DE1173521B

DE1173521B - Circuit arrangement for amplification and demodulation of a pulsed frequency-modulated oscillation

Info

Publication number: DE1173521B
Application number: DES70955A
Authority: DE
Inventors: Dr Eckart Maenicke
Original assignee: Siemens Corp
Current assignee: Siemens Corp
Priority date: 1960-10-21
Filing date: 1960-10-21
Publication date: 1964-07-09

Description

Schaltungsanordnung zur Verstärkung und Demodulation einer pulsförmig frequenzmodulierten Schwingung Die Erfindung befaßt sich mit einer Schaltungsanordnung zur Verstärkung und Demodulation einer pulsförmig frequenzmoduherten, d. h. getasteten Schwingung.Circuit arrangement for amplification and demodulation of a pulse-shaped frequency-modulated oscillation The invention is concerned with a circuit arrangement for amplification and demodulation of a pulse-shaped frequency modulated, d. H. groped Vibration.

Eine solche getastete Schwingung gewinnt man beispielsweise durch Beeinflussung der Frequenz der von einem Tonfrequenzgenerator abgegebenen Schwingung durch die einzelnen in ihrer Gesamtheit den zu übertragenden Puls darstellenden Impulse in der Weise, daß der Impulsdauer eine Frequenz f1 und der Impulspause eine Frequenz f2 entspricht. Nach der übertragung des nunmehr als Frequenzfolge vorliegenden Signals gewinnt man aus ihm durch Demodulation wieder die ursprünglichen Impulse.Such a sensed oscillation can be obtained through, for example Influencing the frequency of the vibration emitted by an audio frequency generator by the individual in their entirety representing the pulse to be transmitted Pulses in such a way that the pulse duration has a frequency f1 and the pulse pause a Corresponds to frequency f2. After the transmission of the now available as a frequency sequence Signal, the original impulses are recovered from it by demodulation.

Von der Anwendung getasteter Schwingungen macht man beispielsweise in der Technik der Fernsteuerung sowie bei Schaltungsanordnungen zum Netzschutz häufig Gebrauch. So werden bei nach dem Prinzip des Phasenvergleichs arbeitenden Netzschutzeinrichtungen die Phasen des Stromes bzw. bei mehrphasigen Systemen des Summenstromes an Anfang und Ende des zu überwachenden Netzwerkes in der Weise verglichen, daß von beiden Enden des Netzwerkes in getastete Schwingungen umgesetzte Rechteckimpulse der Dauer 24 tim Zeitpunkt t1 ausgesendet werden, deren Phasenlage sich beim Vorliegen einer Netzstörung ändert. Die Breite 24 t richtet sich nach der größten noch zulässigen durch Netzstörungen verursachten Phasenverschiebung. Am jeweils anderen Ende des Netzwerkes wird nach Demodulation die Phasenlage jedes der Rechteckimpulse mit der eines schmalen Impulses gleicher Amplitude, jedoch entgegengesetzter Polarität verglichen, der im Zeitpunkt t1 + 4 t erzeugt wurde. Ist das Rechtecksignal am jeweils anderen Ende des Netzwerkes ohne Phasenverschiebung eingetroffen, so liegt der schmale Vergleichsimpuls genau in der Mitte dieses Rechteckimpulses, und die resultierende Spannung ist gerade Null. Dieselbe resultierende Spannung ergibt sich für alle Phasenverschiebungen, die noch in dem durch die Breite des negativen Rechteckimpulses gegebenen zulässigen Bereich liegen.The use of sensed vibrations is often used, for example, in remote control technology and in circuit arrangements for network protection. In the case of network protection devices operating according to the principle of phase comparison, the phases of the current or, in the case of multi-phase systems, the total current at the beginning and end of the network to be monitored are compared in such a way that rectangular pulses of duration 24 tim in time are converted from both ends of the network into sampled oscillations t1, the phase position of which changes in the event of a network fault. The width of 24 t is based on the largest still permissible phase shift caused by network disturbances. At the other end of the network, after demodulation, the phase position of each of the square-wave pulses is compared with that of a narrow pulse of the same amplitude but opposite polarity that was generated at time t1 + 4 t. If the square-wave signal arrives at the other end of the network without a phase shift, the narrow comparison pulse lies exactly in the middle of this square-wave pulse and the resulting voltage is precisely zero. The same resulting voltage results for all phase shifts that are still in the permissible range given by the width of the negative square pulse.

