvor erwähnten diskreten Werte. Die Bandbreite (Breite eines Spitzenwerts (peak) innerhalb der Reihe) eines problematischen Frequenzoffsets beträgt ungefähr
und hängt von der Integrationszeit ab. Beispielsweise beträgt der problematische Frequenzbereich (Bandbreite)
für eine Integrationszeit von 150 Millisekunden. Für eine Integrationszeit von 1000 Millisekunden beträgt der problematische Frequenzbereich
(Es gibt keine optimale Integrationszeit. Je länger man darüber integriert, desto kleiner wird die Problembandbreite.) Die Schaltung 300 erfasst und passt irgendeinen problematischen LO-Frequenzoffset wie folgt an.
Der Quadraturanteil Q(t), der durch die Verbindung 208 abgetastet wird, wird weiter durch die Verbindung 322 abgetastet (d. h. erfasst), welche zu einem Frequenzfehlerdetektor 320 führt. In ähnlicher Weise wird der Inphasenanteil I(t) durch die Verbindung 327 abgetastet bzw. erfasst, welche zu dem Detektor 320 führt. Der Detektor erfasst, ob ein Frequenzfehler aus der Reihe 0, f_m/2, f_m, 3f_m/2 vorhanden ist.
5 stellt ein Ausgang bzw. ein Ausgangssignal des Detektors 320 als eine Funktion eines Frequenzfehlers oder -offsets Δf(Hz) dar. Ein Fehler wird erfasst, wenn der Ausgang über einen Schwellwert THR liegt. Falls ein solcher Fehler erfasst wird, wird ein Korrektursignal erzeugt und über eine Verbindung 312 an den Lokaloszillator 111 angelegt, um die Referenzfrequenz, die durch den Lokaloszillator 111 erzeugt wird, anzupassen, und so den Fehler derart zu kompensieren, dass die Lokaloszillator frequenz keine problematische Frequenz ist, beispielsweise durch Verschieben der Lokaloszillatorfrequenz um 20 Hz.
Der Betrieb des Lokalfrequenzdetektors wird in Übereinstimmung mit der folgenden Analyse durchgeführt.
Falls ein Frequenzoffset f_e = k· fm / 2 beträgt, wobei k eine Ganzzahl ist, stellt der Algorithmus die Erfassung ein.
Der Detektor 320 führt die folgende Korrelation aus
wobei IIdeal = cos(2·π·0,5·fm·t + 2·π·β·∫∞m(τ)·dt) QIdeal = sin(2·π·0,5·fm·t + 2·π·β·∫∞m(τ)·dt)m(τ) Werte (samples) des erwarteten PL- oder Endtons sind.
I_Ideal und Q_Ideal werden in einem mit dem Empfänger assoziierten Speicher gespeichert.
Die folgende mathematische Analyse beschreibt das Verfahren dieses Beispiels 2:
Aus der vorhergehenden Beschreibung wissen wir: I(t) ≈ cos(ϕ(t) – γ) Q(t) ≈ sin(ϕ(t) – α – γ)wobei
wobei
ein Modulationsindex ist.
Ebenso ist aus der vorherigen Beschreibung ersichtlich:
Für große Modulationsindizes I, wie in diesem Beispiel 2, ist die I-Pfadleistung gleich der Q-Pfadleistung: (Die Pfadleistung von I ist
Die Pfadleistung für Q ist
Somit L / P = Asin(α) und α = arcsin( L / P)
Jedoch ist die Berechnung der Phasenabweichung α unter Verwendung einer Arcussinusfunktion problematisch (liefert ungenaue Ergebnisse) in einem Umfeld, bei welchem das empfangene ankommende Signal abklingt (faded) aufgrund der diskreten Lokaloszillatorfrequenzfehler, wie in 5 dargestellt. Daher wird die Lokaloszillatorfrequenz, wie zuvor beschrieben, angepasst, falls notwendig.
Die Genauigkeit des Verfahrens, das unter Bezugnahme auf 4 (Algorithmusverfolgungsvermögen) beschrieben worden ist, das in 2 verwendet wird, wurde für ein Nutzsignalverhältnis von 50 dB, einer Tondauer von 150 ms und einer Signalabtastrate der Frequenz Fs von 48 KHz als ein PL synthetisiertes Signal bestimmt. 6 und 7 zeigen die erzielten Ergebnisse. In 6 stellt die Kurve C1 eine simulierte empfangene Phasenwinkelabweichung dar und die Kurve C2 eine berechnete Phasenwinkelabweichung unter Verwendung der Abschätzung des Minimalwerts von L unter Verwendung des Phasenschiebers PH2 209 und der Prozessoren 212 und 214 dar. Wie in 6 dargestellt, folgt die Phasenabweichung (in Grad), die durch den Anpassungsalgorithmus berechnet worden ist, relativ genau der tatsächlichen Phasenabweichung. Bei 7 stellt die Kurve C3 eine simulierte empfangene Amplitudenabweichung dar und die Kurve C4 eine berechnete Amplitudenabweichung unter Verwendung des Prozessors 205 dar. Wie in 7 dargestellt folgt die Amplitudenabweichung (in Prozent), die durch den Anpassungsalgorithmus berechnet worden ist, relativ genau der tatsächlichen Amplitudenabweichung.
