DE19855292C1 - Digitales Funkkopfhöhrersystem - Google Patents

Abstract

Die Erfindung betrifft ein digitales Funkkopfhörersystem. DOLLAR A Um eine kostengünstige Vorrichtung sowie einen Empfänger mit geringem Stromverbrauch sowie geringem Platzbedarf zu ermöglichen, wird ein Geradeausempfänger vorgeschlagen, welcher ampitudengetastete Mikrowellensignale durch Detektion im Kleinsignalfall durch mindestens ein nichtlineares Element empfängt. DOLLAR A Um eine hohe Robustheit der Übertragung sicherzustellen, wird das Sendesignal im Sender durch Frequenzmodulation des Hochfrequenzträgers im Frequenzbereich gespeizt. Weiterhin wird die Verwendung mehrerer Antennen im Empfänger vorgeschlagen, wobei das Empfangssignal mindestens einer Antenne amplitudenmoduliert wird und die Antennensignale anschließend überlagert werden. Es wird empfohlen, ein Spreizsignal und ein Antennen-Modulationssignal mit gleicher Frequenz und 90 Grad gegenseitiger Phasenverschiebung zu benutzen.

Description

Die Erfindung betrifft ein Funkkopfhörersystem, welches Audiosignale digital von ei­ nem stationären Sender an einen portablen Funkkopfhörer überträgt. Bisher verfügbare drahtlose Systeme für Kopfhörer führen in der Regel eine analoge Audioübertragung mittels frequenzmodulierter Hochfrequenzwellen oder Infrarotlicht durch. Derartige Sy­ steme besitzen naturgemäß ein wahrnehmbares Grundrauschen, eine geringe Signaldy­ namik sowie einen relativ hohen Klirrfaktor.

In der DE-Patentschrift 43 28 252 C2 ist ein Verfahren beschrieben, welches eine Audioübertragung digital mit Hilfe von Infrarotlicht überträgt. Übertragungen mit Infra­ rotlicht sind naturgemäß auf eine Sichtverbindung beschränkt und sind zudem anfällig gegenüber starker Lichteinstrahlung, wie z. B. Sonneneinstrahlung. Weiterhin ist in der DE-Patentschrift vorgeschlagen, die Übertragung auch mit Hilfe eines mit den Audioda­ ten getakteten Hochfrequenzsignals durchzuführen. Übliche Hochfrequenzbänder im VHF und UHF-Band verfügen nicht über die Bandbreite, welche für die Übertragung der Audiodaten notwendig ist. Deshalb führt die Erfindung die Audioübertragung digital mit Hilfe von Mikrowellen durch. Es ist möglich, die Erfindung zusammen mit oben ge­ nannter DE-Patentschrift einzusetzen.

Es existieren bereits diverse Systeme zur drahtlosen Übertragung digitaler Daten mit Hilfe von Mikrowellen. Insbesondere wird gedacht an Wireless-LAN-Systeme. Weiter­ hin wird auf das DAB (Digital-Audio-Broadcast)-Verfahren verwiesen, welches Audio­ daten digital an portable Empfänger überträgt.

Die geplante Anwendung stellt besondere Anforderungen hinsichtlich Kosten der Vorrichtung sowie Platzbedarf und Stromverbrauch des Empfängers. Weiterhin muß eine kontinuierliche Übertragung sichergestellt sein, welche nicht durch Signaleinbrüche un­ terbrochen werden darf. Letztere treten insbesondere im Indoor-Bereich aufgrund von Mehrwegefading, d. h. der destruktiven Überlagerung mehrerer reflektierter Hochfre­ quenzkomponenten, auf und bereitet gerade im Mikrowellenbereich aufgrund der kurzen Wellenlänge und der starken Reflektion an Wänden und Hindernissen Probleme.

Für die Lösung des Problems des Mehrwegefadings existieren verschiedene bekannte Diversity-Verfahren. Eine bekannte Möglichkeit ist das Vorhandensein von mindestens zwei Antennen (Antennendiversity), von denen jeweils eine in Abhängigkeit von be­ stimmten Bewertungskriterien ausgewählt wird und somit ein Umschalten stattfindet. Andere Lösungen sehen die Verwendung von regelbaren Phasenschiebern für eine kon­ struktive Überlagerung der Signale vor oder eine schaltbare Dämpfung/Verstärkung je­ weils einer Antenne und Überlagerung der Signale, wobei eines der Signale somit die Dominanz erhält, wie z. B. in der DE-Offenlegungsschrift 43 10 256 A1 beschrieben.