Wird die Phasenverschiebung jedoch größer, als es der Zeit A t entspricht, wobei die Phasenverschiebung positiv oder negativ sein kann, so erscheint als resultierende Spannung die durch den Vergleichsimpuls gegebene Spannung, die ein Relais od. dgl. betätigt.However, if the phase shift is greater than it corresponds to the time A t, where the phase shift can be positive or negative, it appears as the resultant Voltage the voltage given by the comparison pulse that a relay or the like. actuated.

Es ist eine Schaltungsanordnung zur Verstärkung und Demodulation einer getasteten Schwingung bekanntgeworden, in der jede der Frequenzen der getasteten Schwingung über einen allen Frequenzen gemeinsamen Verstärker und eine an diesen angeschlossene Frequenzweiche in je einen, Gleichrichterelemente zur Erzielung der gleichen Polarität aller Halbwellen der jeweiligen Frequenz enthaltenden Stromzweig geleitet wird; am Ausgang dieses Stromzweiges sind integrierende Einrichtungen angeordnet, die ein dem zu übertragenden Puls entsprechendes Signal liefern.It is a circuit arrangement for amplifying and demodulating a sensed oscillation has become known in which each of the frequencies of the sensed Vibration via an amplifier common to all frequencies and one to these connected crossover in one each, rectifier elements to achieve the current branch containing the same polarity of all half-waves of the respective frequency is directed; integrating devices are arranged at the output of this current branch, which deliver a signal corresponding to the pulse to be transmitted.

Infolge der Tatsache, daß bei dieser bekannten Anordnung der Verstärker als Begrenzer geschaltet ist und demgemäß ein nichtlinearer Verstärker vor den Filtergliedern liegt, besitzt sie den Nachteil, daß in dem nichtlinearen Verstärker enstandene Oberwellen gegebenenfalls zu Störungen Anlaß geben können. Fallen nämlich die Oberwellen der niedrigeren Frequenz in den Durchlaßbereich der Filterglieder für höhere Frequenzen, so kann bei Anwendung der bekannten Schaltungsanordnung im Rahmen von Netzschutzeinrichtungen ein Fehlauslösen verursacht werden. Dies ließe sich an sich durch bestimmte Wahl der Durchlaßbereiche der Filter vermeiden; die Lage der Durchlaßbereiche ist aber in der Regel durch die Betriebsbedingungen schon vorgegeben.Due to the fact that in this known arrangement the amplifier is connected as a limiter and accordingly a non-linear amplifier in front of the filter elements is, it has the disadvantage that arisen in the non-linear amplifier Harmonics can possibly give rise to disturbances. Namely, the harmonics fall the lower frequency in the pass band of the filter elements for higher frequencies, so when using the known circuit arrangement in the context of network protection devices false triggering can be caused. This could be done in itself by making certain choices avoid the passbands of the filters; but the position of the pass bands is usually already predetermined by the operating conditions.

Bei der bekannten Schaltungsanordnung dient das Vorsehen eines Begrenzers vor den Filtergliedern dazu, Telegrafieverzerrungen infolge ungleicher Zeichen anzuschließen. Die Erfindung bietet die Möglichkeit, derartige Verzerrungen zu vermeiden, ohne d;aß dabei störende Oberwellen entstehen bzw. zwecks Vermeidung eines störenden Einflusses derartiger Oberwellen die Durchlaßbereiche der Filterglieder entsprechend gewählt werden müssen. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß der allen Frequenzen gemeinsame Verstärker ein linearer Verstärker ist, der keine Oberschwingungen der Frequenzen der getasteten Schwingung erzeugt, und daß in den Stromzweigen hinter den jeweiligen Gleichrichterelementen insbesondere im Schalterbetrieb arbeitende und vorzugsweise aus Transistoren aufgebaute Impulsformer angeordnet sind, von denen zumindest einer in jedem Stromzweig eine sich mit der Amplitude der getasteten Schwingung ändernde Ansprechschwelle (gleitende Amplitudenschwelle) aufweist.In the known circuit arrangement, a limiter is provided in front of the filter elements to connect telegraphic distortions due to unequal characters. The invention offers the possibility of avoiding such distortions without d; ate at the same time disturbing harmonics arise or for the purpose of avoidance a disturbing influence of such harmonics, the transmission ranges of the filter elements must be chosen accordingly. The circuit arrangement according to the invention is characterized in that the amplifier common to all frequencies is a linear one Amplifier is that does not have harmonics of the frequencies of the sensed oscillation generated, and that in the current branches behind the respective rectifier elements in particular working in switch mode and preferably made up of transistors Pulse shapers are arranged, of which at least one in each branch response threshold that changes with the amplitude of the sensed oscillation (sliding Amplitude threshold).

