DE1119330B

DE1119330B - Monostable toggle switch with a very large working position / rest position ratio

Info

Publication number: DE1119330B
Application number: DES64578A
Authority: DE
Inventors: Dipl-Phys Hans Neuss
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1959-08-25
Filing date: 1959-08-25
Publication date: 1961-12-14

Description

Monostabile Kippschaltung mit sehr großem Arbeitslage-Ruhelage-Verhältnis Die Erfindung bezieht sich auf eine monostabile Kippschaltung.Monostable toggle switch with a very large working position / rest position ratio The invention relates to a monostable multivibrator.

Eine monostabile Kippschaltung ist bekanntlich so aufgebaut, daß sie bei Anlegen eines bestimmten Steuerkriteriums von einer Ruhelage aus in eine Arbeitslage kippt und nach Ablauf einer bestimmten Zeit, der Kippzeit, selbsttätig wieder in die Ruhelage zurückkippt. Als zeitbestimmendes Glied wird hierbei ein Kondensator verwendet, der beim Kippen in die Arbeitslage mit einer bestimmten Zeitkonstante entladen wird und der beim Erreichen eines bestimmten Ladezustandes das Zurückkippen in die Ruhelage veranlaßt. Damit die monostabile Kippschaltung erneut auslösbar ist, ist es erforderlich, daß der Kondensator in seinen Ausgangsladezustand gebracht wird.A monostable multivibrator is known to be constructed so that it when applying a certain control criterion from a rest position to a working position tilts and automatically returns after a certain time, the tilt time the rest position tilts back. A capacitor is used as the time-determining element used, which when tilting into the working position with a certain time constant is discharged and the tilting back when a certain charge level is reached caused to rest. So that the monostable multivibrator can be triggered again is, it is necessary that the capacitor is brought to its initial state of charge will.

In vielen Fällen ist es erforderlich, diese Rückladezeit des Kondensators sehr klein zu halten, beispielsweise wenn ein sehr großes Verhältnis von Arbeitslage zu Ruhelage gefordert wird (wie es z. B. bei einem Eingangsschalter für Start-Stop-Generatoren der Fall ist).In many cases it is necessary to have this recharge time of the capacitor to be kept very small, for example if there is a very large ratio of work situation is required for the rest position (as is the case, for example, with an input switch for start-stop generators the case is).

Es ist bereits eine Schaltung mit vier Elektronenröhren bekannt, die diese Eigenschaft besitzt. Bei dieser Schaltung ist neben diesem hohen Schaltangsaufwand in der Ruhelage eine hohe Leistung erforderlich, da die eine Röhre in der Ruhelage stark leitend ist.A circuit with four electron tubes is already known which possesses this property. In this circuit, in addition to this, there is a high switching effort A high output is required in the rest position, since one tube is in the rest position is highly conductive.

Weiterhin ist eine Schaltung bekannt, bei der drei Transistoren vorgesehen sind. Der die Kippzeit bestimmende Kippkondensator dieser Schaltung wird beim Zurückkippen der Schaltung in der Ausgangslage über einen Transistor; der parallel zu dem Arbeitswiderstand des im Arbeitszustand leitenden Transistors liegt, auf eine definierte Spannung aufgeladen. Die Steuerung dieses Transistors erfolgt differentiell über einen Kondensator, und die Zeit der Durchlässigsteuerung dieses Transistors ist durch eine RC-Zeitkonstante bestimmt. Damit der Kippkondensator auf eine definierte Spannung aufgeladen bzw. umgeladen werden kann, maß diese Zeitkonstante einen genau vorgegebenen Wert aufweisen.Furthermore, a circuit is known in which three transistors are provided are. The breakover capacitor of this circuit, which determines the breakover time, is activated when tipping back the circuit in the initial position via a transistor; the parallel to the work resistance of the transistor that is conducting in the working state is at a defined voltage charged. This transistor is controlled differentially via a capacitor, and the time of gating this transistor is by an RC time constant certainly. So that the breakover capacitor is charged or charged to a defined voltage. can be reloaded, this time constant measured have a precisely predetermined value.