Der Nachteil der Verfahren, welche eine Umschaltung durchführen, ist insbesondere die kurzzeitig sehr hohe Bitfehlerrate während der Umschaltung. Deshalb eignen sich diese Systeme zwar für datenpaketorientierte Dienste, nicht jedoch aber für kontinuierli­ che Datenströme wie Audiodaten. Ein weiterer Nachteil dieser Verfahren ist, daß meist erst bei Erreichen einer unteren Schwelle umgeschaltet wird und somit oft von einer An­ tenne empfangen wird, welche das schlechtere Signal liefert.

Bekannte Wireless-LAN-Systeme besitzen meist nicht die notwendige Robustheit für die kontinuierliche Datenübertragung. DAB-Empfänger hingegen sind sehr komplexe Systeme aufgrund der OFDM-Empfangstechnik und eignen sich aufgrund der hohen Ko­ sten, des hohen Platzbedarfs und Stromverbrauchs nicht für die gegebene Anwendung.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein System anzugeben, welches die Anforderungen geringer Kosten des Systems, geringen Platzbedarfs und Stromver­ brauchs des Empfängers sowie hoher Empfangsrobustheit erfüllt. Diese Aufgabe wird durch den Gegenstand des Patentanspruchs 1 gelöst.

Im folgenden wird die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele unter Zuhil­ fenahme der beiliegenden Zeichnungen weiter erläutert. Es zeigen:

Fig. 1: eine Übersicht des Senders,

Fig. 2: eine Übersicht des Empfängers,

Fig. 3: ein Ausführungsbeispiel der Hochfrequenz-Sendekomponente,

Fig. 4: ein typisches Spektrum des Hochfrequenz-Sendesignals,

Fig. 5: ein erstes Ausführungsbeispiel der Hochfrequenz-Empfangskomponente,

Fig. 6: ein zweites Ausführungsbeispiel der Hochfrequenz-Empfangskomponente.

Fig. 1 zeigt eine Übersicht des Senders. Vom Audiointerface 10 werden die digitalen Audiodaten 13 gewonnen. Sofern Signale analoger Quellen übertragen werden sollen, so enthält das Audiointerface eine Analog-Digital-Wandlerschaltung, welche das analoge Eingangssignal abtastet und entsprechende digitale Daten zur Verfügung stellt. Sollen Signale digitaler Quellen wie beispielsweise von CD-Spielern oder DAT-Rekordern übertragen werden, so enthält das Audiointerface entsprechende Komponenten zum An­ schluß dieser Quellen. Weiterhin ist ein Audiointerface möglich, welches sowohl analoge als auch digitale Quellen verarbeitet. In diesem Fall kann ein Umschalter vorgesehen werden, womit einer der Eingänge auswählt werden kann.

Die vom Audiointerface bereitgestellten digitalen Audiodaten 13 gelangen an eine Kanalcodierungseinheit 11, welche die digitalen Audiodaten für die Übertragung über einen seriellen Kanal formatiert.

In der Hochfrequenz-Sendekomponente 12 wird ein Hochfrequenzträger erzeugt und mit den von der Kanalcodierungseinheit 11 bereitgestellten seriellen digitalen Daten 14 moduliert, verstärkt und gesendet.

In Fig. 2 ist eine Übersicht des Empfängers angegeben. Das Hochfrequenzsignal wird von der Hochfrequenz-Empfangskomponente 20 empfangen. Am Ausgang der Hochfre­ quenz-Empfangskomponente stehen die rückgewonnenden seriellen digitalen Daten 14 zur Verfügung. Aus diesen werden von der Kanaldecodierungseinheit 21 die ursprüngli­ chen digitalen Audiodaten 13 gewonnen, aus welchen durch die Analogkomponente 22 durch Digital-Analog-Wandlung und Verstärkung das analoge Audiosignal 24 generiert wird. Dieses gelangt schließlich an die Hörmuscheln 23 des Kopfhörers.

