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Schaltungsanordnung zur Verstärkung und Demodulation einer pulsförmig
frequenzmodulierten Schwingung Die Erfindung befaßt sich mit einer Schaltungsanordnung
zur Verstärkung und Demodulation einer pulsförmig frequenzmoduherten, d. h. getasteten
Schwingung.
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Eine solche getastete Schwingung gewinnt man beispielsweise durch
Beeinflussung der Frequenz der von einem Tonfrequenzgenerator abgegebenen Schwingung
durch die einzelnen in ihrer Gesamtheit den zu übertragenden Puls darstellenden
Impulse in der Weise, daß der Impulsdauer eine Frequenz f1 und der Impulspause eine
Frequenz f2 entspricht. Nach der übertragung des nunmehr als Frequenzfolge vorliegenden
Signals gewinnt man aus ihm durch Demodulation wieder die ursprünglichen Impulse.
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Von der Anwendung getasteter Schwingungen macht man beispielsweise
in der Technik der Fernsteuerung sowie bei Schaltungsanordnungen zum Netzschutz
häufig Gebrauch. So werden bei nach dem Prinzip des Phasenvergleichs arbeitenden
Netzschutzeinrichtungen die Phasen des Stromes bzw. bei mehrphasigen Systemen des
Summenstromes an Anfang und Ende des zu überwachenden Netzwerkes in der Weise verglichen,
daß von beiden Enden des Netzwerkes in getastete Schwingungen umgesetzte Rechteckimpulse
der Dauer 24 tim Zeitpunkt t1 ausgesendet werden, deren Phasenlage sich beim Vorliegen
einer Netzstörung ändert. Die Breite 24 t richtet sich nach der größten noch zulässigen
durch Netzstörungen verursachten Phasenverschiebung. Am jeweils anderen Ende des
Netzwerkes wird nach Demodulation die Phasenlage jedes der Rechteckimpulse mit der
eines schmalen Impulses gleicher Amplitude, jedoch entgegengesetzter Polarität verglichen,
der im Zeitpunkt t1 + 4 t erzeugt wurde. Ist das Rechtecksignal am jeweils
anderen Ende des Netzwerkes ohne Phasenverschiebung eingetroffen, so liegt der schmale
Vergleichsimpuls genau in der Mitte dieses Rechteckimpulses, und die resultierende
Spannung ist gerade Null. Dieselbe resultierende Spannung ergibt sich für alle Phasenverschiebungen,
die noch in dem durch die Breite des negativen Rechteckimpulses gegebenen zulässigen
Bereich liegen.
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Wird die Phasenverschiebung jedoch größer, als es der Zeit A t entspricht,
wobei die Phasenverschiebung positiv oder negativ sein kann, so erscheint als resultierende
Spannung die durch den Vergleichsimpuls gegebene Spannung, die ein Relais od. dgl.
betätigt.
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Es ist eine Schaltungsanordnung zur Verstärkung und Demodulation einer
getasteten Schwingung bekanntgeworden, in der jede der Frequenzen der getasteten
Schwingung über einen allen Frequenzen gemeinsamen Verstärker und eine an diesen
angeschlossene Frequenzweiche in je einen, Gleichrichterelemente zur Erzielung der
gleichen Polarität aller Halbwellen der jeweiligen Frequenz enthaltenden Stromzweig
geleitet wird; am Ausgang dieses Stromzweiges sind integrierende Einrichtungen angeordnet,
die ein dem zu übertragenden Puls entsprechendes Signal liefern.
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Infolge der Tatsache, daß bei dieser bekannten Anordnung der Verstärker
als Begrenzer geschaltet ist und demgemäß ein nichtlinearer Verstärker vor den Filtergliedern
liegt, besitzt sie den Nachteil, daß in dem nichtlinearen Verstärker enstandene
Oberwellen gegebenenfalls zu Störungen Anlaß geben können. Fallen nämlich die Oberwellen
der niedrigeren Frequenz in den Durchlaßbereich der Filterglieder für höhere Frequenzen,
so kann bei Anwendung der bekannten Schaltungsanordnung im Rahmen von Netzschutzeinrichtungen
ein Fehlauslösen verursacht werden. Dies ließe sich an sich durch bestimmte Wahl
der Durchlaßbereiche der Filter vermeiden; die Lage der Durchlaßbereiche ist aber
in der Regel durch die Betriebsbedingungen schon vorgegeben.