In F i g. 1 ist das Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung für den Fall einer zweifrequenten getasteten Schwingung wiedergegeben, an Hand dessen zugleich einige zweckmäßige Weiterbildungen des Erfindungsgedankens beschrieben werden sollen. Als Eingangsspannung U,. wird eine getastete Schwingung mit den beiden der Impulsdauer und der Impulspause entsprechenden Frequenzen f 1 und f , zunächst in dem beiden Frequenzen gemeinsamen linearen Verstärker 1-', dessen Ausgangswiderstand dem Eingangswiderstand der Frequenzweiche W angepaßt ist, verstärkt. Durch die Verwendung eines linearen Verstärkers ergibt sich der Vorteil, daß keine in einem nichtlinearen Verstärker unvermeidlich entstehenden, die Arbeitsweise der Frequenzweiche störenden und damit die Impulsform beeinträchtigenden Oberschwingungen auftreten.In Fig. 1 shows the block diagram of the circuit arrangement according to the invention for the case of a two-frequency sensed oscillation, on the basis of which at the same time some useful developments of the concept of the invention are to be described. As input voltage U ,. is a keyed vibration with both the pulse duration and the pulse interval corresponding frequencies f 1 and f, in the first two frequencies common linear amplifier 1 ', the output resistance is matched to the input impedance of the diplexer W, amplified. The use of a linear amplifier has the advantage that there are no harmonics which inevitably arise in a non-linear amplifier and which interfere with the operation of the crossover and thus impair the shape of the pulse.

In F i g. 2 sind die an den einzelnen Punkten des Blockschemas herrschenden Spannungen wiedergegeben. Die verstärkte Spannung U1 wird über die Frequenzweiche W zwei Stromzweigen zugeführt, so daß in dem einen Stromzweig die praktisch nur die Frequenz f l enthaltende Spannung U.,1 und in dem anderen Stromzweig die praktisch nur die Frequenz f., enthaltende Spannung Uzz auftritt. Diese Spannungen gelangen in als Verdoppler geschaltete Gleichrichterelemente G11 und G12, die, wie F i g. 2 zeigt, die positiven Halbwellen der jeweiligen Spannung um 18a° in der Polarität drehen. Die so gewonnenen Signale U31 und U3., besitzen, wie ebenfalls die F i g. 2 erkennen läßt, mehr oder weniger verschleifte Hüllkurven. Wie aus der eingangs vorgenommenen Schilderung des Prinzips des Netzschutzes durch Phasenvergleich hervorgeht, erfolgt der Vergleich um so genauer, je unverzerrter die Form des Rechteckimpulses an das jeweils entgegengesetzte Ende des zu schützenden Netzwerkes übertragen wird. Aus diesem Grunde werden die Signale U31 und U_3., Impulsformern I1 bzw. 12 zugeführt. Diese Impulsformer arbeiten zweckmäßig im Schalterbetrieb, so daß die Hüllkurven der die an ihnen abgenommenen Signale U41 und U4, bildenden Halbwellen die Form des ursprünglichen Rechteckimpulses besitzen. Die Spannungen U" und U4., sind nun die Eingangsspannungen für eine bistabile Kippschaltung K, die in diesem Ausführungsbeispiel als integrierendes Netzwerk dient. Sie kippt beim ersten Impuls an einem Eingang in die zugehörige Lage und bleibt bei jedem weiteren Impuls an demselben Eingang in dieser i Lage. Erst durch einen Impuls am anderen Eingang wird sie in die jeweils andere Lage gesteuert. Daher wirkt diese Kippschaltung ebenfalls wie ein Schalter, und ihre Ausgangsspannung U.4 entspricht dem zu übertragenden Puls.In Fig. 2 are those prevailing at the individual points of the block diagram Stresses shown. The amplified voltage U1 is over the crossover W supplied to two branches, so that in one branch the practically only the voltage U., 1 containing the frequency f l and the practical in the other branch only the frequency f., containing voltage Uzz occurs. These tensions arrive in rectifier elements G11 and G12 connected as a doubler, which, like FIG. 2 shows the positive half-waves of the respective voltage by 18 ° in polarity turn. The signals U31 and U3 obtained in this way, like FIG. 2 shows more or less looped envelopes. As from the beginning The description of the principle of network protection made is evident from a phase comparison, the more accurate the comparison, the more undistorted the shape of the rectangular pulse is transmitted to the opposite end of the network to be protected. For this reason, the signals U31 and U_3., Pulse formers I1 and 12 are fed. These pulse shapers work appropriately in switch mode, so that the envelopes the half-waves that form the signals U41 and U4 taken from them of the original square pulse. The voltages U "and U4. Are now the input voltages for a bistable multivibrator K, which in this exemplary embodiment serves as an integrating network. It tilts with the first impulse at an input into the associated position and remains at the same input for every further pulse in this i location. It is only activated by an impulse at the other input other location controlled. Therefore this toggle switch also acts like a switch, and its output voltage U.4 corresponds to the pulse to be transmitted.