Durch die Konzipierung des Empfängers als Geradeausempfänger werden Kosten und Stromverbrauch verbunden mit der Erzeugung eines Lokaloszillatorsignals sowie Mi­ schung des Empfangssignals sowie Filterung und Verstärkung des Zwischenfrequenzsi­ gnals eingespart. Weiterhin kann durch das Fehlen eines Lokaloszillators auf eine auf­ wendige Hochfrequenzabschirmung verzichtet werden, um die meist strengen örtlichen Vorschriften bezüglich der maximalen Hochfrequenzabstrahlung durch den Empfänger zu erfüllen. Zur Erläuterung der Funktionsweise von Geradeausempfängern sei verwie­ sen auf "Meinke, Gundlach: Taschenbuch der Hochfrequenztechnik, Springer 1992, Sei­ ten Q4f.".

Für die Erzielung einer hohen Robustheit der Übertragung gegenüber Mehrwegefa­ ding wird eine Ausführung der Hochfrequenz-Sendekomponente gemäß Fig. 3 vorge­ schlagen. Vom VCO/Frequenzmodulator 30 wird ein Hochfrequenzträger erzeugt und mit einem periodischen Spreizsignal 35 frequenzmoduliert. Dieser frequenzmodulierte Träger 36 wird anschließend durch den Amplitudenmodulator 31 mit den seriellen digi­ talen Daten 14 amplitudenmoduliert, vom Antennenverstärker 32 verstärkt, vom Tiefpaß 33 gefiltert und von der Antenne 34 abgestrahlt. Die Frequenz f_S des Spreizsignals 35 ist mindestens so hoch wie die Bitrate der seriellen digitalen Daten 14.

Durch die Frequenzmodulation mit dem Spreizsignal 35 erfolgt eine Spreizung des Trägers im Frequenzbereich. Fig. 4 zeigt ein typisches Spektrum des Hochfrequenz- Sendesignals.

Durch Mehrwegefading werden Signaleinbrüche (Notches) verursacht, welche schmalbandige Signale beträchtlich stören können. Durch die Breitbandigkeit des Signals ist eine vollständige Signalunterdrückung unwahrscheinlich.

In der US-Patentschrift 4,363,132 ist ein Verfahren zur Erzeugung von Hochfre­ quenzkomponenten durch Frequenzmodulation des Trägersignals beschrieben. Der dorti­ ge Grundgedanke ist, einige wenige Hochfrequenzkomponenten zu erzeugen, welche sich in einem möglichst hohen Abstand voneinander befinden, um eine gewisse Diversi­ ty-Ordnung (z. B. 3 oder 5) zu erreichen, wobei dann eine dieser Hochfrequenzkompo­ nenten empfangsseitig durch einen Entscheider ausgewählt wird. Es handelt sich dort ferner um ein phasenmoduliertes Signal. Eine weitere Möglichkeit zur Erzeugung einiger weniger Hochfrequenzkomponenten ist in der PCT-Offenlegungsschrift WO 99/18676 A1 beschrieben, welche im Empfänger detektiert werden. Im Gegensatz dazu ist der Grundgedanke in der vorliegenden Erfindung, die gesamte Sendebandbreite auszunutzen und für eine maximale Robustheit einen möglichst hohen Frequenzhub zu erzielen. Wird im Gegensatz zur US-Patentschrift im Sender aus Kostengründen auf ein Bandpaßfilter verzichtet, so kann rechnerisch gezeigt werden, daß der maximal mögliche Frequenzhub unter der Bedingung, daß außerhalb eines bestimmten Frequenzbandes eine maximale Abstrahlleistung nicht überschritten werden darf, umso größer ist, je kleiner die Frequenz des Spreizsignals gewählt wird.

Im folgenden soll die Wirkungsweise des Verfahrens anschaulich im Zeitbereich be­ schrieben werden.

