DE10351506A1

DE10351506A1 - Vorrichtung sowie Verfahren zur Phasenverschiebung

Info

Publication number: DE10351506A1
Application number: DE10351506A
Authority: DE
Inventors: Joerg Schoebel
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2003-11-05
Filing date: 2003-11-05
Publication date: 2005-06-02
Also published as: FR2863783A1; GB2407920A; US20050093737A1; GB0424423D0; GB2407920B

Abstract

Um eine Vorrichtung (100) sowie ein Verfahren zur Phasenverschiebung (DELTAphi) auf mindestens einem einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrat (10), auf dem mindestens eine planar ausgebildete Leitung (20), insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, aufgebracht ist, so weiterzuentwickeln, dass die Vorteile einer "slow wave"-Struktur auch in mechanisch steuerbaren Phasenschiebern zum Einsatz gelangen können, wird vorgeschlagen, dass die Phasenverschiebung (DELTAphi) durch Variieren der effektiven Dielektrizitätszahl (epsilon¶eff¶), insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten (beta), der Leitung (20) einstellbar ist, indem DOLLAR A - von der Leitung (20) abgehende, insbesondere leerlaufende und/oder insbesondere an ihren jeweiligen Enden kurzgeschlossene Leitungsabschnitte (24) und/oder DOLLAR A - von der Leitung (20) abgehende Stichleitungen (26) und/oder DOLLAR A - abwechselnd Leitungsstücke (28h) hoher Impedanz und Leitungsstücke (28n) niedriger Impedanz und/oder DOLLAR A - diskrete Elemente, wie etwa Induktivitäten, Kapazitäten oder induktive bzw. kapazitive Leitungsbrücken, und/oder DOLLAR A - insbesondere diskrete serielle und/oder parallele Reaktanzen und/oder DOLLAR A - insbesondere diskrete serielle und/oder parallele Suszeptanzen (jB) und/oder DOLLAR A - ...

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Phasenverschiebung auf mindestens einem einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrat, auf dem mindestens eine planar ausgebildete Leitung, insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung oder in Form einer Mikrostreifenleitung oder in Form einer Schlitzleitung oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung aufgebracht ist.
Die vorliegende Erfindung betrifft des weiteren ein Verfahren zur Phasenverschiebung auf mindestens einem einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrat mit mindestens einer planar ausgebildeten Leitung, insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung oder in Form einer Mikrostreifenleitung oder in Form einer Schlitzleitung oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung.

Für Abstandssensoren auf Radarbasis in Fortbewegungsmitteln, insbesondere in Kraftfahrzeugen, werden Mikrowellenantennen mit elektronisch schwenkbarer oder umschaltbarer Strahlkeule untersucht, wobei derartige Antennen üblicherweise als Gruppenantennen aufgebaut werden.

In diesem Zusammenhang ist für phasengesteuerte Gruppenantennen (sogenannte "phased arrays") mit schwenkbarer Strahlkeule sowie für Phasenschieber eine Vielzahl von Konzepten bekannt, und es existiert auch umfangreiche Literatur hierzu (vgl. R. J. Mailloux, "Phased Array Antenna Handbook", Artech House, Boston, London, 1994; D. M. Pozar, D. H. Schaubert, "Microstrip Antennas", IEEE Press, New York, 1995; S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991).

Auf diesem Mikrowellensubstrat werden planare Antennen beispielsweise mit Dipol-, Patch- oder Schlitzstrahlern aufgebaut; Einzelheiten hierzu sind zum Beispiel der Darstellung in P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991, entnehmbar.

In der Ansteuerung einer derartigen Gruppenantenne G (vgl. 1A und 1B) wird das von einer Signalquelle Q (vgl. 1A und 1B) kommende Sendesignal zunächst durch mindestens einen Leistungsteiler L (vgl. 1A und 1B) gemäß einer vorgegebenen Amplitudenverteilung auf die M Spalten und/oder auf die N Zeilen aufgeteilt, die die Gruppenantenne G aufweist.

Die Strahlschwenkung erfolgt in der Ebene bzw. in den beiden Ebenen senkrecht zu den Spalten bzw. zu den Zeilen der Gruppenantenne G, indem die Phasen der Signale, die über die einzelnen Antennenelemente R (vgl. 1A und 1B) abgestrahlt werden, durch schaltbare Phasenschieber P (vgl. 1A und 1B) gegeneinander verschoben werden.

1A zeigt den prinzipiellen Aufbau einer derartigen Ansteuerung für eine phasengesteuerte Gruppenantenne G (sogenanntes "phased array"); 1B zeigt eine "phased array"-Gruppenantenne mit einer eindimensional, das heißt in einer Ebene (= Azimut A) schwenkbaren Strahlkeule, wobei in der zweiten Dimension (= Elevation E) Zeilen aus mehreren seriell gespeisten, die Gruppenantenne G bildenden Antennenelementen R1, R2, R3 eingesetzt werden, um die Strahlkeule in Elevation E stärker zu bündeln.

In 2A, in 2B und in 2C sind exemplarisch weitere mögliche Konfigurationen der Speisung von Antennenspalten dargestellt (vgl. P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991):

– bei der seriellen Speisung oder Serienspeisung 22s (sogenannter "series feed") gemäß 2A tritt zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 eine elektrische Weglänge auf, über die eine feste Strahlablenkung, zum Beispiel in Elevation E, eingestellt werden kann;
– bei der gleichphasigen Speisung 22g (sogenannter "corporate feed") gemäß 2B werden alle Antennenelemente 32, 34, 36, 38 mit der gleichen Phase gespeist, wobei die Amplitude üblicherweise symmetrisch nach außen hin abnimmt, um die Nebenkeulen zu reduzieren;
– eine Kombination aus der seriellen Speisung 22s (vgl. 2A) und der gleichphasigen Speisung 22g (vgl. 2B) ist die phasen- und/oder amplitudensymmetrische Speisung 22p gemäß 2C; hierbei werden die Antennenelemente 32, 34, 36, 38 nicht notwendigerweise phasengleich gespeist, jedoch sind die Phasenabweichungen sowie die Amplitudenbelegung symmetrisch, und außerdem ist das Speisenetzwerk kleiner als bei der gleichphasigen Speisung 22g.

Eine weitere Möglichkeit der Ansteuerung einer Gruppenantenne G ist in 3A sowie in 3B dargestellt. Hierbei werden die Antennenelemente R (vgl. 3A) bzw. die Antennenelemente R1, R2, R3 (vgl. 3B) nicht parallel wie in 1A bzw. in 1B, sondern seriell gespeist. Die Phasenverschiebung wird hierbei nicht jeweils zwischen dem Eingangssignal und dem Signal der Spalte erzeugt, sondern relativ zwischen den Spalten.

