DE1153802B - Frequenzmodulierter Transistor-Oszillator - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft frequenzmodulierte Transistor-Oszillatoren mit nur einem Transistor.

Die Frequenzmodulation soll dabei auf möglichst einfache Weise bei guter Linearität und ohne störende Amplitudenmodulation erfolgen.

Es ist bekannt, daß der Stromverstärkungsfaktor a eines Transistors, also das Verhältnis zwischen der Änderung des Kollektorkurzschlußstroms und der zugehörigen Änderung des Emitterstroms in der Basisgrundschaltung, nur für niedrige Frequenzen konstant ist. Mit zunehmender Frequenz fällt er oberhalb der sogenannten α-Grenzfrequenz schnell ab. Dieser Abfall des Wertes von α wird von einer Phasenverschiebung zwischen den beiden Strömen begleitet.

Wie bekannt, ändert sich die a-Grenzfrequenz eines Transistors, insbesondere eines Spitzentransistors, mit den Gleichstrom-Betriebswerten des Transistors, wobei sie am deutlichsten auf Änderungen der Kollektorspannung und des Emitterstroms regagiert. Die a-Grenzfrequenz steigt mit der Kollektorspannung und fällt mit dem Emitterstrom.

Durch die Verringerung des Stromverstärkerfaktors α bei höheren Frequenzen wird die Einsatzmöglichkeit eines Transistors als Verstärkungselement bei Frequenzen oberhalb der a-Grenzfrequenz eingeschränkt.

Für die Verwendung eines Transistors als Schwingungserzeuger ist die Verringerung von α jedoch nicht so wichtig. Es sind viele hochfrequente Oszillatoren mit Rückkopplung bekannt, die weit oberhalb der a-Grenzfrequenz ihrer Transistoren schwingen.

Es ist bekannt, daß dann zur Aufrechterhaltung der Rückkopplungsbedingungen eine Kompensation der durch den Transistor bedingten Phasenverschiebung erforderlich ist, damit der Oszillator auch bei diesen Frequenzen noch schwingt. Es ist auch bereits bekannt, daß bei solchen Oszillatoren eine Frequenzmodulation der Schwingungen durch eine Änderung der Betriebsspannungen erreicht werden kann.

Die vorliegende Erfindung will einen Transistor-Oszillator schaffen, bei dem eine besonders wirkungsvolle Frequenzmodulation ohne zusätzlichen Aufwand möglich ist. Insbesondere soll die Frequenzänderung möglichst linear von der Modulationsspannung abhängen, und es soll nur eine kleine zusätzliche Amplitudenmodulation auftreten.

Die Erfindung geht dazu aus von einem frequenzmodulierten, phasenkompensierten Transistor-Oszillator mit nur einem Transistor und einem Schwingkreis, dem die Rückkopplungsspannung entnommen wird. Sie empfiehlt, daß seine Betriebsfrequenz in einem Bereich in der Nähe der a-Grenzfrequenz des Frequenzmodulierter Transistor-Oszillator

Anmelder:

Western Electric Company, Incorporated,
New York, N. Y. (V. St. A.)

Vertreter: Dipl.-Ing. H. Fecht, Patentanwalt,
Wiesbaden, Hohenlohestr. 21

Beanspruchte Priorität:
V. St. v. Amerika vom 15. April 1953 (Nr. 348 901)

Donald Edgar Thomas, Madison, N. J. (V. St. Α.),
ist als Erfinder genannt worden

Transistors gewählt ist und daß der Schwingkreis so bemessen ist, daß die Betriebsfrequenz auf einem im wesentlichen linearen Teil der Phasen-Frequenz-Kennlinie des Schwingkreises liegt.

Ein solcher Oszillator kann als frequenzmodulierter Sender Verwendung finden, wobei die Modulationsspannung beispielsweise von einem Mikrophon geliefert wird. Neben guten elektrischen Eigenschaften ist ein solcher Sender wegen seines einfachen Aufbaues robust und zuverlässig und besitzt nur geringe Größe und kleines Gewicht.