Es sei angenommen, daß als Spreizsignal ein harmonisches Signal verwendet wird. Im Zeitbereich bewegt sich der Träger f_T(t) periodisch innerhalb des durch den Frequenzhub Δ_F bestimmten Frequenzbereichs, dem Sendebereich, wobei die Frequenz wie üblich bei Frequenzmodulation mit einem harmonischen Signal durch Gleichung 1 ausgedrückt werden kann. Dabei entspricht Δ_P dem Phasenhub.

f_T(t) = f_M + Δ_F.cos(2πf_S.t) = f_M + Δ_P.f_S.cos(2πf_S.t) (1)

Das Hochfrequenz-Sendesignal entspricht somit Gleichung 2, wobei k den Modulations­ grad und b(t) die seriellen digitalen Daten, d. h. das Basisbandsignal, beschreibt.

s(t) = [1 + k.b(t)]cos(2π(f_M + Δ_F.cos(2πf_S.t))t) (2)

Tritt keine Störung durch Mehrwegefading auf, so erhält man als Detektionssignal im Empfänger das ursprüngliche Basisbandsignal.

Nun sei angenommen, daß innerhalb eines bestimmten Frequenzbereiches, dem Fa­ dingbereich, innerhalb des Sendebereiches ein Einbruch des Signals stattfindet. Bei Durchlauf dieses Bereiches durch den Träger bricht die Empfangsfeldstärke beim Emp­ fänger ein. Liegt dieser Fadingbereich an einem der Ränder des Sendebereiches, d. h. bei f_M - Δ_F oder bei f_M + Δ_F, so erfährt das Empfangssignal und somit auch das Detektions­ signal einmal pro Periode des Spreizsignals einen Einbruch. Liegt der Fadingbereich in­ nerhalb des Sendebereiches, so bricht das Empfangssignal zweimal pro Periode des Spreizsignals ein.

Sofern sich innerhalb des Sendebereiches mehr als ein Fadingbereich befindet, so bricht das Empfangssignal mindestens zweimal pro Periode des Spreizsignals ein.

Durch den Einbruch des Empfangssignals durch Mehrwegefading wird das Detek­ tionssignal d(t) gemäß Gleichung 3 effektiv mit einem Störsignal e(t) amplitudenmodu­ liert.

d(t) = (1 + e(t)).b(t) = b(t) + e(t).b(t) (3)

Der Störsignalanteil e(t).b(t) enthält aufgrund obiger Ausführungen keine Kompo­ nenten, deren Frequenz kleiner als die Frequenz f_S des Spreizsignals ist. Da die Frequenz des Spreizsignals erfindungsgemäß mindestens so groß wie die Bitrate bzw. mindestens so groß wie die doppelte maximale Frequenz der seriellen digitalen Daten 14 ist, kann dieser Störsignalanteil durch einfache Tiefpaßfilterung des Detektionssignals entfernt werden.

Das beschriebene Verfahren unterscheidet sich von bekannten Frequency-Hopping- Systemen dadurch, daß die Frequenz des Spreizsignals größer als die Bitrate ist, d. h. pro Bit wechselt die Frequenz mehrere Male. Bei Frequency-Hopping-Systemen hingegen werden bei jeder Frequenz mehrere Bits übertragen, wodurch bei Störung durch Mehr­ wegefading dort Bündelfehler entstehen können.

Im Gegensatz zur US-Patentschrift ist es beim vorgeschlagenen Verfahren sinnvoll, nichtharmonische Signale als Spreizsignale zu benutzen, so z. B. ein Dreieckssignal.

Um das Störsignal zuverlässig durch Tiefpaßfilterung entfernen zu können (siehe Gleichung 3), wird vorgeschlagen, ein Spreizsignal zu verwenden, dessen Frequenz dem Doppelten der Bitrate des übertragenen Signals entspricht.

Zur Erhöhung der Empfangsrobustheit wird weiterhin die Verwendung mehrerer An­ tennen in der Hochfrequenz-Empfangskomponente vorgeschlagen, wobei die Empfangs­ signale mindestens einer Antenne mit Antennen-Modulationssignalen amplitudenmodu­ liert werden.