Im Detail zeigt 3A den prinzipiellen Aufbau eines "phased array" mit von einer Signalquelle Q zur Verfügung gestellter Serienspeisung 22s und mit Phasenschiebern P zwischen den Antennenelementen R; in 3B ist schematisch der Aufbau eines "phased array" mit von einer Signalquelle Q zur Verfügung gestellter Serienspeisung 22s und mit Phasenschiebern P zwischen den Antennenelementen R1, R2, R3 mit eindimensional (= Azimut A) schwenkbarer Strahlkeule dargestellt, wobei in der zweiten Dimension (= Elevation E) Zeilen mit mehreren Antennenelementen R1, R2, R3 eingesetzt werden.

Was nun planate H[och]F[requenz]-Leitungen sowie planate Antennen anbelangt, so werden für den Aufbau preisgünstiger H[och]F[requenz]-Schaltungen heutzutage planate H[och]F[requenz]-Leitungen, wie etwa Koplanar-, Mikrostreifen-, Schlitzleitungen oder dergleichen eingesetzt.

Exemplarisch sind diese drei planaren Leitungstypen mit dem jeweiligen prinzipiellen Verlauf des elektrischen Felds des Grundmodus

– in 4A als (symmetrische oder unsymmetrische) Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"),
– in 4B als Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line") und
– in 4C als Schlitzleitung (= sogenannte "slot line") skizziert.

Abgesehen von den in 4A, in 4B und in 4C dargestellten planaren Leitungstypen gibt es eine Vielzahl weiterer planarer Leitungstypen, so etwa Bandleitungen oder koplanare Zweibandleitungen (vgl. zum Beispiel R. K. Hoffmann, "Integrierte Mikrowellenschaltungen", Springer-Verlag, Berlin, 1983).

Außerdem können folgende Modifikationen auftreten:

– eine Metallisierung der Substratunterseite;
– mehrschichtige Substrate, wobei auch metallische Schichten auftreten können;
– dielektrische Schichten, die die metallischen Leiterbahnen überdecken.

Als Substrat dienen spezielle Mikrowellensubstrate, wie etwa Glas, Keramik oder Kunststoff, der mit Füllstoffen versetzt oder mit Glasfasern verstärkt sein kann, oder dergleichen.

Bei mechanisch steuerbaren Phasenschiebern ist das Prinzip des sogenannten "dielectric loading" an sich bereits aus dem Stand der Technik bekannt; eine einfache Möglichkeit, einen mechanisch steuerbaren Phasenschieber zu realisieren, ist zum Beispiel in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991, beschrieben.

Hierbei besteht das Prinzip des "dielectric loading" bei mechanisch steuerbaren Phasenschiebern darin, die effektive Dielektrizitätszahl einer Leitung zu verändern. Zu diesem Zwecke wird bei planaren Leitungen (vgl. 4A, 4B und 4C), wie etwa bei Microstrip-Leitungen (vgl. 4B) oder bei Striplines (vgl. Seite 73 in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991), das die planare Leitung umgebende Material verändert, beispielsweise indem

– eine Platte aus dielektrischem Material über die Leitung geschoben wird und/oder
– der Abstand dieser Platte aus dielektrischem Material zur Oberfläche der Leitung verändert wird.

Dieses Prinzip läßt sich auch auf weitere planare Leitungen, wie etwa auf Koplanarleitungen, auf Schlitzleitungen sowie auf eine Vielzahl symmetrischer und asymmetrischer Streifenleitungen anwenden; analog hierzu läßt sich auch die effektive Dielektrizitätszahl eines Hohlleiters ändern, indem ein Stück dielektrisches Material innerhalb des Hohlleiters verschoben wird (vgl. Seite 75 in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991).

Die maximal erreichbare Phasenverschiebung auf einer bestimmten Länge des mechanischen Phasenschiebers ist relativ begrenzt durch die Beeinflussung der effektiven Dielektrizitätszahl der Leitung durch umgebendes Material; bei einer Planaren Leitung beträgt die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff etwa εeff = 0,5·(εr,Substrat + εr,Deckschicht)mit der Dielektrizitätskonstante ε_r,Substrat des Substrats 10 und
der Dielektrizitätskonstante ε_{r,Deckschicht} der dielektrischen Deckschicht,
das heißt des dielektrischen Materials 40.

Der Phasenhub Δφ pro Länge für einen mechanischen Phasenschieber basierend auf Leitungen für T[ransversal]E[lectro]M[agnetic]-Wellen, das heißt auf Leitungen für elektromagnetische Wellen ohne Feldanteile in Ausbreitungsrichtung (vgl. H.-G. Unger, "Elektromagnetische Wellen auf Leitungen", dritte Auflage, Hüthig-Verlag, Heidelberg, 1991) ergibt sich zu Δφ/Länge = β2 – β1 = ω·(μ0·ε0·ε2)1/2 – ω·(μ0·ε0·ε1)1/2 = (2π/λ0)·(ε2 1/2 – ε1 1/2)mit der ersten effektiven Dielektrizitätszahl ε₁
(<--> keine Deckschicht oder Deckschicht aus erstem Material und/oder in erster Position, zum Beispiel in großem Abstand), der zweiten effektiven Dielektrizitätszahl ε₂
(<--> Deckschicht aus zweitem Material und/oder in zweiter Position, zum Beispiel in geringem Abstand) und der Freiraumwellenlänge λ₀.

Weiterhin wird der maximal erreichbare Phasenhub eines auf dem Prinzip des sogenannten "dielectric loading" basierenden mechanischen Phasenschiebers durch die maximal tolerierbare Fehlanpassung bestimmt. Mit der Änderung der effektiven Dielektrizitätszahl ε_eff der Leitung ändert sich nämlich auch die Leitungsimpedanz Z gemäß dem Zusammenhang Z2/Z1 = (ε1/ε2)1/2,wenn davon ausgegangen wird, dass die Änderung der Deckschicht nur den Kapazitätsbelag, nicht jedoch den Induktivitätsbelag der Leitung beeinflußt.

Hierbei werden für ε₁ < ε₂ üblicherweise die Leitungsimpedanzen Z₁ und Z₂ des mechanischen Phasenschiebers mit Z₁ > Z₀ und mit Z₂ < Z₀ symmetrisch um die System-Leitungsimpedanz Z₀ gelegt, um die Reflexionen in beiden Phasenzuständen gleichmäßig zu minimieren.

Neben dem "dielectric loading" läßt sich die Feldverteilung (und damit die effektive Dielektrizitätszahl) einer planaren Leitung auch beeinflussen, indem

– eine Platte aus leitfähigem Material in einem gewissen Abstand über die Leitung geschoben wird und/oder
– der Abstand dieser Platte aus leitfähigem Material zur Oberfläche der Leitung verändert wird.