Bei der monostabilen Kippschaltung gemäß der Erfindung werden die Nachteile der bekannten Schaltungen vermieden. Sie besteht ebenfalls aus wechselweise leitenden elektronischen Schaltstrecken und einem Kippzeit bestimmenden Kippkondensator, der beim Zurückkippen der monostabilen Kippschaltung in die Ruhelage über eine weitere elektronische Schaltstrecke, die parallel- zu dem hochohmigen Arbeitswiderstand der im Arbeitszustand leitenden Schaltstrecke liegt, niederohmig auf eine bestimmte Spannung aufgeladen wird. Gemäß der Erfindung wird diese weitere Schaltstrecke beim Zurückkippen der monostabilen Kippschaltung in die Ruhelage durch die Differenzspannung zwischen der Spannung am Kippkondensator und einer Bezugsspannung so lange durchlässig gesteuert und dadurch ein hoher Stromfluß über den Kippkondensator ermöglicht, bis diese Schaltstrecke beim Erreichen einer definierten Spannung am Kippkondensator selbsttätig gesperrt wird. Die Steuerung erfolgt also im Gegensatz zu der einen bekannten Schaltung gleichstrommäßig- Hierdurch ergibt sich die Möglichkeit einer sehr genauen Festlegung der Spannung im Kippkondensator.In the monostable multivibrator according to the invention, the Disadvantages of the known circuits avoided. It also consists of alternating conductive electronic switching paths and a breakover capacitor that determines the breakover time, the one when tilting the monostable toggle switch back into the rest position via another electronic switching path, which is parallel to the high-ohmic working resistance the switching path that is conductive in the working state is low-resistance to a specific one Voltage is charged. According to the invention, this further switching path is when Tilting the monostable multivibrator back into the rest position due to the differential voltage so long permeable between the voltage at the breakover capacitor and a reference voltage controlled and thereby enables a high current flow through the breakover capacitor until this switching path when a defined voltage is reached on the breakover capacitor is automatically blocked. The control takes place in contrast to the one known circuit DC-This results in the possibility of a very precise definition of the voltage in the breakover capacitor.

Bei einem vorteilhaften Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung werden als elektronische Schaltstrecken Transistoren verwendet. Hierbei ist es vorteilhaft, parallel zu der Basis-Emitter-Strecke des im Ruhezustand leitenden Transistors und gegebenenfalls einem strombegrenzenden Widerstand einen ersten richtungsabhängigen Widerstand einzuschalten, der beim Zurückkippen der monostabilen Kippschaltung in die Ruhelage den kurzzeitig hohen Ladestrom des Kippkondensators übernimmt und so .die Emitter-Basis-Strecke dieses Transistors vor überlastung schützt.In an advantageous embodiment according to the invention used as electronic switching gates transistors. Here it is advantageous parallel to the base-emitter path of the transistor, which is conductive in the quiescent state, and optionally a current-limiting resistor a first direction-dependent resistor To switch on resistance that occurs when tilting back the monostable multivibrator in the rest position takes over the briefly high charging current of the tilt capacitor and so .protects the emitter-base path of this transistor from overload.

Das Emitterpotential für den weiteren Transistor kann vorteilhaft über einen aus Widerständen und Richtleitern bestehenden Spannungsteiler zugeführt werden. Ebenso kann das Basispotential für diesen Transistor über einen Spannungsteiler zugeführt werden, dessen einer Widerstand durch den im Arbeitszustand leitenden Transistor kurzgeschlossen wird.The emitter potential for the further transistor can be advantageous via a voltage divider consisting of resistors and directional conductors will. Likewise, the base potential for this Transistor over a voltage divider are supplied, one of which is resistance by the in the working state conductive transistor is short-circuited.

Einzelheiten der Erfindung werden an Hand der Zeichnung erläutert, die ein vorteilhaftes Ausführungsbeispiel mit pnp-Transistoren gemäß der Erfindung zeigt. Die Wirkungsweise ist folgende: Im Ruhezustand- der Schaltungsanordnung ist der Transistor T 1 geöffnet und sind die Transistoren T 2 und T3 gesperrt. Vom positiven Pol (-f-) einer nicht dargestellten Spannungsquelle fließt ein Steuerstrom über den Widerstand R 9, die Emitter-Basis-Strecke des Transistors T 1 und den Widerstand R 2 und gegen Erde. Hierdurch wird der Transistor T1 leitend. Der Transistor T2 ist durch den aus den Widerständen R10 und R 6 gebildeten Spannungsteiler gesperrt. Ein weiterer Strom fließt über die Widerstände R 9, R 8, die Diode D 2 und den Widerstand R 3. Durch den Spannungsabfall an der Diode D 2 ist auch der Transistor T 3 gesperrt. Die linke Seite des Kippkondensators C 2 befindet sich annähernd auf dem Emitterpotential des Transistors T1, während das Potential auf der rechten Seite des Kippkondensators C2. durch den Spannungsteiler aus R 8, D 2 und R 3 bestimmt ist.Details of the invention are explained with reference to the drawing, which shows an advantageous embodiment with pnp transistors according to the invention. The mode of operation is as follows: When the circuit arrangement is in the idle state, the transistor T 1 is open and the transistors T 2 and T3 are blocked. From the positive pole (-f-) of a voltage source, not shown, a control current flows through the resistor R 9, the emitter-base path of the transistor T 1 and the resistor R 2 and to ground. This makes the transistor T1 conductive. The transistor T2 is blocked by the voltage divider formed from the resistors R10 and R 6. Another current flows through the resistors R 9, R 8, the diode D 2 and the resistor R 3. The voltage drop across the diode D 2 also causes the transistor T 3 to be blocked. The left side of the breakover capacitor C 2 is approximately at the emitter potential of the transistor T1, while the potential on the right side of the breakover capacitor C2. is determined by the voltage divider from R 8, D 2 and R 3 .