Außerdem kann der Oszillator auch in Verbindung mit einer Frequenzregelschaltung benutzt werden. Unter dem Einfluß eines sich langsam ändernden Gleichstromsignals, das z. B. als Fehlersignal aus der Abweichung der Betriebsfrequenz des Oszillators von einem gegebenen Sollwert abgeleitet werden kann, läßt sich dann die Betriebsfrequenz wieder auf den Sollwert zurückführen.

Die Erfindung soll im folgenden an Hand der Zeichnungen noch im einzelnen erläutert werden; in den Zeichnungen zeigt

Fig. 1 ein schematisches Schaltbild eines erfindungsgemäßen FM-Senders mit nur einem Transistor, Fig. IA ein für die hohen Frequenzen vereinfachtes Schaltbild der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. IB das hochfrequente Ersatzschaltbild der Schaltung nach Fig. IA,

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in im wesentlichen linearer Weise verschoben wird, und schließlich wird die frequenzmodulierte Ausgangsschwingung von der Spule 19 und der Antenne 27 abgestrahlt. Die Gleichspannungsquelle 22 ist so 5 gepolt, daß sie die Kollektorelektrode des Transistors 11 in Sperrichtung vorspannt. Der Varistor 18 und der Widerstand 17 arbeiten so zusammen, daß die Emitterelektrode in Flußrichtung vorgespannt wird. Der Varistor 18 ist ein spannungsabhängiger Wider-

Fig. 1C die Abhängigkeit der Größe und Phasenlage des Stromverstärkungsfaktors eines Transistors von der Frequenz,

Fig. ID die Abhängigkeit der Spannung und Phasenlage des Schwingkreises des in Fig. 1 dargestellten FM-Senders von der Frequenz,

Fig. IE ein für die niedrigen Frequenzen vereinfachtes Schaltbild der Schaltung nach Fig. 1.

Nach Fig. 1 hat der Transistor eine Emitterelektrode 12, eine Kollektorelektrode 13 und eine Basis- io stand in Form eines Gleichrichters (z. B. ein Kristallelektrode 14. Bei dem dargestellten Symbol ist die oder Kupferoxydul-Gleichrichter), der zusammen mit Emitterelektrode durch einen Pfeil gekennzeichnet, dem Widerstand 17 die erforderliche Vorspannung der die positive Stromrichtung angibt. Da der Emit- an die Emitterelektrode liefert,
terstrom bei einem Transistor mit einem η-Halbleiter- Eine mehr ins einzelne gehende Erklärung der körper von der Emitterelektrode in den Körper fließt, 15 Arbeitsweise der in Fig. 1 dargestellten Schaltung soll ist der Pfeil in diesem Falle zur Basiselektrode ge- mit Hilfe der Fig. IA bis IE gegeben werden, richtet. Bei einem Transistor mit einem p-Halbleiter- Fig. 1A zeigt die Schaltung mit nur den für das hochkörper fließt dagegen der Emitterstrom umgekehrt, frequente Verhalten wichtigen Teilen. Die Konden- und der Pfeil ist dann von der Basiselektrode weg satoren24 und 25 wirken als hochfrequenter Kurzgerichtet. Der Einfachheit halber ist bei dieser und 20 Schluß, so daß die Vorspannungskreise und der Lastden folgenden Figuren der Pfeil des Transistor- widerstand 21 aus der Betrachtung ausscheiden. Der symbols zur Basiselektrode gerichtet, und alle Bat- Widerstand 16 im Emitter-Basis-Kreis beseitigt die terie- und Gleichrichterpolaritäten sind für die an- Rückkopplung über den Basiskreis und verhindert gegebene Richtung des Emitterstroms gewählt. Die damit sowohl eine Verringerung der höchsten Erfindung ist jedoch nicht auf solche Transistoren be- 25 Schwingfrequenz der Schaltung unter die a-Grenzschränkt. Bei einem Emitterstrom in entgegengesetzter frequenz des Transistors als auch Kippschwingungen. Richtung sind die Batterie- und Gleichrichterpolari- Zusammen mit der Störkapazität 15 bildet der täten umgekehrt zu wählen. Schwingkreis in Fig. IA einen Rückkopplungskreis