Eine alternative Möglichkeit, einen mechanisch gesteuerten Phasenschieber zu realisieren, ist die Beeinflussung der effektiven Dielektrizitätszahl eines dielektrischen Wellenleiters durch Variieren des Abstands eines leitfähigen Elements vom Wellenleiter.

Dieses Prinzip wird in der Druckschrift WO 00/54368 A1 aus dem Stand der Technik genutzt, um eine Strahlschwenkung durch mechanisches Auf- und Abbewegen einer leitenden Platte über einem dielektrischen Wellenleiter zu realisieren (sogenannte scannende Antenne mit mechanisch gesteuerter Phasenverschiebung).

5 zeigt den prinzipiellen Aufbau dieser aus dem Stand der Technik bekannten Anordnung in Form einer scannenden Antenne T mit mechanisch steuerbarer Phasenverschiebung durch "dielectric loading" eines dielektrischen Wellenleiters W mit einem metallischen Element V:
Die Antenne T erzeugt eine scannende Strahlkeule für Radar- und Kommunikationsanwendungen, wozu eine elektromagnetische Welle im dielektrischen Wellenleiter W geführt wird; jeweils ein Teil der Leistung der elektromagnetischen Welle wird durch Aperturen U auf leitfähige Patches S entsprechend einer seriellen Speisung oder Serienspeisung (sogenannter "series feed") gemäß 3A ausgekoppelt.

Gleichzeitig bewegt sich der Reflektor (= Element V) aus leitfähigem Material in Richtung des dielektrischen Wellenleiters W auf und ab, so dass die Größe der Lücke X zwischen dem dielektrischen Wellenleiter W und dem Reflektor V variiert wird. Auf diese Weise wird eine Phasenverschiebung der elektromagnetischen Welle im Wellenleiter W erzeugt, indem die evaneszenten Felder des dielektrischen Wellenleiters W in Abhängigkeit von der Position des Reflektors V verändert werden.

Diese aus der Druckschrift WO 00154368 A1 bekannte Struktur weist einige H[och]F[requenz]-technische sowie fertigungstechnische Probleme auf:

(i) das Material des dielektrischen Wellenleiters W ist nicht spezifiziert, so dass die H[och]F[requenz]-Verluste unklar sind; die thermische Anpassung an das Substratmaterial muß gegeben sein;
(ii) Herstellung des dielektrischen Wellenleiters W auf einem strukturierten (<--> Auskopplung an die Patches S) Substrat oder Strukturierung des Substrats nach Aufbringung des Wellenleiters W (Kompatibilität des Materials des Wellenleiters W mit dem Strukturierungsprozeß);
(iii) Einkopplung des H[och]F[requenz]-Signals üblicherweise von einer planaren Leitung (wahrscheinlich "microstrip") in den dielektrischen Wellenleiter W.

Im Hinblick auf die aus dem Stand der Technik bekannten Lösungen ist des weiteren zu bedenken, dass sich der Ausbreitungskoeffizient β einer Leitung sowie die Impedanz Z einer Leitung aus den Leitungsbelägen, nämlich aus dem Längsinduktivitätsbelag L' sowie aus dem Querkapazitätsbelag C' ergeben, die

– für eine "klassische" Leitung inhärent von der Leitungsgeometrie abhängen und
– für (Quasi-)T[ransversal]E[lectro]M[agnetic]-Leitungen gemäß dem Zusammenhang L'·C' = μ₀·ε₀·ε_eff miteinander verknüpft sind (vgl. H.-G. Unger, "Elektromagnetische Wellen auf Leitungen", dritte Auflage, Hüthig-Verlag, Heidelberg, 1991).

Dies bedeutet, dass der Ausbreitungskoeffizient β = ω·(L'·C')1/2 = ω·(μ0·ε0·εeff)1/2 einer planaren (Quasi-)T[ransversal]E[lectro]M[agnetic]-Leitung lediglich in einem kleinen Variationsbereich eingestellt werden kann, denn der Ausbreitungskoeffizient β kann nur über die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff beeinflußt werden, sofern magnetische Materialien mit μ_r > 1 aus praktischen Gründen ausgeschlossen werden.

Da sich das elektrische Feld planarer Leitungen stets in etwa hälftig auf das Substrat und auf den Raum oberhalb des Substrats aufteilt (mit Ausnahme von Mikrostreifenleitungen, die etwas größere Anteile des elektrischen Felds im Substrat aufweisen), gilt für die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff stets näherungsweise der Zusammenhang εeff = 0,5·(εr,Substrat + εr,Deckschicht).

Daher kann die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff durch die Leitungsgeometrie nur wenig beeinflußt werden.

Als sogenannte "slow wave"-Struktur wird eine Leitung bezeichnet, deren Ausbreitungsgeschwindigkeit v = ω/β klein gegenüber der mit einer "klassischen" Leitung unter denselben Randbedingungen [Abmessung(en), Deckschicht(en), Frequenz, Metallisierung, Substratmaterial und dergleichen) erzielbaren Ausbreitungsgeschwindigkeit ist.

Hierzu werden üblicherweise effektive Leitungsbeläge durch makroskopische Strukturen erzeugt, die klein gegenüber der Wellenlänge sind bzw. deren Abstand voneinander klein gegenüber der Wellenlänge ist; aus diesem Grunde werden diese makroskopischen Strukturen auch als verteilte "slow wave"-Strukturen bezeichnet (in Abgrenzung zu den nachfolgend noch darzulegenden sogenannten "stub loaded line"-Strukturen).

In diesem Zusammenhang kann die Ausbreitungsgeschwindigkeit ω/β mittels zweier verschiedener, anhand 6A sowie anhand 6B veranschaulichter Prinzipien (i) und (ii) beeinflußt werden:

(i) Gemäß 6A weist die Leitung (= Koplanarleitung 20k) kurze Leitungsstücke 28h, 28n mit abwechselnd hoher und niedriger Impedanz auf, wobei die jeweilige Länge der Leitungsstücke 28h, 28n kleiner als die Wellenlänge ist; ein Leitungsstück 28h hoher Impedanz erzeugt vor allem den effektiven (Längs-)Induktivitätsbelag L', ein Leitungsstück 28n mit niedriger Impedanz erzeugt vor allem den effektiven (Quer-)Kapazitätsbelag C'; vgl. 6A, in der diese durch die Koplanarleitung 20k gebildete "slow wave"-Struktur mit abwechselnd Abschnitten 28h hoher Leitungsimpedanz und Abschnitten 28n niedriger Leitungsimpedanz dargestellt ist.
(ii) Gemäß 6B wird der (Längs-)Induktivitätsbelag L' durch eine "klassische" Leitung (= Mikrostreifenleitung 20m) erzeugt, und der (Quer-)Kapazitätsbelag C' wird durch von dieser Planaren Leitung 20m abgehende Stichleitungen 26 und/oder durch diskrete Kapazitäten mit periodischen Abständen zueinander, die kleiner als die Wellenlänge sind, vergrößert. Um die geforderte Leitungsimpedanz Z zu erzeugen, ist hierbei die "klassische" Leitung 20 üblicherweise hochohmiger, das heißt induktiver als die geforderte Leitungsimpedanz auszulegen; vgl. 6B, in der diese "slow wave"-Struktur mit der hochohmigen (schmalen) Mikrostreifenleitung 20m und mit den von dieser Mikrostreifenleitung 20m abgehenden (kurzen) leerlaufenden Stichleitungen 26, die den zusätzlichen Kapazitätsbelag C' erzeugen, dargestellt ist.