Wird über die Steuerleitung SL und den Kondensator C3 ein negativer Impuls der Basis des Transistors T2 zugeführt, so wird dieser Transistor geöffnet, und das Potential an der rechten Seite des Kippkondensators C 2 steigt sprunghaft an. Die am Kippkondensator C2 liegende Spannung wird zu dieser Spannung addiert, so daß die Diode D 1 gesperrt wird. Da auch die Spannung am Verbindungspunkt zwischen R 2 und R 7 ansteigt, wird der Steuerstrom durch den Transistor T 1 unterbrochen und dieser Transistor gesperrt. Dadurch sinkt das Potential an R 1 ab, und es fließt ein Steuerstrom durch die Emitter-Basis-Strecke von T 2 über R 9, T2, R6, R l, so daß T2 leitend wird. Der Kippkondensator C2 entlädt sich jetzt langsam über die Widerstände R 7 und R2. Nach einer bestimmten, durch die Zeitkonstante des Entladungskreises bestimmten Zeit wird somit die Basis des Transistors T1 wieder negativer als dessen Emitter. Zu diesem Zeitpunkt wird der Transistor T 1 wieder leitend und sperrt den Transistor T2. Der Kollektor des Transistors T 2 und damit die Basis des Transistors T3 wird durch den aus den Widerständen R 8 und R 5 gebildeten Spannungsteiler auf ein definiertes Potential gelegt. Der Emitter des Transistors T3 bleibt jedoch durch die Ladung des Kippkondensators C 2 zunächst auf dem vorherigen Potential. Die Diode D 2 wird also gesperrt. Dadurch kann durch die nunmehr wieder entsperrte Diode Dl, den Kippkondensator C2, die Emitter-Basis-Strecke des Transistors T3 und den Widerstand R 5 ein Steuerstrom durch den Transistor T3 fließen, der diesen öffnet. Nunmehr kann der Kippkondensator C2 über den niederohmigen Widerstand R 9, die durchlässige Diode D 1, den leitenden Transistor T 3 und den niederohmigen Strombegrenzungswiderstand R 4 schnell aufgeladen werden. Die Diode D 1 übernimmt im wesentlichen den hohen Ladestrom des Kippkondensators, so daß die Emitter-Basis-Strecke des Transistors T1 durch den vorgeschalteten strombegrenzenden Widerstand R7 vor Überlastung geschützt wird. Infolge des exponentiellen Stromverlaufs fällt die Spannung am Emitter des Transistors T3 ab. Bei Unterschreiten der an der Basis des Transistors T3 und damit am Kollektor des Transistors T2 herrschenden Spannung wird die Diode D 2 wieder durchlässig und der Transistor T 3 wieder gesperrt. Der niederohmige Ladekreis für den Kippkondensator C 2 ist damit unterbrochen.If a negative pulse is fed to the base of the transistor T2 via the control line SL and the capacitor C3, this transistor is opened and the potential on the right-hand side of the breakover capacitor C 2 rises abruptly. The voltage across the breakover capacitor C2 is added to this voltage, so that the diode D 1 is blocked. Since the voltage at the connection point between R 2 and R 7 also rises, the control current through the transistor T 1 is interrupted and this transistor is blocked. As a result, the potential at R 1 drops, and a control current flows through the emitter-base path from T 2 via R 9, T2, R6, R l, so that T2 becomes conductive. The breakover capacitor C2 is now slowly discharging through the resistors R 7 and R2. After a certain time determined by the time constant of the discharge circuit, the base of the transistor T1 becomes more negative than its emitter. At this point in time, the transistor T 1 becomes conductive again and blocks the transistor T2. The collector of the transistor T 2 and thus the base of the transistor T3 is placed at a defined potential by the voltage divider formed from the resistors R 8 and R 5. The emitter of the transistor T3, however, initially remains at the previous potential due to the charge of the breakover capacitor C 2. The diode D 2 is therefore blocked. As a result, a control current can flow through the transistor T3 through the now again unblocked diode Dl, the breakover capacitor C2, the emitter-base path of the transistor T3 and the resistor R 5, which opens it. The breakover capacitor C2 can now be charged quickly via the low-resistance resistor R 9, the permeable diode D 1, the conductive transistor T 3 and the low-resistance current limiting resistor R 4. The diode D 1 essentially takes over the high charging current of the breakover capacitor, so that the emitter-base path of the transistor T1 is protected from overload by the upstream current-limiting resistor R7. As a result of the exponential course of the current, the voltage at the emitter of the transistor T3 drops. If the voltage at the base of the transistor T3 and thus at the collector of the transistor T2 is undershot, the diode D 2 becomes permeable again and the transistor T 3 is blocked again. The low-resistance charging circuit for the breakover capacitor C 2 is thus interrupted.