Der Transistor in Fig. 1 besitzt eine störende Elek- für den Transistor 11, so daß er Eigenschwingungen trodenkapazität 15 zwischen seiner Emitter- und KoI- 30 bei einer Frequenz oberhalb seiner a-Grenzfrequenz lektorelektrode. Ferner ist die Emitterelektrode mit erzeugt. Das Ersatzschaltbild des sich ergebenden einem Widerstand 16 verbunden. Der Widerstand 16 Oszillators ist in Fig. IB angegeben, wenn man den ist sehr groß im Vergleich zum inneren Emitterelek- Widerstand 16 außer Betracht läßt. Dort ist der Trantrodenwiderstand des Transistors 11. Die andere sistor 11 durch ein äquivalentes T-Netzwerk dar-Seite des Widerstandes 16 ist über einen Widerstand 35 gestellt, das aus dem inneren Emitterwiderstand r_e, 17 mit Erde verbunden. Die Basiselektrode 14 des dem Kollektorwiderstand r_c und dem Basiswider-Transistors 11 liegt über einem Varistor 18 an Erde, stand r_b sowie dem äquivalenten Generator r_mi_t bewährend die Kollektorelektrode an eine Seite eines steht. Dabei ist r_m der sogenannte Durchgangswider-Schwingkreises angeschlossen ist, der aus einer In- stand des Transistors und I₁ der Emitterstrom. Die duktivität 19 und einer parallel geschalteten Kapa- 40 störende Emitter-Kollektor-Kapazität 15 ist durch Z_g zität 20 besteht. Die andere Seite des Schwingkreises und die Impedanz des Schwingkreises durch Z_L darist über einen Lastwiderstand 21 an die negative
Klemme einer Batterie 22 angeschlossen. Die positive
Klemme der Batterie 22 ist geerdet. Der Varistor 18,
der für einen Strom zur Basiselektrode des Tran- 45

gestellt.

Die Verstärkung des Rückkopplungskreises des in Fig. 1B gezeigten Ersatzschaltbildes ist annähernd

sistors 11 in Durchlaßrichtung gepolt ist, ist für Tonfrequenz durch einen Kondensator 23 überbrückt. Ferner sind zwei Überbrückungskondensatoren 24 und 25 vom Verbindungspunkt der Widerstände 16

μβ Sa

1 +

Z_L'

und 17 zur Basiselektrode des Transistors 11 und von 50 wobei Z_L' aus den parallelliegenden Widerständen Z_L dort zum Verbindungspunkt des Schwingkreises mit und r_e besteht. Wie bereits festgestellt, ist der Stromverstärkungsfaktor von Transistoren im allgemeinen für niedrige Frequenzen im wesentlichen konstant, er

fällt jedoch mit steigender Frequenz schnell ab, wenn

rung der Phase abgeleitet. In guter Näherung kann diese Frequenzabhängigkeit von α durch den Ausdruck dargestellt werden:

dem Widerstand 21 gelegt. Die tonfrequenten Eingangsklemmen sind einerseits über den Kopplungskondensator 26 an den Verbindungspunkt der Widerstände 16 und 17 und andererseits unmittelbar an 55 die a-Grenzfrequenz überschritten wird. Diese Ändedie Basiselektrode des Transistors 11 angeschlossen. rung der absoluten Größe von α wird von einer Ände-Auf Wunsch kann eine Antenne 27 an eine Anzapfung der Induktivität 19 angeschaltet werden.