Der Übergang zwischen diesen beiden Prinzipien (i) und (ii) ist fließend und wird weniger durch physikalische Gegebenheiten bestimmt (ein kurzes verbreitertes Leitungsstück 28n kann auch als eine kurze breite Stichleitung 26 interpretiert werden), sondern vor allem durch die für die jeweilige Geometrie bequemere Argumentation und Berechnung.

Anstelle leerlaufender Leitungen können auch an ihrem Ende kurzgeschlossene Leitungen eingesetzt werden. Alternativ oder in Ergänzung hierzu können auch diskrete Elemente, wie etwa Induktivitäten, Kapazitäten oder induktive bzw. kapazitive Leitungsbrücken, etwa bei M[icro]E[lectro)M[echanical)S[witches]-Phasenschiebern (vgl. zum Beispiel Seiten 72 bis 81 in G. M. Rebeiz, G.-L. Tan, J. S. Hayden: "RF MEMS Phase Shifters: Design and Applications", IEEE Microwave Magazine, Juni 2002) eingesetzt werden.

Beispiele für "slow wave"-Strukturen finden sich im Stand der Technik etwa

– in der Druckschrift US 6 242 992 B1 : offenbart ist ein Resonator mit Koplanarleitung, in deren Schlitzen sich interdigitale Finger befinden, die abwechselnd vom Signalstreifen und vom Massestreifen ausgehen (vergleichbar 6A); die "slow wave"-Struktur unterdrückt höhere Resonatormoden bzw. verschiebt diese höheren Resonatormoden zu höheren Frequenzen hin; diese Struktur folgt dem vorstehenden Prinzip (i), das heißt einer "klassischen" Koplanarleitung, in deren Schlitz sich durch interdigitale Finger gebildete Kapazitäten befinden;
– in der Druckschrift US 6 313 716 B1 : offenbart ist eine "slow wave"-Verzögerungsleitung in Mäanderstruktur, die Leitungsstücke mit abwechselnd hoher und niedriger Impedanz aufweist (vgl. vorstehendes Prinzip (i)); und
– in der Druckschrift WO 91/19329 A1: offenbart ist eine "slow wave"-Mikrostreifenleitung, die Brücken abwechselnd mit M[etall-]I[solator-]M[etall]-Kapazitäten aufweist (vgl. vorstehendes Prinzip (ii)).

Auch nachfolgend noch darzulegende sogenannte "stub loaded line"-Strukturen und sogenannte verteilte ("distributed") "loaded line"-Phasenschieber mit M[icro]E[lectro]M[echanical]S[witches] (vgl. zum Beispiel Seiten 72 bis 81 in G. M. Rebeiz, G.-L. Tan, J. S. Hayden: "RF MEMS Phase Shifters: Design and Applications", IEEE Microwave Magazine, Juni 2002) können vom Prinzip her den "slow wave"-Strukturen zugeordnet werden.

Was sogenannte "stub loaded line"-Phasenschieber anbelangt, so werden in R. E. Collin, "Foundations for Microwave Engineering", zweite Auflage, McGraw-Hill International Editions, New York, 1992, Seiten 411 ff, und in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991, Seiten 408 ff, Phasenschieber beschrieben, deren Funktion auf dem Einschalten oder auf dem Umschalten zweier Serien-Reaktanzen oder zweier Parallel-Reaktanzen (sogenannte "shunts") beruht, die einen Abstand von etwa einem Viertel der Leitungswellenlänge aufweisen.

Die parallelen Reaktanzen werden hierbei zumeist durch Leitungen (sogenannte "stubs") gebildet, die an ihrem Ende mit einem Kurzschluß oder mit einem Leerlauf abgeschlossen sind. Ebenso können aber auch diskrete Induktivitäten oder diskrete Kapazitäten oder auch Kombinationen aus Leitungen und diskreten Reaktanzen verwendet werden.

Das Design eines "stub loaded line"-Phasenschiebers folgt üblicherweise einem der beiden folgenden, anhand der 7A (= erstes Prinzip oder erster Typ) und anhand der 7B (= zweites Prinzip oder zweiter Typ) veranschaulichten Prinzipien (i) und/oder (ii), wobei die Berechnung im Detail in R. E. Collin, "Foundations for Microwave Engineering", zweite Auflage, McGraw-Hill International Editions, New York, 1992, Seiten 411 ff und in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991, Seiten 408 ff ausgeführt wird:

(i) Aufschalten der Reaktanzen auf die Leitung für einen zweiten Phasenzustand, das heißt Aufschalten zweier Suszeptanzen jB im Abstand θ: In einem ersten Phasenzustand sind die Reaktanzen von der Leitung getrennt; dieses Prinzip ist in 7A für eine Suszeptanz jB in Parallelschaltung illustriert. Abstand θ und Größe B der Suszeptanzen jB können so gewählt werden, dass die gewünschte Phasenverschiebung erreicht wird und dass sowohl der erste Phasenzustand als auch der zweite Phasenzustand ideal angepaßt sind; praktisch lassen sich typische Phasenverschiebungen von 45 Grad und unter Umständen bis zu neunzig Grad erreichen.
(ii) Umschalten zwischen betragsgleichen Reaktanzen mit unterschiedlichen Vorzeichen für die beiden Phasenzustände, das heißt Umschalten zwischen Suszeptanzen +jB und –jB im Abstand λ/4: Der Abstand der beiden Reaktanzen beträgt ein Viertel der Leitungswellenlänge λ. Damit heben sich die Reflexionen der beiden Reaktanzen im Gegensatz zu Prinzip (i) nur näherungsweise auf; dieses Prinzip ist in 7B für Suszeptanzen +jB bzw. –jB in Parallelschaltung illustriert. Die gewünschte Phasenverschiebung wird durch die Größe der Suszeptanzen +jB und –jB vorgegeben und ist wegen der Fehlanpassung auf geringere Werte als für Prinzip (i) begrenzt; praktisch lassen sich typische Phasenverschiebungen von 22,5 Grad erreichen.