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Bei der bekannten Schaltungsanordnung dient das Vorsehen eines Begrenzers
vor den Filtergliedern dazu, Telegrafieverzerrungen infolge ungleicher Zeichen anzuschließen.
Die Erfindung bietet die Möglichkeit, derartige Verzerrungen zu vermeiden, ohne
d;aß dabei
störende Oberwellen entstehen bzw. zwecks Vermeidung
eines störenden Einflusses derartiger Oberwellen die Durchlaßbereiche der Filterglieder
entsprechend gewählt werden müssen. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist
dadurch gekennzeichnet, daß der allen Frequenzen gemeinsame Verstärker ein linearer
Verstärker ist, der keine Oberschwingungen der Frequenzen der getasteten Schwingung
erzeugt, und daß in den Stromzweigen hinter den jeweiligen Gleichrichterelementen
insbesondere im Schalterbetrieb arbeitende und vorzugsweise aus Transistoren aufgebaute
Impulsformer angeordnet sind, von denen zumindest einer in jedem Stromzweig eine
sich mit der Amplitude der getasteten Schwingung ändernde Ansprechschwelle (gleitende
Amplitudenschwelle) aufweist.
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In F i g. 1 ist das Blockschaltbild der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
für den Fall einer zweifrequenten getasteten Schwingung wiedergegeben, an Hand dessen
zugleich einige zweckmäßige Weiterbildungen des Erfindungsgedankens beschrieben
werden sollen. Als Eingangsspannung U,. wird eine getastete Schwingung mit den beiden
der Impulsdauer und der Impulspause entsprechenden Frequenzen f 1 und f
, zunächst in dem beiden Frequenzen gemeinsamen linearen Verstärker 1-',
dessen Ausgangswiderstand dem Eingangswiderstand der Frequenzweiche W angepaßt ist,
verstärkt. Durch die Verwendung eines linearen Verstärkers ergibt sich der Vorteil,
daß keine in einem nichtlinearen Verstärker unvermeidlich entstehenden, die Arbeitsweise
der Frequenzweiche störenden und damit die Impulsform beeinträchtigenden Oberschwingungen
auftreten.
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In F i g. 2 sind die an den einzelnen Punkten des Blockschemas herrschenden
Spannungen wiedergegeben. Die verstärkte Spannung U1 wird über die Frequenzweiche
W zwei Stromzweigen zugeführt, so daß in dem einen Stromzweig die praktisch nur
die Frequenz f l enthaltende Spannung U.,1 und in dem anderen Stromzweig die praktisch
nur die Frequenz f., enthaltende Spannung Uzz auftritt. Diese Spannungen gelangen
in als Verdoppler geschaltete Gleichrichterelemente G11 und G12, die, wie F i g.
2 zeigt, die positiven Halbwellen der jeweiligen Spannung um 18a° in der Polarität
drehen. Die so gewonnenen Signale U31 und U3., besitzen, wie ebenfalls die F i g.
2 erkennen läßt, mehr oder weniger verschleifte Hüllkurven. Wie aus der eingangs
vorgenommenen Schilderung des Prinzips des Netzschutzes durch Phasenvergleich hervorgeht,
erfolgt der Vergleich um so genauer, je unverzerrter die Form des Rechteckimpulses
an das jeweils entgegengesetzte Ende des zu schützenden Netzwerkes übertragen wird.
Aus diesem Grunde werden die Signale U31 und U_3., Impulsformern I1 bzw. 12 zugeführt.
Diese Impulsformer arbeiten zweckmäßig im Schalterbetrieb, so daß die Hüllkurven
der die an ihnen abgenommenen Signale U41 und U4, bildenden Halbwellen die Form
des ursprünglichen Rechteckimpulses besitzen. Die Spannungen U" und U4., sind nun
die Eingangsspannungen für eine bistabile Kippschaltung K, die in diesem Ausführungsbeispiel
als integrierendes Netzwerk dient. Sie kippt beim ersten Impuls an einem Eingang
in die zugehörige Lage und bleibt bei jedem weiteren Impuls an demselben Eingang
in dieser i Lage. Erst durch einen Impuls am anderen Eingang wird sie in die jeweils
andere Lage gesteuert. Daher wirkt diese Kippschaltung ebenfalls wie ein Schalter,
und ihre Ausgangsspannung U.4 entspricht dem zu übertragenden Puls.