Die beschriebene Schaltung ist ein FM-Sender mit
einem Transistor, bei dem der Transistor, Vorzugs- 60
weise ein Spitzentransistor, als hochfrequenter Oszillator, als Tonfrequenzverstärker und als Frequenzmodulator arbeitet. Ganz allgemein kann seine
Wirkungsweise wie folgt beschrieben werden: Der
Transistor 11 erzeugt Eigenschwingungen bei einer vor- 65 wobei a₀ der Wert von α bei niedrigen Frequenzen, bestimmten Frequenz, ferner bewirkt ein an die Ton- / die Frequenz und /„ diejenige Frequenz ist, bei frequenz-Eingangsklemmen angelegtes Tonfrequenz- der α um 3 db unterhalb des Wertes für niedrige signal, daß die Schwingfrequenz unter seinem Einfluß Frequenzen liegt (d. h. die a-Grenzfrequenz).

a = —

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Einsetzen von (2) in (1) ergibt den Ausdruck Emitter-Kollektor-Kapazität 15 und die Phase des

Schwingkreises. Die Bemessung der Schwingkreis-

^a<L elemente ist so gewählt, daß z. B. eine stationäre

, , -If] Schwingfrequenz f_osc erzeugt wird, die oberhalb der

I/o/ \^a\ ®_ _m 5 a-Grenzfrequenz/₀ liegt. Wie in Fig. IC gezeigt ist,

/¹P — Z ⁼ Z ' liegt dann α unterhalb seines Wertes für niedrige Fre-

1 + y, 1 + -y-r quenzen. Wenn zur Erläuterung angenommen wurde,

^{L h} daß bei dieser Frequenz die Phase von α = 70° be-

wobei Θ die Phase von α ist. trägt, muß die Phase im Rest des Rückkopplungs-

Der Rückkopplungsoszillator nach Fig. 1B schwingt io kreises, d.h. im Schwingkreis und in der Störkapazität

bei der Frequenz, bei der der absolute Wert von 15, zur Erzeugung von Schwingungen etwa + 70°

/ι β Eins und die Phase von μ β Null ist. In Fig. IB betragen. Es wurde festgestellt, daß die Störkapazität

ist der absolute Wert von α für die Frequenzen, bei 15 dann etwa 50° und der Schwingkreis die übrigen

denen Schwingungen auftreten, kleiner als Eins. Da- 20° beträgt. Der Schwingkreis arbeitet somit unter-

mit η β gleich oder größer als Eins wird, muß auch 15 halb seiner Resonanz jedoch auf einem im wesent-

der absolute Wert des Nenners in (3) kleiner als Eins liehen linearen Teil seiner Phasen-Frequenz-Kenn-

_ ... z_s η j , .. „ linie, wie durch PunktD in Fig. ID angedeutet,

sein. Der Wert --£- muß daher eine negative reelle _{Nach der bisherigen En}^_{mng ste}f_{lt die Sc}hal-

Komponente aufweisen. Da Z_g im wesentlichen rein tung der Fig. 1 einen stabilen hochfrequenten Trankapazitiv ist, kann dies nur verwirklicht werden, so sistor-Oszillator dar, der oberhalb der a-Grenzwenn Z_L' eine positive imaginäre Komponente hat. frequenz des Transistors arbeitet. Erfindungsgemäß Daher schwingt der Oszillator bei einer Frequenz, die wird die Schwingfrequenz durch Änderung der etwas kleiner als die Resonanzfrequenz des Schwing- a-Grenzfrequenz des Transistors unter dem Einfluß kreises ist. Tatsächlich schwingt der Oszillator nach eines angelegten Signals geändert. Bei dem in Fig. 1 Fig. 1 auch bei einer Frequenz, die etwa dem 25 dargestellten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist 0,9fachen der Resonanzfrequenz des Schwingkreises dieses Signal ein tonfrequentes Modulationssignal,
entspricht. Wenn entweder die Kollektorspannung oder der Die Funktion des Oszillators nach Fig. 1 kann auf Emitterstrom des Transistors nach Fig. 1 in Abhän-Grund der Phasenverschiebung im Rückkopplungs- gigkeit von der Tonfrequenz geändert wird, ändert kreis mit Hilfe der Kurven Fig. IC und ID erläutert 30 sich die a-Grenzfrequenz des Transistors entsprewerden. In Fig. IC zeigt die obere ausgezogene chend, und die durch den Transistor erzeugte hoch-Kurve die Änderung des Stromverstärkungsfaktors frequente Schwingung wird unter dem Einfluß des des Transistors mit der Frequenz. Der Wert ankommenden Signals frequenzmoduliert, wie noch

näher erläutert werden soll.