In den 6 und 7 ist die ”Slot-Nummer”, die auf der horizontalen Achse gemessen worden ist, jede Integrationsperiode des Algorithmus. Somit stellt ein Slot bzw. Schlitz von 150 ms beispielsweise eine Integrationsperiode von 150 ms dar. Somit läuft in 6 und 7 der Algorithmus für jeden Fall für 150 ms ab und berechnet die erforderliche Phasen-(6) oder Amplituden-(7)Anpassung (für Schlitz 1). Anschließend läuft er für weitere 150 ms und berechnet die Anpassung (für Schlitz 2) usw.
Bei den Schaltungen 200 und 300, die zuvor in Zusammenhang mit 3 und 4 beschrieben worden sind, sind verschiedene Prozessoren beschrieben. Diese können separate Verarbeitungsvorrichtungen sein, obgleich zwei oder mehrere dieser Prozessoren zu einer einzigen Verarbeitungsvorrichtung kombiniert werden können. Vorzugsweise weist jede Verarbeitungsvorrichtung einen digitalen Signalprozessor auf, der in einer allgemein bekannten Art und Weise programmiert und betrieben wird, um die erforderliche Signalverarbeitung oder Berechnungsfunktionen auszuführen.
Zusammenfassend kann gesagt werden, dass die Erfindung ein verbessertes Verfahren und eine verbesserte Vorrichtung für eine adaptive Quadraturabweichungskompensation bei einem Direct-Conversion-Empfänger vorsieht.
Wenn die Erfindung als ein Funk- bzw. Radioempfänger verwendet wird, kann ein Speicher des Radios im Anschluss an die Herstellung programmiert werden, um eine Tabelle mit anfänglichen Abweichungswerten gegenüber einer Hochfrequenz zu speichern. Während des Betriebs des Radius verändern sich die Abweichungswerte mit der Zeit. Daher kann eine aktualisierte Abweichungsformation in Gebrauch, wie zuvor bei den obigen Beispielen beschrieben, gesammelt werden und zum Vorsehen einer geeigneten Kompensation verwendet werden, um eine geeignete Qualität des Audioausgangssignals aufrecht zu erhalten. Die aktualisierte Abweichungsinformation kann ebenso im Speicher des Radios gespeichert werden, um die ursprünglich gespeicherte Information zu ersetzen.
Im Gegensatz zum Stand der Technik ermöglichen es die Verfahren, die für die Beispiele 1 und 2 unter Bezugnahme auf die 3 und 4 beschrieben worden sind, die in Betrieb unter Bedingungen, bei welchen das empfangene Nutzsignalverhältnis (Signal-zu-Rauschen-Verhältnis) niedrig ist und/oder ein Rayleigh(Mehrpfad)-Fading auftritt.
Die Empfängerschaltung 200 oder 300 kann in einer herkömmlichen mobilen Station, die eine direkte Umsetzung (direct conversion) für FM-drahtlose Kommunikation verwendet, verwendet werden.
Zusammenfassung
Empfänger zur Verwendung bei der drahtlosen Kommunikation und Verfahren sowie Endgerät, die diesen verwenden
Ein drahtloser Empfänger (200) zum Empfangen und Demodulieren eines frequenznmodulierten HF-Signals mittels einem direkten Umsetzungsverfahrens (direct conversion procedure), aufweisend einen Eingangssignalpfad (101), einen Lokaloszillator (111), einen ersten Mischer (107) zum Mischen eines Referenzausgangssignals von dem Lokaloszillator mit einem empfangenen Eingangssignal zum Erzeugen eines Inphasen-Anteils, einem Quadraturphasenschieber (113), der mit dem Eingangssignalpfad eines zweiten Mischers (109) zum Mischen eines Ausgangssignals von dem Phasenschieber mit dem empfangenen Eingangssignal zum Erzeugen eines Quadratur-Anteils verbunden ist; und Mittel (218) zum Erzeugen eines demodulierten Informationsausgangssignals durch Erzeugen einer Verbindungsfunktio der Inphasen- und Quadratur-Anteile; und gekennzeichnet durch Mittel (214) zum periodischen Erfassen eines Fehlers in der relativen Phasendifferenz zwischen dem Inphasen- und Quadratur-Anteilen und zum Anwenden (217) einer relativen Anpassung der Phasendifferenz, um den erfassten Fehler zu kompensieren.