Gegenüber der Verwendung eines Tiefpasses als integrierendes Netzwerk ergibt sich durch die Verwendung von im Schalterbetrieb arbeitenden Schaltungselementen als Impulsformer hinter den als Verdoppler geschalteten Gleichrichterelementen sowie der Kippschaltung sowohl in einfacher Weise die Möglichkeit, einen Rechteckimpuls mit steilen Flanken und weitgehend beliebiger Amplitude, d. h. einen dem ursprünglichen Impuls sehr ähnlichen Rechteckimpuls zu erzeugen, dessen Flankensteilheit nur durch die Schaltzeit der Kippschaltung begrenzt ist, als auch ein erheblicher Gewinn an Signalenergie.Compared to the use of a low pass as an integrating network results from the use of circuit elements operating in switch mode as a pulse shaper behind the rectifier elements connected as a doubler as well as the flip-flop both in a simple way the possibility of a square pulse with steep flanks and largely any amplitude, d. H. one of the original Pulse to generate a very similar square-wave pulse, the slope of which is only due to the switching time of the toggle switch is limited, as well as a considerable gain Signal energy.

In F i g. 3 ist ein Schaltungsbeispiel für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Verstärkung und Demodulation einer getasteten Schwingung angegeben, bei dem wiederum eine zweifrequente getastete Schwingung angenommen ist. Die getastete Schwingung Up wird über den Übertrager Ü 1 und den Widerstand R 1 dem in diesem Schaltungsbeispiel aus einem Transistor T 1 mit dem Basiswiderstand R 2 und dem Emitterwiderstand R 3 bestehenden linearen Verstärker mit großem Ausgangswiderstand zugeführt. Mit Uli ist die Gleichspannung für die gesamte Schaltung bezeichnet. Die verstärkte Spannung wird einer Frequenzweiche zugeführt, die aus den in diesem Schaltungsbeispiel durch Parallelresonanzkreise gebildeten Resonanzübertragern 02, C1 und U3, C2 besteht. Die Resonanzübertrager sind auf die der Impulsdauer zugeordnete Frequenz f I bzw. die der Impulspause entsprechende Frequenz f., abgestimmt. In Serienresonanz betriebene Resonanzübertrager ließen sich ebenfalls verwenden, jedoch müßte dann gegebenenfalls durch weitere Transistoren der Ausgangswiderstand des Verstärkers auf einen geeigneten Wert gebracht werden. Die Widerstände R 4, R 5 und R 6 sind so gewählt, daß die Resonanzübertrager zumindest angenäher aperiodisch bedämpft sind, so daß also die Hüllkurven der durch die Frequenzen dargestellten Sinale prakttisch nicht überschwingen.In Fig. 3 shows a circuit example for the circuit arrangement according to the invention for amplifying and demodulating a sampled oscillation, in which a two-frequency sampled oscillation is again assumed. The sampled oscillation Up is fed via the transformer U 1 and the resistor R 1 to the linear amplifier with a large output resistance, which in this circuit example consists of a transistor T 1 with the base resistor R 2 and the emitter resistor R 3. The DC voltage for the entire circuit is designated with Uli. The amplified voltage is fed to a crossover network, which consists of the resonance transformers 02, C1 and U3, C2 formed in this circuit example by parallel resonance circuits. The resonance transmitters are matched to the frequency f I assigned to the pulse duration or to the frequency f. Corresponding to the pulse pause. Resonance transformers operated in series resonance could also be used, but the output resistance of the amplifier would then have to be brought to a suitable value using additional transistors. The resistors R 4, R 5 and R 6 are chosen so that the resonance transformers are at least approximately aperiodically damped, so that the envelopes of the sinals represented by the frequencies practically do not overshoot.