Fig. 5 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Hochfrequenz-Empfangskomponente mit zwei Antennen. Das Empfangssignal wird von den beiden Antennen 50 empfangen und durch die Antennenverstärker 51 verstärkt. Das Empfangssignal einer Antenne wird mit Hilfe des Amplitudenmodulators 52 mit einem Antennen-Modulationssignal 70 amplitu­ denmoduliert und die beiden Signale werden schließlich überlagert. Das Summensignal 71 wird durch den Bandpaß 53 gefiltert, durch den Verstärker 54 verstärkt und in der Detektorstufe 55 detektiert. Das Detektionssignal 72 wird anschließend mit Hilfe des Tiefpasses 56 gefiltert und durch den Basisbandverstärker 57 verstärkt. Mit Hilfe der Bitrückgewinnungsstufe 58 werden schließlich die seriellen digitalen Daten 14 rückge­ wonnen und stehen für die weitere Verarbeitung zur Verfügung.

Zur Detektion wird die Verwendung einer Schottky-Diode (Detektordiode) vorge­ schlagen, welche mit einem Bias-Strom von einigen µA gespeist wird. Hierdurch kann eine Detektionsempfindlichkeit von bis zu -60 dBm Signalleistung erreicht werden. So­ mit ist es möglich, mit moderater Vorverstärkung des Antennensignals einen hinreichend empfindlichen Empfänger zu entwerfen, ohne Stabilitätsprobleme zu befürchten.

Für eine kostengünstige Lösung kann die Verstärkung und Modulation des Antennen­ signals auch von einem einzigen aktiven Bauelement durchgeführt werden, wodurch pro zusätzlicher Antenne im wesentlichen lediglich ein zusätzliches aktives Bauelement be­ nötigt wird.

Wird als Antennen-Modulationssignal 70 ein Rechtecksignal verwendet, so ergibt sich das überlagerte Signal 71 in der ersten Halbperiode des Antennen-Modulationssignals nur aus dem Empfangssignal einer Antenne, während in der zweiten Halbperiode das Empfangssignal dem addierten Signal beider Antennen entspricht.

Ein Signaleinbruch kann nur auftreten, wenn in der ersten Halbperiode die Feldstärke der ersten Antenne zu Null wird und in der zweiten Halbperiode die Summe beider An­ tennensignale Null ist, d. h. die beiden Antennensignale die gleiche Amplitude aufweisen und um 180 Grad gegeneinander phasenverschoben sind. Es folgt, daß ein Signalein­ bruch während beider Halbperioden nur dann auftreten kann, wenn die Signalamplitude an beiden Antennen Null ist. Das Empfangssignal ist aufgrund der Amplitudenmodulati­ on mit einem Störsignal überlagert, dessen Frequenz gleich der Frequenz des Antennen- Modulationssignals ist. Die Frequenz des Antennen-Modulationssignals ist entsprechend hoch zu wählen, damit der Störsignalanteil durch Tiefpaßfilterung sicher entfernt werden kann.

Wird dieses Verfahren zusammen mit der Spreizung des Trägers in der Hochfrequenz- Sendekomponente verwendet, so wird vorgeschlagen, die gleiche Frequenz für das Spreizsignal und das Antennenmodulationssignal und eine definierte gegenseitige Pha­ senverschiebung zu verwenden. Dies kann erreicht werden, indem diese beiden Signale und der Bittakt des übertragenen Signals jeweils von der gleichen Quelle abgeleitet wer­ den. In der Hochfrequenz-Empfangskomponente erfolgt die Bitrückgewinnung durch eine PLL-Schaltung, mit Hilfe derer durch die Bitrückgewinnungsstufe 58 der Taktgene­ rator 59 geregelt wird. Durch die PLL-Schaltung ist sichergestellt, daß der Bittakt in Sender und Empfänger und somit auch die Frequenz des Spreizsignals im Sender und des Antennen-Modulationssignals im Empfänger gleich ist. Weiterhin haben das Spreizsignal und das Antennen-Modulationssignal hierdurch eine definierte Phasenverschiebung.

Nachfolgend soll die Kombination der beiden Verfahren anschaulich im Zeitbereich beschrieben werden. Dabei wird angenommen, daß die Frequenz des Spreizsignals und des Antennen-Modulationssignals gleich ist und diese beiden Signale eine Phasenver­ schiebung von 90 Grad aufweisen.