20 log -— 35 Für eine Betrachtung bei Tonfrequenzen und

^ao niedrigeren Frequenzen kann die Schaltung nach

,,.. . / - τητ.Αί Fig. 1 in der in Fig. IE dargestellten Form verein-

ist abhang,g vonj_; aufgetragen. Im flachen Anfangs- ^ _{werden Die}\ochfrequenten überbrückung-

teil der Kurve hat α den Wert a₀ für niedrige Fre- kondensatoren 24 und 25 stellen bei diesen Frequenzen. Wenn / erhöht wird, nimmt α mit etwa 6 db 40 quenzen praktisch unendlich große Widerstände und je Oktave ab. Bei der a-Grenzfrequenz/₀ (Punkte) der Schwingungskreis im wesentlichen einen Kurzist α um 3 db unter den Wert bei niedrigen Fre- schluß dar. Infolgedessen ergibt sich die Schaltung quenzen gesunken. eines Niederfrequenzverstärkers. Das am Widerstand

Die untere ausgezogene Kurve in Fig. 1C stellt 17 auftretende Tonsignal wird durch den Transistor die Änderung der Phase von α mit der Frequenz dar, 45 11 verstärkt und hegt dann in verstärkter Form am

,.,.„, ,,.. . fr - ^ Lastwiderstand 21. Dadurch schwankt die Kollektor-

wobei die Phase abhangig von-£-auf getragen ist. Es _spannung ^ _dem Tonsignal, und die «-Grenzzeigt sich, daß die Phase von α sich von etwa 0° bei frequenz des Transistors ändert sich entsprechend niedrigen Frequenzen bis etwa — 90° bei hohen Fre- unter dem Einfluß des angelegten Tonsignals,
quenzen ändert, wobei sie bei der a-Grenzfrequenz f_a 50 Die Art und Weise, wie die Betriebsfrequenz durch durch — 45° geht. Änderungen der a-Grenzfrequenz geregelt wird, ist

Fig. ID zeigt die Amplituden- und Phasenverhält- in den Fig. IC und ID dargestellt. Für die Diskusnisse des Schwingkreises in Abhängigkeit von der sion sei angenommen, daß die momentane Amplitude Frequenz, wobei die untere Kurve die Änderung der des angelegten Tonsignals von Null auf einen nega-Phase Θ_τ und die obere Kurve die Änderung der 55 tiven Wert geändert wird. Dies ergibt eine Erhöhung Amplitude V₇ darstellt. Die Phase des Schwingkreises der a-Grenzfrequenz des Transistors. Tatsächlich wird geht in der Nähe der Resonanzfrequenz f_T von etwa die Kurve, welche die Änderung des absoluten Wertes -r 90° auf etwa — 90° über, wobei eine Phase von α mit der Frequenz darstellt, nach rechts vervon 0^c bei der Resonanzfrequenz selbst vorhanden schoben und erscheint nunmehr in der durch die geist. Die Spannung am Schwingkreis, welche zum Ver- 60 strichelte Kurve angegebenen Lage. Die neue a-Grenzgleich aufgetragen ist, erreicht ein Maximum bei der frequenz bei der α 3 db unter seinem Wert für nied-Resonanzfrequenz f_T. rige Frequenzen hegt, ist dementsprechend größer