Claims

Drahtloser Empfänger zum Empfangen und Demodulieren eines frequenzmodulierten HF-Signals durch ein direktes Umsetzungsverfahren (direct conversion procedure), wobei der drahtlose Empfänger aufweist: einen Eingangssignalpfad zum Liefern eines empfangenen HF-Eingangssignals (x(t)), einen Lokaloszillator (111), der mit dem Eingangssignalpfad eines ersten Mischers (107) zum Mischen des Referenzausgangssignals von dem Lokaloszillator (111) mit dem empfangenen Eingangssignal (x(t)), um einen Inphasen-Anteil (I(t)) des empfangenen Eingangssignals (x(t)) zu erzeugen, einen Quadraturphasenschieber (113) zum Anwenden einer Quadratur-Phasenverschiebung auf das Referenzausgangssignal von dem Lokaloszillator (111), wobei der Phasenschieber (113) mit dem Eingangssignalpfad eines zweiten Mischers (109) zum Mischen eines Ausgangssignals von dem Phasenschieber (113) mit dem empfangenen Eingangssignal x(t) verbunden ist, um einen Quadratur-Anteil Q von P des empfangenen Eingangssignals X von P zu erzeugen; und Mittel (218) zum Erzeugen eines demodulierten Informationsausgangssignals durch Erzeugen einer Verbindungsfunktion der Inphase- und Quadratur-Anteile (I(t), Q(t)); gekennzeichnet durch Mittel (214) zum periodischen Erfassen eines Fehlers bei der relativen Phasendifferenz zwischen den Inphase- und Quadratur-Anteilen (I(t), Q(t)) und zum An wenden (217) einer relativen Anpassung der Phasendifferenz, um den erfassten Fehler zu kompensieren.
Empfänger gemäß Anspruch 1, wobei die Mittel (214) zum periodischen Erfassen eines Fehlers zum Bestimmen eines Innenprodukts L der Inphase- und Quadratur-Anteile (I(t), Q(t)) betreibbar sind, wobei das Innenprodukt L durch den Ausdruck
definiert ist, wobei I(t) der Inphasen-Anteil ist, Q(t) der Quadratur-Anteil ist, t die Zeit ist und T eine Integrationsperiode bzw. -intervall ist.
Empfänger gemäß Anspruch 2, wobei die Mittel (214) zum periodischen Erfassen eines Fehlers zum Bestimmen einer Abschätzung von L betreibbar sind, welche die Form
wobei A eine Amplitudenmessung ist, ϕ eine Tonfrequenzmodulation, a ein Fehler beim Phasenwinkel zwischen dem Inphasenanteil und dem Quadraturanteil eines empfangenen HF-Eingangssignals ist, γ ein beliebiger Phasenwinkel ist und t die Zeit ist.
Empfänger gemäß Anspruch 3, wobei die Mittel (214) zum periodischen Erfassen eines Fehlers zum Bestimmen des Innenprodukts L betreibbar sind, wenn zumindest a) ein beliebiger Phasenwinkel γ Null ist und/oder b) das empfangene HF-Eingangssignal mit einem großen Modulationsindex tonmoduliert ist und/oder c) ein Minimum ist.
Empfänger gemäß Anspruch 4, wobei die Mittel (214) zum periodischen Erfassen eines Fehlers zum Abtasten der Inphase- und Quadratur-Anteil und zum Anwenden einer variierenden relativen Phasenverschiebung zwischen dem abgetasteten Inphase- und Quadratur-Anteilen und zum Bestimmen, wann die relative variierende Phasenverschiebung einen minimalen Wert für das Innenprodukt L liefert betreibbar ist.
Empfänger gemäß Anspruch 5, wobei die Mittel (214) zum periodischen Erfassen eines Fehlers zum Anwenden einer relativen Phasenverschiebung zwischen dem abgetasteten Inphasen- und Quadratur-Anteilen, die in Schritten variiert, betreibbar ist.
Empfänger gemäß Anspruch 1, wobei die Mittel (218) zum Erzeugen eines demodulierten Informationsausgangssignals durch Erzeugen einer Verbindungsfunktion zum Berechnen einer Differenzialfunktion d / dt[arctan{ Q(t) / I(t)}] betreibbar ist, wobei I(t) der Inphasen-Anteil, Q(t) der Quadratur-Anteil und t die Zeit ist.
Empfänger gemäß Anspruch 1, der Mittel (214) zum periodischen Erfassen einer Abweichung bei der Amplituden zwischen dem Inphasen- und Quadratur-Anteil und zum Anwenden einer Anpassung der relativen Amplitude zum Kompensieren der erfassten Abweichung enthält.
Empfänger gemäß Anspruch 1, welcher Mittel (214) zum periodischen Erfassen einer Abweichung bei der Frequenz zwischen dem Referenzausgangssignal des Lokaloszillators (111) und des empfangenen Eingangssignals x(t) und zum Anwenden einer Anpassung der Frequenz des Referenzausgangssignals zum Kompensieren der erfassten Abweichung enthält.
Verfahren zum Empfangen und Demodulieren eines frequenzmodulierten HF-Signals mittels einem direkten Umsetzungsverfahren, um periodisch einen Fehler in der relativen Phasendifferenz zwischen dem Inphasen- und Quadratur-Anteilen eines empfangenen Eingangs-HF-Signals zu erfassen und zum Anwenden einer relativen Anpassung der Phasendifferenz zum Kompensieren des erfassten Fehlers.