Der Hochfrequenzträger bewegt sich mit der Frequenz des Spreizsignals innerhalb des vom Frequenzhub bestimmten Sendebereiches. Durch die Wahl einer Phasenverschie­ bung zwischen dem Spreizsignal und dem Antennen-Modulationssignal von 90 Grad bewegt sich der Hochfrequenzträger innerhalb der ersten Halbperiode des Antennen- Modulationssignals, in der lediglich von einer Antenne empfangen wird, von einem Rand des Sendebereiches zum anderen Rand, so z. B. von der unteren Frequenz f_M - Δ_F zur obe­ ren Frequenz fM + Δ_F (siehe Gleichung 1). In der zweiten Halbperiode bewegt sich der Träger wieder zurück zum ersten Rand, so z. B. zur Frequenz f_M - Δ_F.

Liegen innerhalb des Sendebereiches Fadingbereiche, so treten diese bei Verwendung von nur einer Empfangsantenne bei den gleichen Frequenzen innerhalb des Sendeberei­ ches sowohl beim Hinlauf des Trägers von f_M - Δ_F nach f_M + Δ_F als auch beim Rücklauf von f_M + Δ_F nach f_M - Δ_F auf. Diese Redundanz wird durch die Verwendung zweier Emp­ fangsantennen und der Wahl einer Phasenverschiebung von 90 Grad zwischen dem Spreizsignal und dem Antennen-Modulationssignal vermieden und die Empfangsrobust­ heit weiter erhöht. Das Empfangssignal bricht somit nur dann ein, wenn das Signal an beiden Antennen bei sämtlichen Frequenzen innerhalb des Sendebereiches zu Null wird.

Fig. 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Hochfrequenz-Empfangskomponen­ te, welche aus zwei unabhängigen Empfangszweigen 60 besteht. Die Signale der beiden Empfangszweige werden jeweils durch die Detektorstufe 55 detektiert und anschließend im Kleinsignalfall überlagert. Dabei ist zu berücksichtigen, daß die beiden Detektorstu­ fen voneinander hochfrequenzmäßig entkoppelt sind. Eine ausreichende Entkopplung kann durch die Widerstände R₁ und R₂ erreicht werden. Das Summensignal 73 wird an­ schließend mit Hilfe des Tiefpasses 56 tiefpaßgefiltert und durch den Basisbandverstär­ ker 57 verstärkt. Die seriellen digitalen Daten 14 werden wieder durch die Bitrückgewin­ nungsstufe 58 gewonnen.

Aufgrund der digitalen Übertragung der Audiodaten können im Gegensatz zu analo­ gen Systemen Störsignale akzeptiert werden, welche um Größenordnungen höher sind als tolerierbare Störsignale bei analogen Übertragungssystemen, ohne jegliche Ver­ schlechterung der Wiedergabequalität. Zur Sicherstellung der einwandfreien Wiedergabe bei sehr starken Störsignalen wird vorgeschlagen, die Übertragung der Audiodaten mit einer Fehlerkorrektur zu kombinieren.

Da Mikrowellen von Wänden stärker absorbiert bzw. von diesen reflektiert werden als Signale im VHF- oder UHF-Bereich, ist ein einwandfreier Empfang selbst dann sicher­ gestellt, wenn in einem angrenzenden Raum Übertragungen von einem anderen Benutzer durchgeführt werden, ohne daß eine Frequenzkoordinierung erforderlich ist. Dies ist vor allem deshalb möglich, da aufgrund der vorgeschlagenen Verfahren ein Einbruch des eigenen Signals unter die Feldstärke des Fremdsignals aufgrund von Mehrwegefading und damit ein Überwiegen des Fremdsignals, was bei analogen Funkkopfhörern regel­ mäßig auftritt, ausgeschlossen ist.

Durch die Übertragung eines breitbandigen Signals ergibt sich gegenüber Schmal­ bandsystemen naturgemäß eine geringere Empfängerempfindlichkeit. Dabei ist die Ver­ schlechterung der Empfindlichkeit typischerweise ca. 10 dB gegenüber Schmalbandsy­ stemen, d. h. es ergibt sich eine Verringerung der Reichweite ca. um den Faktor 3, was für die gegebene Anwendung jedoch völlig ausreicht. Auf die dargestellte Weise kann eine hohe Robustheit der Übertragung bei kostengünstiger Realisierung der Vorrichtung er­ reicht werden. Es kann auf eine Frequenzkoordinierung zwischen Sender und Empfänger sowie entsprechende Mittel zur Kanaleinstellung wie Kanalwahlschalter, Empfänger- Hochfrequenz-PLL usw. verzichtet werden.