Darstellung der Erfindung: Aufgabe, Lösung, Vorteile

Ausgehend von den vorstehend dargelegten Nachteilen und Unzulänglichkeiten sowie unter Würdigung des umrissenen Standes der Technik liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art sowie ein Verfahren der eingangs genannten Art so weiterzuentwickeln, dass die Vorteile einer "slow wave"-Struktur auch in mechanisch steuerbaren Phasenschiebern zum Einsatz gelangen können.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen sowie durch ein Verfahren mit den im Anspruch 8 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und zweckmäßige Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Lehre gemäß der vorliegenden Erfindung geht demnach vom Einsatz bzw. von der Verwendung einer "slow wave"-Struktur oder eines (ebenfalls eine "slow wave"-Struktur darstellenden) "stub loaded line"-Phasenschiebers in einem mechanisch steuerbaren Phasenschieber aus, das heißt Kern der vorliegenden Erfindung ist ein mechanischer Phasenschieber mit planarer "slow wave"-Struktur sowie ein Verfahren zum Betreiben desselben.

Gemäß einer besonders erfinderischen Weiterbildung der vorliegenden Vorrichtung wie auch des vorliegenden Verfahrens kann die mechanische Beeinflussung des Phasenschiebers

– durch Variation des Abstands und/oder
– durch Veränderung der lateralen Position einer oder mehrerer
– dielektrischer, optionalerweise unterschiedliche Dielektrizitätskonstanten aufweisender Elemente, insbesondere dielektrischer Kappen oder dielektrischer Platten, und/oder
– leitender Elemente, insbesondere leitender Kappen oder leitender Platten,

über der gesamten Struktur des Phasenschiebers oder über Teilen dieser Struktur, zum Beispiel nur über den "stubs", realisiert werden.

Die Vorteile der vorliegenden Erfindung beruhen nicht zuletzt in Anwendungsfällen, die für ein Automobilradar besonders interessant sind, auf einem größeren Phasenhub bezogen auf die Länge des Phasenschiebers bei der "slow wave"-Struktur im Vergleich zu mechanisch gesteuerten Phasenschiebern, die zum Beispiel auf dem Prinzip des sogenannten "dielectric loading" einer planaren Leitung basieren. Gleichzeitig ist eine planare "slow wave"-Struktur auf einfache Weise herstellbar.

Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung liegt darin, dass mit planarer "slow wave"-Struktur ausgestattete mechanische Phasenschieber in guter Näherung ein sogenanntes "True-Time-Delay"-Verhalten zeigen, das heißt eine phasengesteuerte Gruppenantenne alle Frequenzkomponenten breitbandiger Signale, zum Beispiel U[ltra)W[ide][B[and]-Pulsradar, in die gleiche Richtung abstrahlt.

Der vorliegende mechanische Phasenschieber, der mithilfe einer "slow wave"-Struktur realisiert wird, kann in folgenden erfindungswesentlichen exemplarischen Einsatzgebieten zur Anwendung gelangen:

(i) Strahlschwenken an phasengesteuerten Gruppenantennen, zum Beispiel in einem winkelscannenden (Automobil-)Radar mit Strahlschwenkung durch mechanische Phasenschieber: Hierbei ersetzt der "slow wave"-Phasenschieber die in der Fertigung aufwendige und aus diesem Grunde verhältnismäßig teure dielektrische Wellenleiterstruktur bei der strahlschwenkenden Antenne gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 (vgl. 5). Die Phase auf einer planaren "slow wave"-Struktur läßt sich genauso mechanisch steuern wie die Phase des dielektrischen Wellenleiters, die "slow wave"-Struktur ist jedoch einfacher und preiswerter herzustellen (Standard-Ätzprozeß auf Mikrowellensubstrat, preiswerte Teflonsubstrate möglich).
(ii) Einstellen des Elevationswinkels der Strahlkeule einer Radarantenne durch Kappe oder Ra[dar]dom[e]: Die "slow wave"-Struktur ermöglicht es hierbei, die erforderliche Phasenverschiebung in einer direkten Verbindung zwischen zwei Patchelementen einzubringen (vgl. 3A und 3B), ohne dass Umwegleitungen erforderlich sind, die auf dem zur Verfügung stehenden Platz zwischen den Speisungen der Antennenelemente schwierig unterzubringen sind und zusätzliche Verluste hervorrufen. Für eine Anwendung im S[hort]R[ange]R[adar] ist eine "slow wave"-Struktur gemäß 7B besonders gut geeignet, weil eine derartige "slow wave"-Struktur ist besonders breitbandig (vgl. Seite 410 in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991).
(iii) Verändern der Breite einer Strahlkeule, die durch eine phasensymmetrisch gespeiste Antenne (vgl. 2C) abgestrahlt wird, indem die Signale der äußeren Antennenelemente durch mechanisch gesteuerte "slow wave"-Phasenschieber verzögert werden: Hierbei kann für alle Phasenschieber die gleiche mechanische Beeinflussung zum Beispiel durch Auf- oder Abbewegen einer dielektrischen Platte über dem Speisenetzwerk, das die "slow wave"-Phasenschieber enthält, eingesetzt werden; es ist also nur ein mechanischer Aktuator bzw. eine Stellgröße erforderlich.

Die vorliegende Erfindung betrifft des weiteren eine Strahlvorrichtung zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, aufweisend mindestens eine insbesondere als mechanischer "slow wave" Phasenschieber ausgebildete und/oder insbesondere als mechanischer "stub loaded line"-Phasenschieber ausgebildete Vorrichtung gemäß der vorstehend dargelegten Art.

Die vorliegende Erfindung betrifft schließlich die Anwendung mindestens einer Vorrichtung gemäß der vorstehend dargelegten Art und/oder einer Strahlvorrichtung gemäß der vorstehend dargelegten Art und/oder eines Verfahrens gemäß der vorstehend dargelegten Art im Automobilbereich, insbesondere auf dem Gebiet der Fahrzeugumfeldsensorik, so zum Beispiel zum Messen sowie zum Bestimmen der Winkellage von mindestens einem Objekt, wie sie etwa auch im Rahmen einer Pre-Crash-Sensierung zum Auslösen eines Airbags in einem Kraftfahrzeug relevant ist.

Hierbei wird durch eine Sensorik, insbesondere Radarsensorik, festgestellt, ob es zu einer möglichen Kollision mit dem detektierten Objekt, beispielsweise mit einem anderen Kraftfahrzeug, kommen wird. Falls es zu einer Kollision kommt, wird zusätzlich bestimmt, mit welcher Geschwindigkeit und an welchem Aufschlagpunkt es zur Kollision kommt.

In Kenntnis dieser Daten können lebensrettende Millisekunden für den Fahrer des Kraftfahrzeugs gewonnen werden, in denen vorbereitende Maßnahmen beispielsweise bei der Ansteuerung des Airbags oder bei der Straffung des Gurtsystems vorgenommen werden können.