Durch die Verwendung eines eigenen niederohmigen Ladekreises zur Aufladung des Kippkondensators C 2 wird also in zuverlässiger Weise erreicht, daß der Kippkondensator C2 sehr schnell auf eine definierte Ausgangsspannung aufgeladen wird. Daraus ergibt sich ein sehr großes Verhältnis von Arbeitslage zur Ruhelage bei der erfindungsgemäßen monostabilen Kippschaltung. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Schaltung mit Ausnahme des Kollektorkreises von T3 hochohmig ausgeführt werden kann und somit die Transistoren T 1 und T 3 nur gering belastet werden. Der Transistor T3 führt nur impulsweise einen hohen Strom.By using its own low-resistance charging circuit for charging of the breakdown capacitor C 2 is thus achieved in a reliable manner that the breakdown capacitor C2 is charged very quickly to a defined output voltage. From this it follows there is a very large ratio of the working position to the rest position in the case of the invention monostable multivibrator. Another advantage is that the circuit with the exception of the collector circuit of T3 can be designed with high resistance and thus the transistors T 1 and T 3 are only slightly loaded. The transistor T3 leads a high current only in pulses.

Die Erfindung ist überall dort anwendbar, wo ein solches extrem großes Verhältnis von Arbeitslage zur Ruhelage einer monostabilen Kippschaltung gefordert wird. Dies ist beispielsweise bei einem Eingangsschalter für einen Entzerrer für Start-Stop-Telegrafiezeichen der Fall.The invention is applicable wherever such an extremely large The ratio of the working position to the rest position of a monostable multivibrator is required will. This is for example an input switch for an equalizer for Start-stop telegraphic signs the case.

Selbstverständlich ist es, ohne den Rahmen der Erfindung zu verlassen, möglich, die verwendeten pnp-Transistoren ganz oder teilweise durch n-p-n-Transistoren zu ersetzen.Of course, without departing from the scope of the invention, possible, the used pnp transistors wholly or partially by n-p-n transistors to replace.

Claims

PATENT CLAIMS: 1. Monostable toggle switch with a very large working position / rest position ratio with alternately conductive electrical switching paths and one that determines the breakdown time Breakover capacitor, which is used when the monostable breakdown circuit is tilted back into the rest position via another electronic switching path, which is parallel to the high-ohmic working resistance the switching path that is conductive in the working state has a low resistance to a defined Voltage is charged, characterized in that the further switching path (T3) when tilting the monostable multivibrator back into the rest position by the Difference voltage between the voltage on the breakover capacitor (C 2) and a reference voltage (between R 5 and R8) is controlled as long as permeable and thus a high Allows current to flow through the breakdown capacitor until it reaches a defined level Voltage on the breakover capacitor is automatically blocked.

2. Monostable multivibrator according to claim 1 with transistors, characterized in that parallel to the controlling Base-emitter path of the transistor (T 1) which is conductive in the idle state and, if applicable a current-limiting resistor (R 7), a first direction-dependent resistor (D 1) is switched, which occurs when the monostable multivibrator is tilted back into the rest position takes over the briefly high charging current of the breakover capacitor.

3. Monostable multivibrator according to claim 2, characterized in that the emitter potential for the further Transistor (T3) via one of resistors (R 8, R 3) and directional conductors (D 2) Voltage divider is supplied.

4. Monostable toggle switch after Claim 3, characterized in that the base potential for the further transistor (T 3) is supplied via a voltage divider (R 8; R 5), one of which is a resistor (R 8) is short-circuited by the transistor (T2) which is conductive in the working state. Documents considered: German Auslegeschrift No. 1053 566; U.S. Patent No. 2,784,309.