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Gegenüber der Verwendung eines Tiefpasses als integrierendes Netzwerk
ergibt sich durch die Verwendung von im Schalterbetrieb arbeitenden Schaltungselementen
als Impulsformer hinter den als Verdoppler geschalteten Gleichrichterelementen sowie
der Kippschaltung sowohl in einfacher Weise die Möglichkeit, einen Rechteckimpuls
mit steilen Flanken und weitgehend beliebiger Amplitude, d. h. einen dem ursprünglichen
Impuls sehr ähnlichen Rechteckimpuls zu erzeugen, dessen Flankensteilheit nur durch
die Schaltzeit der Kippschaltung begrenzt ist, als auch ein erheblicher Gewinn an
Signalenergie.
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In F i g. 3 ist ein Schaltungsbeispiel für die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
zur Verstärkung und Demodulation einer getasteten Schwingung angegeben, bei dem
wiederum eine zweifrequente getastete Schwingung angenommen ist. Die getastete Schwingung
Up wird über den Übertrager Ü 1 und den Widerstand R 1 dem in diesem
Schaltungsbeispiel aus einem Transistor T 1 mit dem Basiswiderstand R 2 und dem
Emitterwiderstand R 3 bestehenden linearen Verstärker mit großem Ausgangswiderstand
zugeführt. Mit Uli ist die Gleichspannung für die gesamte Schaltung bezeichnet.
Die verstärkte Spannung wird einer Frequenzweiche zugeführt, die aus den in diesem
Schaltungsbeispiel durch Parallelresonanzkreise gebildeten Resonanzübertragern 02,
C1 und U3, C2 besteht. Die Resonanzübertrager sind auf die der Impulsdauer zugeordnete
Frequenz f I bzw. die der Impulspause entsprechende Frequenz f., abgestimmt. In
Serienresonanz betriebene Resonanzübertrager ließen sich ebenfalls verwenden, jedoch
müßte dann gegebenenfalls durch weitere Transistoren der Ausgangswiderstand des
Verstärkers auf einen geeigneten Wert gebracht werden. Die Widerstände R 4, R 5
und R 6 sind so gewählt, daß die Resonanzübertrager zumindest angenäher aperiodisch
bedämpft sind, so daß also die Hüllkurven der durch die Frequenzen dargestellten
Sinale prakttisch nicht überschwingen.
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Die Frequenzweiche bildet den Eingang zu zwei symmetrisch angeordneten
Stromzweigen, von denen der eine nur noch die Spannung der Frequenz f1 und der andere
nur noch die Spannung der Frequenz f, führt. An die Resonanzübertrager schließen
sich in jedem Stromzweig Gleichrichterelemente G1, G2
bzw. G3,
G 4 an, die so geschaltet sind, daß alle Halbwellen die gleiche Polarität
erhalten. Die nunmehr aus der doppelten Zahl von Halbwellen gebildeten Signale werden
mehreren in dem angegebenen Schaltungsbeispiel ebenfalls aus Transistoren T2,
T 3
bzw. T4, T 5 aufgebauten Impulsformern zugeführt. Diese Impulsformer
arbeiten im Schalterbetrieb, so daß sie gegebenenfalls als aktive Glieder die Signale
zusätzlich verstärken können. Die einzelnen Impulsformer besitzen zweckmäßig solche
Ansprechschwellen, daß die zu erwartenden Störamplituden unterdrückt werden oder
zumindest noch nicht zum Ansprechen der Kippschaltung führen.