Weitere mögliche Einsatzgebiete von Vorrichtung und von Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung sind Einpack-Assistenzsysteme, eine Tote-Winkel-Detektion bzw. Tote-Winkel-Überwachung oder ein Stop & Go-System als Erweiterung zu einer bestehenden Einrichtung zum adaptiven automatischen Regeln der Fahrgeschwindigkeit, wie etwa einem A[daptive-]C[ruise-]C[ontrol]-System (= System zur adaptiven Geschwindigkeitsregelung).

Demzufolge kann das gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagene mechanische Phasenschiebersystem mit planarer "slow wave"-Struktur sowohl im L[ong]R[ange]R[adar]-Bereich als auch bei A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-Systemen, zum Beispiel der dritten Generation, als auch im S[hort]R[ange]R[adar]-Bereich eingesetzt werden.

In diesem Zusammenhang wird unter L[ong]R[ange]R[adar] im allgemeinen ein langreichweitiges Radar für Fernbereichsfunktionen verstanden, das typischerweise bei einer Frequenz von 77 Gigahertz für A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-Funktionen eingesetzt wird.

Prinzipiell kann das S[hort]R[ange]R[adar]-System mit der gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagenen planaren "slow wave"-Struktur und/oder mit den gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagenen, ebenfalls eine "slow wave"-Struktur darstellenden "stub loaded line"-Struktur ausgerüstet werden, wenn sich zum Beispiel die gezielte Einstellung eines Elevationswinkels als notwendig erweist.

Dies gilt in stärkerem Maße für Folgegenerationen des S[hort]R[ange]R[adar], wenn

– insbesondere empfangsseitig eine stärkere Strahlbündelung in Elevation in Zusammenhang mit einer Reichweitenerhöhung erfolgen sollte oder
– insbesondere sendeseitig größere und damit stärker bündelnde Antennenarrays eingesetzt werden, um die Nebenkeulen weiter zu verringern.

In diesem Zusammenhang wird unter S[hort]R[ange]R[adar] im allgemeinen ein kurzreichweitiges Radar für Nahbereichsfunktionen verstanden, das typischerweise bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für Einparkhilfsfunktionen oder für Pre-Crash-Funktionen zur Auslösung eines Airbags eingesetzt wird.

Nicht zuletzt hierfür kann die Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung in einem S[hort]R[ange]R[adar]-Sensor verwendet werden, bei dem die Richtung der Strahlkeule in Elevation durch mindestens eine fahrzeugspezifische dielektrische und/oder leitfähige Kappe eingestellt wird.

Schließlich gibt es eine Vielzahl von zivilen und militärischen Anwendungen im RA[dio]D[etecting]A[nd]R[anging]-Bereich sowie im Kommunikationsbereich (vgl. N. Fourikis, "Advanced Array Systems, Applications and RF Technologies", Academic Press, San Diego, 2001).