Die Frequenzweiche bildet den Eingang zu zwei symmetrisch angeordneten Stromzweigen, von denen der eine nur noch die Spannung der Frequenz f1 und der andere nur noch die Spannung der Frequenz f, führt. An die Resonanzübertrager schließen sich in jedem Stromzweig Gleichrichterelemente G1, G2 bzw. G3, G 4 an, die so geschaltet sind, daß alle Halbwellen die gleiche Polarität erhalten. Die nunmehr aus der doppelten Zahl von Halbwellen gebildeten Signale werden mehreren in dem angegebenen Schaltungsbeispiel ebenfalls aus Transistoren T2, T 3 bzw. T4, T 5 aufgebauten Impulsformern zugeführt. Diese Impulsformer arbeiten im Schalterbetrieb, so daß sie gegebenenfalls als aktive Glieder die Signale zusätzlich verstärken können. Die einzelnen Impulsformer besitzen zweckmäßig solche Ansprechschwellen, daß die zu erwartenden Störamplituden unterdrückt werden oder zumindest noch nicht zum Ansprechen der Kippschaltung führen.The frequency separator forms the input to two symmetrically arranged current branches, one of which only carries the voltage of the frequency f1 and the other only the voltage of the frequency f1. Rectifier elements G1, G2 or G3, G 4 are connected to the resonance transformer in each current branch and are connected in such a way that all half-waves have the same polarity. The signals, which are now formed from twice the number of half-waves, are fed to a plurality of pulse shapers, which are also made up of transistors T2, T 3 and T4, T 5 in the circuit example given. These pulse shapers work in switch mode, so that they can additionally amplify the signals as active elements if necessary. The individual pulse shapers expediently have response thresholds such that the interference amplitudes to be expected are suppressed or at least do not yet lead to the triggering of the multivibrator.