Der Oszillator nach Fig. 1 bzw IA erzeugt Eigen- und in Fig. IC mit f₀' bezeichnet. In der oberen schwingungen bei einer Frequenzf_osc, bei der die Kurve der Fig. IC ist die neue a-Grenzfrequenz gesamte Phasenverschiebung im Rückkopplungskreis 65 durch den Punkt E angedeutet.
Null ist. Die drei Hauptfaktoren, die zu dieser Phasen- Für die Phase von α ergibt sich eine entsprechende

verschiebung beitragen, sind die Phase des Strom- Verschiebung, die durch die gestrichelte Kurve in der Verstärkungsfaktors α, die Phase der störenden unteren Hälfte der Fig. IC dargestellt ist. Damit

ändert sich bei einer angenommenen Betriebsfrequenz auch die Phase von α. Da die gesamte Phasenverschiebung im Rückkopplungskreis weiter Null bleiben muß, muß sich die Phasenverschiebung in den übrigen Elementen entsprechend ändern. Dazu ist eine Verschiebung der Betriebsfrequenz erforderlich, die im unteren Teil der Fig. ID mit A_f bezeichnet ist. Der neue Arbeitspunkt ist mit G bezeichnet. Der Transistor-Oszillator erzeugt dann Schwingungen bei der neuen Frequenz, bis die a-Grenzfrequenz des Transistors wiederum geändert wird.

Wie sich aus dem oberen Teil der Fig. ID ergibt, ist die diese Frequenzmodulation begleitende Amplitudenmodulation vernachlässigbar klein.

Auf die beschriebene Weise wird die α-Grenzfrequenz des Transistors 11 in Fig. 1 für kleine Eingangssignale unter dem Einfluß des tonfrequenten Modulationssignals im wesentlichen linear geändert. Die sich ergebenden Änderungen der a-Grenzfrequenz sind von Änderungen der α-Phase begleitet, die den Oszillator zur Annahme einer neuen Betriebsfrequenz veranlassen. Die durch den Oszillator erzeugte Trägerfrequenz ist somit unter dem Einfluß des Modulationssignals in linearer Weise frequenzmoduliert.

Ein weiterer Vorteil ergibt sich durch die besondere Anordnung für die Vorspannung, die die Benutzung einer einzigen Batterie ermöglicht, was ebenfalls zu einer Verkleinerung des Senders beiträgt. Die Antenne 27 kann je nach den Erfordernissen verwendet werden. Es hat sich gezeigt, daß die Spule 19 auch ohne die Antenne 27 so viel Energie abstrahlt, daß ein Empfang in einem Abstand von etwa 100 m möglich ist.

Es sei noch bemerkt, daß den Widerständen 17 und 21 auf Wunsch tonfrequente Überbrückungsspulen parallel geschaltet werden können, um Batterieleistung einzusparen. Dadurch ergibt sich jedoch der Nachteil, daß für die Spulen zusätzlicher Raum erforderlich ist.

Bei einigen Transistoren hat sich gezeigt, daß der Lastwiderstand 21 aus der Schaltung der Fig. 1 entfernt werden kann. Die durch das Modulationssignal bewirkte Änderung des Emitterstroms reicht dann von sich aus ohne Änderung der Kollektorspannung aus, um die a-Grenzfrequenz des Transistors in der gewünschten Weise zu ändern.

Claims (1)

1. PATENTANSPRUCH:

   Frequenzmodulierter, phasenkompensierter Transistor-Oszillator mit nur einem Transistor und einem Schwingkreis, dem die Rückkopplungsspannung entnommen wird, dadurch gekenn zeichnet, daß seine Betriebsfrequenz in einem Bereich in der Nähe der a-Grenzfrequenz des Transistors gewählt ist und daß der Schwingkreis so bemessen ist, daß die Betriebsfrequenz auf einem im wesentlichen linearen Teil der Phasen-Frequenz-Kennlinie des Schwingkreises liegt.

   In Betracht gezogene Druckschriften:
   Schweizerische Patentschrift Nr. 212 950;
   USA.-Patentschriften Nr. 2 556 296, 2 570 939;
   »The BeU Syst. Techn. Journ.«, Juli 1949, S. 379 bis 384; Mai 1952, S. 415, 439, 440.

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

   © 309 670/228 8.