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Bei dem jeweils ersten aus dem Transistor T2 bzw. dem Transistor T4
gebildeten Impulsformer jedes Stromzweiges ist eine zusätzliche schaltungstechnische
Maßnahme getroffen, um diesem Impulsformer eine von der Amplitude der getasteten
Schwingung abhängige Ansprechschwelle zu verleihen. Diese gleitende Amplitudenschwelle
bietet den Vorteil, daß mit
wachsendem Nutzsignal entsprechend größere
Störsignale noch unterdrückt werden. Zu diesem Zweck sind die Emitter der Transistoren
T 2 und T 4 miteinander und mit dem Kondensator C 3 verbunden, der
parallel zu den Emitterwiderständen R 7 und R 8 angeordnet ist. Da der Kondensator
C 3 von den Strömen beider Frequenzen der getasteten Schwingung aufgeladen wird,
liegt an ihm eine vom Scheitelwert der getasteten Schwingung abhängige Spannung,
so daß durch diesen Scheitelwert das Emitterpotential beider Transistoren
T 2 und T 4 und damit das Verhalten dieser Transistoren gegenüber
Störamplituden bestimmt wird. Infolge der durch den Kondensator vorgenommenen Integration
der Spannung werden insbesondere kurzzeitig auftretende Störspannungen praktisch
bis zur Größe des Nutzsignals unterdrückt.
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Die Ausgangsspannungen dieser beiden ersten Impulsformer werden über
je einen aus der Kapazität C 4 bzw. C 5 und dem Widerstand R 11 bzw. R 12 bestehenden
Spannungsteiler in jedem Stromzweig einem zweiten Impulsformer zugeführt, der aus
dem ebenfalls eine über den Widerstand R 13 bzw. R 14 eingestellte Ansprechschwelle
besitzenden Transistor T 3 bzw. T 5 besteht. Bei diesen Impulsformern
sind schaltungstechnische Maßnahmen getroffen, um den Temperaturgang der Transistoren
zu kompensieren. So ist im oberen Stromzweig ein temperaturabhängiger Spannungsteiler
aus den Widerständen R 15, R19 und R21 gebildet, der den temperaturabhängigen Widerstand
R 19 enthält, und in dem unteren Stromzweig befindet sich ein analog aus den Widerständen
R 16, R20, R22 aufgebauter temperaturabhängiger Spannungsteiler. Die übrigen den
Transistoren zugeordneten Widerstände R 17 und R 18 sind wie die Widerstände R 9
und R 10 bei den ersten Impulsformern die Arbeitswiderstände in den Kollektorkreisen
der Transistoren.
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Nach dem Verlassen der Impulsformer werden die Signale über galvanische,
also breitbandige Kopplungen mittels der Widerstände R 23 und R 24 den Eingängen
einer bistabilen Kippschaltung zugeführt, die ebenfalls aus Transistoren
T 6 und T 7 aufgebaut ist. Auch diese Kippschaltung besitzt eine Ansprechschwelle,
die durch die in Flußrichtung gepolte Diode G 5 bestimmt ist. Der Arbeitspunkt der
Diode wird über den Widerstand R 27 in Verbindung mit dem Kollektorstrom des jeweils
leitenden Transistors der Kippschaltung eingestellt. Die Widerstände R 25 und R
26 bilden die Basiswiderstände der Transistoren T 6 und T7; die Kopplung
zwischen den beiden Stufen der Kippschaltung erfolgt über die Widerstände R 28 und
R29. Diese Kippschaltung arbeitet in der bereits erwähnten Weise derart, daß durch
den jeweils ersten Impuls an dem einen Eingang die Kippschaltung in die zugehörige
stabile Lage kippt, während die weiteren Impulse an diesem Eingang keine Änderung
des Zustandes der Kippschaltung mehr herbeiführen. Erst durch einen auf den anderen
Eingang gegebenen Impuls kann die Kippschaltung umgesteuert werden, so daß an den
Kollektorwiderständen R 30 und R 31 je eine rechteckförmige Spannung UA 1 und U,42
auftritt, deren Zeitverlauf ein genaues Abbild des ursprünglichen, auf das zu schützende
Netzwerk gegebenen Rechtecksignals darstellt.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ermöglicht also die formgetreue
Übertragung von Impulsen unabhängig von den unvermeidlichen Beeinflussungen der
Impulsform durch die begrenzte Bandbreite des Übertragungssystems.