Bei dem jeweils ersten aus dem Transistor T2 bzw. dem Transistor T4 gebildeten Impulsformer jedes Stromzweiges ist eine zusätzliche schaltungstechnische Maßnahme getroffen, um diesem Impulsformer eine von der Amplitude der getasteten Schwingung abhängige Ansprechschwelle zu verleihen. Diese gleitende Amplitudenschwelle bietet den Vorteil, daß mit wachsendem Nutzsignal entsprechend größere Störsignale noch unterdrückt werden. Zu diesem Zweck sind die Emitter der Transistoren T 2 und T 4 miteinander und mit dem Kondensator C 3 verbunden, der parallel zu den Emitterwiderständen R 7 und R 8 angeordnet ist. Da der Kondensator C 3 von den Strömen beider Frequenzen der getasteten Schwingung aufgeladen wird, liegt an ihm eine vom Scheitelwert der getasteten Schwingung abhängige Spannung, so daß durch diesen Scheitelwert das Emitterpotential beider Transistoren T 2 und T 4 und damit das Verhalten dieser Transistoren gegenüber Störamplituden bestimmt wird. Infolge der durch den Kondensator vorgenommenen Integration der Spannung werden insbesondere kurzzeitig auftretende Störspannungen praktisch bis zur Größe des Nutzsignals unterdrückt.In the case of the first pulse shaper of each current branch formed from transistor T2 or transistor T4, an additional circuit measure is taken to give this pulse shaper a response threshold that is dependent on the amplitude of the sensed oscillation. This sliding amplitude threshold offers the advantage that, as the useful signal increases, correspondingly larger interference signals are still suppressed. For this purpose, the emitters of the transistors T 2 and T 4 are connected to one another and to the capacitor C 3, which is arranged in parallel with the emitter resistors R 7 and R 8. Since the capacitor C 3 is charged by the currents of both frequencies of the sensed oscillation, it has a voltage that depends on the peak value of the sensed oscillation, so that through this peak value the emitter potential of both transistors T 2 and T 4 and thus the behavior of these transistors with respect to interference amplitudes is determined. As a result of the integration of the voltage carried out by the capacitor, interfering voltages that occur briefly, in particular, are suppressed practically up to the size of the useful signal.

Die Ausgangsspannungen dieser beiden ersten Impulsformer werden über je einen aus der Kapazität C 4 bzw. C 5 und dem Widerstand R 11 bzw. R 12 bestehenden Spannungsteiler in jedem Stromzweig einem zweiten Impulsformer zugeführt, der aus dem ebenfalls eine über den Widerstand R 13 bzw. R 14 eingestellte Ansprechschwelle besitzenden Transistor T 3 bzw. T 5 besteht. Bei diesen Impulsformern sind schaltungstechnische Maßnahmen getroffen, um den Temperaturgang der Transistoren zu kompensieren. So ist im oberen Stromzweig ein temperaturabhängiger Spannungsteiler aus den Widerständen R 15, R19 und R21 gebildet, der den temperaturabhängigen Widerstand R 19 enthält, und in dem unteren Stromzweig befindet sich ein analog aus den Widerständen R 16, R20, R22 aufgebauter temperaturabhängiger Spannungsteiler. Die übrigen den Transistoren zugeordneten Widerstände R 17 und R 18 sind wie die Widerstände R 9 und R 10 bei den ersten Impulsformern die Arbeitswiderstände in den Kollektorkreisen der Transistoren.The output voltages of these two first pulse shapers are fed via a voltage divider consisting of the capacitance C 4 or C 5 and the resistor R 11 or R 12 in each current branch to a second pulse shaper, which is also made up of a voltage divider via the resistor R 13 or R 12. R 14 set response threshold owning transistor T 3 or T 5 exists. In these pulse formers, circuitry measures are taken to compensate for the temperature response of the transistors. In the upper branch, a temperature-dependent voltage divider is formed from resistors R 15, R19 and R21, which contains the temperature-dependent resistor R 19, and in the lower branch there is a temperature-dependent voltage divider constructed analogously from resistors R 16, R20, R22. The other resistors R 17 and R 18 assigned to the transistors are, like the resistors R 9 and R 10 in the first pulse formers, the load resistances in the collector circuits of the transistors.