Die beschriebene Vorrichtung wird von den meisten der heute üblichen Systeme, wel­ che im Mikrowellenbereich Daten übertragen, kaum gestört, da von solchen Systemen als Modulation in der Regel Phasenmodulation oder Frequenzmodulation benutzt wird. Derartige Störsignale enthalten somit keine amplitudenmodulierten Signalanteile.

Claims (8)

1. Digitales Funkkopfhörersystem bestehend aus einer stationären Sendeeinheit und einer im Kopfhörer integrierten Empfangseinheit, wobei die Sendeeinheit

• - ein Audiointerface zur Gewinnung der digitalen Audiodaten,
• - eine Kanalcodierungseinheit zur Erzeugung der seriellen digitalen Daten sowie
• - eine Hochfrequenz-Sendekomponente zur Erzeugung eines mit den seriellen digitalen Daten modulierten Hochfrequenzsignals enthält

und die Empfangseinheit

• - eine Hochfrequenz-Empfangskomponente zum Empfang und Demodulation des Hochfrequenzsignals und zur Rückgewinnung der seriellen digitalen Daten,
• - eine Kanaldecodierungseinheit zur Erzeugung der digitalen Audiodaten sowie
• - eine Analogkomponente zur Digital-Analog-Wandlung und Verstärkung des analo­ gen Audiosignals enthält,

wobei die seriellen digitalen Daten mittels amplitudengetasteter Mikrowellen übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, daß der Hochfrequenzträger in der Hochfrequenz- Sendekomponente mit Hilfe eines periodischen Spreizsignals frequenzmoduliert und anschließend mit den seriellen digitalen Daten amplitudenmoduliert wird, wobei die Fre­ quenz des Spreizsignals mindestens so hoch wie die übertragene Bitrate ist und die Hochfrequenz-Empfangskomponente als Geradeausempfänger konzipiert ist und die Rückgewinnung der seriellen digitalen Daten durch Detektion des verstärkten Antennen­ signals mit Hilfe mindestens eines nichtlinearen Elements im Kleinsignalfall sowie an­ schließende Tiefpaßfilterung, Verstärkung und Abtastung des Detektionssignals erfolgt.

2. Digitales Funkkopfhörersystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenhub des frequenzmodulierten Hochfrequenzträgers größer als 3 ist.

3. Digitales Funkkopfhörersystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Spreizsignals dem Doppelten der übertragenen Bitrate entspricht.

4. Digitales Funkkopfhörersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das Mikrowellensignal in der Hochfrequenz-Empfangskomponente mit Hilfe mehrerer Antennen empfangen wird und die Signale der einzelnen Antennen an­ schließend überlagert werden.

5. Digitales Funkkopfhörersystem nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Empfangssignal mindestens einer Antenne mit einem Antennen-Modulationssignal, des­ sen Frequenz mindestens so hoch wie die übertragene Bitrate ist, amplitudenmoduliert wird, bevor die Signale der einzelnen Antennen überlagert werden.

6. Digitales Funkkopfhörersystem nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Spreizsignal in der Hochfrequenz-Sendekomponente und die Antennen-Modulations­ signale in der Hochfrequenz-Empfangskomponente vom gleichen Takt wie der Bittakt abgeleitet werden und die gleiche Frequenz sowie eine definierte gegenseitige Phasen­ verschiebung haben.

7. Digitales Funkkopfhörersystem nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß in der Hochfrequenz-Empfangskomponente zwei Antennen und ein Antennen-Modulationssig­ nal verwendet werden und das Spreizsignal in der Hochfrequenz-Sendekomponente und das Antennen-Modulationssignal die gleiche Frequenz besitzen sowie 90 Grad gegenein­ ander phasenverschoben sind.

8. Digitales Funkkopfhörersystem nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Detektionssignale mehrerer Empfangszweige im Kleinsignalfall überla­ gert werden und anschließend tiefpaßgefiltert und durch einen gemeinsamen Basisband­ verstärker verstärkt werden.