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Wie bereits vorstehend erörtert, gibt es verschiedene Möglichkeiten, die Lehre der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und weiterzubilden. Hierzu wird einerseits auf die dem Anspruch 1 nachgeordneten Ansprüche verwiesen, andererseits werden weitere Ausgestaltungen, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung nachstehend anhand der durch die 8A bis 17 veranschaulichten Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigt:
1A in teilschematischer Darstellung eine parallel gespeiste erste Anordnung gemäß dem Stand der Technik zum über Phasenschieber erfolgenden Ansteuern einer phasengesteuerten Gruppenantenne mit eindimensional schwenkbarer Strahlkeule;
1B in teilschematischer Darstellung eine parallel gespeiste zweite Anordnung gemäß dem Stand der Technik zum über Phasenschieber erfolgenden Ansteuern einer phasengesteuerten Gruppenantenne mit eindimensional schwenkbarer Strahlkeule, wobei in der zweiten Dimension Zeilen aus mehreren seriell gespeisten, die Gruppenantenne bildenden Antennenelementen angeordnet sind;
2A in schematischer Darstellung eine erste Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer seriellen Speisung oder Serienspeisung gemäß dem Stand der Technik;
2B in schematischer Darstellung eine zweite Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer gleichphasigen Speisung gemäß dem Stand der Technik;
2C in schematischer Darstellung eine dritte Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer phasen- und amplitudensymmetrischen Speisung gemäß dem Stand der Technik;
3A in teilschematischer Darstellung eine seriell gespeiste dritte Anordnung gemäß dem Stand der Technik zum über Phasenschieber erfolgenden Ansteuern einer phasengesteuerten Gruppenantenne mit eindimensional schwenkbarer Strahlkeule;
3B in teilschematischer Darstellung eine seriell gespeiste vierte Anordnung gemäß dem Stand der Technik zum über Phasenschieber erfolgenden Ansteuern einer phasengesteuerten Gruppenantenne mit eindimensional schwenkbarer Strahlkeule, wobei in der zweiten Dimension Zeilen aus mehreren seriell gespeisten, die Gruppenantenne bildenden Antennenelementen angeordnet sind;
4A in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine erste Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist;
4B in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine zweite Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
4C in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine dritte Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
5 in perspektivischer Darstellung eine vierte Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik (vgl. Druckschrift WO 00/54368 A1) in Form einer scannenden Antenne mit mechanisch steuerbarer Phasenverschiebung durch "dielectric loading" eines dielektrischen Wellenleiters mit metallischem Element;
6A in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine fünfte Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung mit abwechselnd Leitungsabschnitten hoher Impedanz und Leitungsabschnitten niedriger Impedanz ausgebildet ist;
6B in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine sechste Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung mit kurzen, leerlaufenden, einen zusätzlichen Kapazitätsbelag erzeugenden Stichleitungen ausgebildet ist;
7A in schematischer Darstellung eine erste Anordnung eines "stub loaded line"-Phasenschiebers gemäß dem Stand der Technik;
7B in schematischer Darstellung eine zweite Anordnung eines "stub loaded line"-Phasenschiebers gemäß dem Stand der Technik;
8A in perspektivischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei eine Variation des Abstands einer dielektrischen (bzw. leitfähigen, insbesondere metallischen) Platte vom Mikrowellensubstrat und/oder eine laterale Positionsveränderung der dielektrischen (bzw. leitfähigen, insbesondere metallischen) Platte gegenüber dem Mikrowellensubstrat vorgesehen ist;
8B in perspektivischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei eine Variation des Abstands einer dielektrischen (bzw. leitfähigen, insbesondere metallischen) Platte vom Mikrowellensubstrat und/oder eine laterale Positionsveränderung der dielektrischen (bzw. leitfähigen, insbesondere metallischen) Platte gegenüber dem Mikrowellensubstrat vorgesehen ist;
9A in schematischer Darstellung ein Prinzipschaltbild gemäß der vorliegenden Erfindung, mittels derer die Phasenverschiebung eines mechanischen "slow wave"-Phasenschiebers mit generischen T[ransversal]E[lectro]M[agnetic]-Leitungen in einem ersten Phasenzustand (<--> Deckschicht erzeugt eine erste effektive Dielektrizitätszahl ε₁) ableitbar ist;
9B in schematischer Darstellung ein Prinzipschaltbild gemäß der vorliegenden Erfindung, mittels derer die Phasenverschiebung eines mechanischen "slow wave"-Phasenschiebers mit generischen T[ransversal]E[lectro]M[agnetic]-Leitungen in einem zweiten Phasenzustand (<--> veränderte Deckschicht erzeugt eine zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂ und beeinflußt die Leitungsimpedanzen) ableitbar ist;
10A in schematischer Darstellung ein A[dvanced]D[esign]S[ystem]-Simulationsmodell gemäß der vorliegenden Erfindung;
10B in zweidimensionaler graphischer Darstellung die gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen, in Dezibel gemessenen Simulationsergebnisse des A[dvanced]D[esign]S[ystem]-Simulationsmodells aus 10A;
10C in zweidimensionaler graphischer Darstellung den gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen Phasenhub gemäß den Simulationsergebnissen aus 10B des A[dvanced]D[esign]S[ystem]-Simulationsmodells aus 10A;
11A als Prinzipschaltbild ein drittes Ausführungsbeispiel der als mechanischer "stub loaded line"-Phasenschieber ausgestalteten Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem ersten Phasenzustand (<--> Deckschicht erzeugt eine erste effektive Dielektrizitätszahl ε₁);
11B als Prinzipschaltbild die als mechanischer "stub loaded line"-Phasenschieber ausgestaltete Vorrichtung aus 11A in einem zweiten Phasenzustand (<--> veränderte Deckschicht erzeugt eine zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂ und beeinflußt die Leitungsimpedanzen);
12A in schematischer Darstellung ein A[dvanced]D[esign]S[ystem]-Simulationsmodell gemäß der vorliegenden Erfindung zum mechanischen "stub loaded line"-Phasenschieber aus 11A und 11B;
12B in zweidimensionaler graphischer Darstellung die gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen, in Dezibel gemessenen Simulationsergebnisse des A[dvanced]D[esign]S[ystem]-Simulationsmodells aus 12A;
12C in zweidimensionaler graphischer Darstellung die gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen, in Dezibel gemessenen und in Ergänzung zu 12B vorgesehenen Simulationsergebnisse des A[dvanced]D[esign]S[ystem]-Simulationsmodells aus 12A;
12D in zweidimensionaler graphischer Darstellung den gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen Phasenhub gemäß den Simulationsergebnissen aus 12B und 12C des A[dvanced]D[esign]S[ystem]-Simulationsmodells aus 12A;
13A als Prinzipschaltbild ein viertes Ausführungsbeispiel der als mechanischer "stub loaded line"-Phasenschieber ausgestalteten Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem ersten Phasenzustand (<--> Deckschicht erzeugt eine erste effektive Dielektrizitätszahl ε₁);
13B als Prinzipschaltbild die als mechanischer "stub loaded line"-Phasenschieber ausgestaltete Vorrichtung aus 13A in einem zweiten Phasenzustand (<--> veränderte Deckschicht erzeugt eine zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂ und beeinflußt die Leitungsimpedanzen);
14A als Prinzipschaltbild ein fünftes Ausführungsbeispiel der als mechanischer "stub loaded line"-Phasenschieber ausgestalteten Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem ersten Phasenzustand (<--> Deckschicht erzeugt eine erste effektive Dielektrizitätszahl ε₁);
14B als Prinzipschaltbild die als mechanischer "stub loaded line"-Phasenschieber ausgestaltete Vorrichtung aus 14A in einem zweiten Phasenzustand (<--> veränderte Deckschicht erzeugt eine zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂ und beeinflußt die Leitungsimpedanzen);
15A in schematischer Darstellung ein Optimierungsmodell gemäß der vorliegenden Erfindung zum mechanischen "stub loaded line"-Phasenschieber aus 14A und 14B;
15B in zweidimensionaler graphischer Darstellung die gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen, in Dezibel gemessenen Simulationsergebnisse des Optimierungsmodells aus 15A;
15C in zweidimensionaler graphischer Darstellung die gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen, in Dezibel gemessenen und in Ergänzung zu 15B vorgesehenen Simulationsergebnisse des Optimierungsmodells aus 15A;
15D in zweidimensionaler graphischer Darstellung den gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen Phasenhub gemäß den Simulationsergebnissen aus 15B und 15C des Optimierungsmodells aus 15A;
15E in zweidimensionaler graphischer Darstellung den gegen die in Gigahertz gemessene Frequenz aufgetragenen Phasenfehler gemäß den Simulationsergebnissen aus 15B, 15C und 15D des Optimierungsmodells aus 15A;
16 in perspektivischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel einer phasengesteuerten Gruppenantenne gemäß der vorliegenden Erfindung mit zwischen den Antennenelementen angeordneten mechanischen "slow wave"-Phasenschiebern gemäß der vorliegenden Erfindung; und
17 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation für das Simulationsmodell aus 16 mit einer dielektrischen Platte in verschiedenen Abständen (0 Mikrometer; 20 Mikrometer; 100 Mikrometer; 300 Mikrometer; 600 Mikrometer) vom Speisenetzwerk.
Gleiche oder ähnliche Ausgestaltungen, Elemente oder Merkmale sind in den 1A bis 17 mit identischen Bezugszeichen versehen.
Bester Weg zur Ausführung der Erfindung
Im folgenden wird die insbesondere für den Nahbereich ausgelegte (Radar-)Vorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung sowie ein hierauf bezogenes Verfahren zum Erfassen, zum Detektieren und/oder zum Auswerten von einem oder mehreren Objekten beispielhaft erläutert, wobei grundsätzlich alle Kombinationen des "slow wave"-Prinzips bzw. des (ebenfalls eine "slow wave"-Struktur darstellenden) "stub loaded line"-Prinzips mit allen Konzepten eines mechanisch steuerbaren Phasenschiebers möglich sind.
In diesem Zusammenhang kann die als mechanischer Phasenschieber mit planarer "slow wave"-Struktur fungierende Vorrichtung 100 in erfindungswesentlicher Weise zum Senden und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung genutzt werden.
Hierzu weist die Vorrichtung 100 eine Substratschicht, im speziellen ein Mikrowellensubstrat 10, mit einer Dielektrizitätskonstante ε₁ auf; auf der Unterseite 10u des Substrats 10 ist eine Metallisierungsschicht 12 aufgebracht (vgl. 6B: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. 8A: erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 8B: zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Auf der Oberseite 10o des Substrats 10 verläuft ein planar ausgebildetes Feednetzwerk oder Speisenetzwerk in Form einer oder mehrerer Leitungen 20; exemplarisch ist in 6A (= Ausführung gemäß dem Stand der Technik), in 8A (= erstes Ausführungsbeispiel eines mechanischen Phasenschiebers 100 mit planarer "slow wave"-Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung) und in 8B (= zweites Ausführungsbeispiel eines mechanischen Phasenschiebers 100 mit planarer "slow wave"-Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung) jeweils eine Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line") 20m dargestellt.
Hierbei weist die Leitung (= Mikrostreifenleitung 20m) gemäß 8A kurze Leitungsstücke 28h, 28n mit abwechselnd hoher und niedriger Impedanz auf, wobei die jeweilige Länge der Leitungsstücke 28h, 28n kleiner als die Leitungswellenlänge ist; ein Leitungsstück 28h hoher Impedanz erzeugt vor allem den effektiven (Längs-)Induktivitätsbelag L', ein Leitungsstück 28n mit niedriger Impedanz erzeugt vor allem den effektiven (Quer-)Kapazitätsbelag C'.
Dies ist aus 8A ersichtlich, in der diese planare "slow wave"-Struktur in Mikrostreifentechnologie mit abwechselnd Abschnitten 28h hoher Leitungsimpedanz und Abschnitten 28n niedriger Leitungsimpedanz dargestellt ist.
Gemäß 8B wird der (Längs-)Induktivitätsbelag L' durch die "klassische" Leitung (= Mikrostreifenleitung 20m) erzeugt, und der (Quer-)Kapazitätsbelag C' wird durch von dieser Planaren Leitung 20m abgehende Stichleitungen 26 und/oder durch diskrete Kapazitäten mit periodischen Abständen zueinander, die kleiner als die Wellenlänge sind, vergrößert. Um die geforderte Leitungsimpedanz Z zu erzeugen, ist hierbei die "klassische" Leitung 20 üblicherweise hochohmiger, das heißt induktiver als die geforderte Leitungsimpedanz auszulegen.
Dies ist aus 8B ersichtlich, in der diese Planare "slow wave"-Struktur in Form eines "stub loaded line"-Phasenschiebers in Mikrostreifentechnologie dargestellt ist.
Der Übergang zwischen dem Prinzip gemäß 8A und dem Prinzip gemäß 8B ist fließend und wird weniger durch physikalische Gegebenheiten bestimmt (ein kurzes verbreitertes Leitungsstück 28n kann auch als eine kurze breite Stichleitung 26 interpretiert werden), sondern vor allem durch die für die jeweilige Geometrie bequemere Argumentation und Berechnung.
Das planare Leitungswerk 20 kann zu mehreren, ebenfalls auf der substratförmigen H[och]F[requenz]-Platine 10 aufgebrachten (und in 8A sowie in 8B aus Gründen der Übersichtlichkeit der Darstellung nicht explizit gezeigten) Antennen- oder Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 (vgl. 2A, 2B, 2C: Ausführungen gemäß dem Stand der Technik) führen.
Die Speisung dieser Strahlerelemente 32, 34, 36, 38 kann auf verschiedene Arten erfolgen, so etwa als serielle Speisung 22s (sogenannter "series feed": vgl. 2A, 3A, 3B: Ausführungen gemäß dem Stand der Technik). Hierbei erfolgt bei einer derartigen Serienspeisung 22s ein direktes oder kapazitives Ankoppeln des Feed- oder Speisenetzwerks auf der Oberseite 10o des Substrats 10.
Alternativ zu einem derartigen direkten oder kapazitiven Ankoppeln des Speisenetzwerks auf der Oberseite 10o des Substrats 10 kann eine serielle Speisung 22s auch von der Unterseite 10u des Substrats 10 her mittels elektromagnetischen Ankoppelns des Speisenetzwerks durch jeweils einen Schlitz 32s, 34s, 36s, 38s (vgl. hierzu 16) erfolgen.
Alternativ zu einem derartigen elektromagnetischen Ankoppeln des Speisenetzwerks von der Unterseite 10u des Substrats 10 her kann eine serielle Speisung 22s auch von der Unterseite 10u des Substrats 10 her über jeweils eine elektrische Durchführung 32d, 34d, 36d, 38d erfolgen.
Eine zur Methode der Serienspeisung 22s alternative oder ergänzende Methode der Speisung der Antennenelemente 32, 34, 36, 38 ist die gleichphasige Speisung 22g (= sogenanntes "corporate feed": vgl. 2B: Ausführung gemäß dem Stand der Technik).
Eine weitere, zur Methode der Serienspeisung 22s und/oder zur Methode der gleichphasigen Speisung 22g alternative oder ergänzende Methode der Speisung der Antennenelemente 32, 34, 36, 38 ist die phasen- und amplitudensymmetrische Speisung 22p (vgl. 2C: Ausführung gemäß dem Stand der Technik).
Wie der Darstellung gemäß 8A (= erstes Ausführungsbeispiel) sowie der Darstellung gemäß 8B (= zweites Ausführungsbeispiel) entnehmbar ist, kann nun zusätzlich der Strahlwinkel in Elevation E der für ein Kraftfahrzeug vorgesehenen Vorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung eingestellt werden, indem die Planare H[och]F[requenz]-Signalleitung 20 bewußt und gezielt verstimmt wird.
Dieses bewußte sowie gezielte Verstimmen der planaren H[och]F[requenz]-Signalleitung 20 und damit das bewußte sowie gezielte Beeinflussen des Phasenunterschieds Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 sowie des resultierenden Antennendiagramms erfolgt beim ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß 8A wie auch beim zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß 8B durch Verändern der effektiven Dielektrizitätszahl ε_eff, das heißt des Ausbreitungskoeffizienten der Signalleitung 20 (sogenanntes "dielectric loading").
Hierzu kann