Nach dem Verlassen der Impulsformer werden die Signale über galvanische, also breitbandige Kopplungen mittels der Widerstände R 23 und R 24 den Eingängen einer bistabilen Kippschaltung zugeführt, die ebenfalls aus Transistoren T 6 und T 7 aufgebaut ist. Auch diese Kippschaltung besitzt eine Ansprechschwelle, die durch die in Flußrichtung gepolte Diode G 5 bestimmt ist. Der Arbeitspunkt der Diode wird über den Widerstand R 27 in Verbindung mit dem Kollektorstrom des jeweils leitenden Transistors der Kippschaltung eingestellt. Die Widerstände R 25 und R 26 bilden die Basiswiderstände der Transistoren T 6 und T7; die Kopplung zwischen den beiden Stufen der Kippschaltung erfolgt über die Widerstände R 28 und R29. Diese Kippschaltung arbeitet in der bereits erwähnten Weise derart, daß durch den jeweils ersten Impuls an dem einen Eingang die Kippschaltung in die zugehörige stabile Lage kippt, während die weiteren Impulse an diesem Eingang keine Änderung des Zustandes der Kippschaltung mehr herbeiführen. Erst durch einen auf den anderen Eingang gegebenen Impuls kann die Kippschaltung umgesteuert werden, so daß an den Kollektorwiderständen R 30 und R 31 je eine rechteckförmige Spannung UA 1 und U,42 auftritt, deren Zeitverlauf ein genaues Abbild des ursprünglichen, auf das zu schützende Netzwerk gegebenen Rechtecksignals darstellt.After leaving the pulse shaper, the signals are fed to the inputs of a bistable multivibrator, which is also made up of transistors T 6 and T 7 , via galvanic, i.e. broadband, couplings by means of resistors R 23 and R 24. This trigger circuit also has a response threshold which is determined by the diode G 5 polarized in the forward direction. The operating point of the diode is set via the resistor R 27 in connection with the collector current of the respective conductive transistor of the flip-flop circuit. The resistors R 25 and R 26 form the base resistances of the transistors T 6 and T7; the coupling between the two stages of the multivibrator takes place via the resistors R 28 and R29. This flip-flop works in the manner already mentioned that the flip-flop switches to the associated stable position with the first pulse at one input, while the other pulses at this input no longer change the state of the flip-flop. The flip-flop circuit can only be reversed by a pulse given to the other input, so that a square-wave voltage UA 1 and U, 42 occurs at the collector resistors R 30 and R 31, the timing of which is an exact replica of the original network to be protected given square wave signal.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht also die formgetreue Übertragung von Impulsen unabhängig von den unvermeidlichen Beeinflussungen der Impulsform durch die begrenzte Bandbreite des Übertragungssystems.The circuit arrangement according to the invention thus enables true-to-shape Transmission of impulses regardless of the inevitable influences on the Pulse shape due to the limited bandwidth of the transmission system.

Claims

Claims: 1. Circuit arrangement for amplification and demodulation a pulse-shaped frequency-modulated (keyed) oscillation, preferably for network protection devices according to the phase comparison principle, in which each of the frequencies of the sensed oscillation via an amplifier common to all frequencies and one connected to it Crossover in one each, rectifier elements to achieve the same polarity of all half-waves of the respective frequency containing current branch is conducted, at the output integrating devices are arranged, which is a to be transmitted Pulse supply corresponding signal that the amplifier common to all frequencies is a linear amplifier that no harmonics of the frequencies of the sampled oscillation are generated, and that in the branches behind the respective rectifier elements, in particular in the Switch mode pulse shapers, preferably made up of transistors are arranged, of which at least one in each branch is one with the Response threshold that changes the amplitude of the sensed oscillation (sliding amplitude threshold) having.

2. Circuit arrangement according to claim 1 for the case of a two-frequency sampled oscillation, characterized in that the outputs of the pulse shaper with the input of a bistable trigger circuit assigned to the respective branch are connected.

3. Circuit arrangement according to claim 2, characterized in that that the bistable flip-flop is a preferably polarized in the flow direction Diodes has a certain response threshold.

4. Circuit arrangement according to claim 2 or 3, characterized in that the flip-flop circuit by galvanic coupling is connected to the outputs of the pulse formers.

5. Circuit arrangement according to a of claims 1 to 4, characterized in that the pulse shaper response thresholds which are chosen with a view to the disturbances to be expected.

6. Circuit arrangement according to one of claims 1 to 5, characterized in that in the common Control circuit of mutually corresponding, lying in different branches Pulse shapers capacitors are arranged, which the sliding amplitude threshold in such a way that they refer to one of the peak value of the keyed Charge vibration-dependent voltage.

7. Circuit arrangement according to one of the claims 1 to 6, characterized in that the pulse shaper to compensate for the temperature response temperature-dependent circuit elements, preferably temperature-dependent voltage dividers, are provided. B.

Circuit arrangement according to one of the claims 1 to 7, characterized in that resonance transformers are used as the crossover network.

9. Circuit arrangement according to claim 8, characterized in that the resonance transformer are at least approximately aperiodically damped by resistors. Considered Publications: German Patent No. 854 532.