– der Abstand einer Kappe oder Platte aus dielektrischem Material 40 mit einer Dielektrizitätskonstante ε₂ > 1 oberhalb der planaren Signalleitung 20 variiert wwerden (= Positionsveränderung der dielektrischen Kappe oder Platte in vertikaler Richtung) und/oder
– die relative Lage der Kappe oder Platte aus dielektrischem Material 40 in bezug auf das Mikrowellensubstrat 10 lateral verändert werden (= Positionsveränderung der dielektrischen Kappe oder Platte in horizontaler Richtung).

Im Ergebnis kann durch Vergrößern der Dielektrizitätszahl ε₂ des dielektrischen Materials 40 oberhalb der Leitung 20 der Ausbreitungskoeffizient auf der Leitung 20 und damit der Phasenunterschied Δφ zwischen zwei Strahler-Elementen 32, 34 bzw. 34, 36 bzw. 36, 38 vergrößert werden.
Da der Kern der vorliegenden Erfindung nun in einem Phasenschieber 100 mit verteilter "slow wave"-Struktur und mit generischen planaren T[ransversal]E[lectro]M[agnetic]-Leitungen zu sehen ist, wird nachstehend das Funktionsprinzip des "slow wave"-Phasenschiebers anhand eines Aufbaus mit generischen Planaren T[ransversal]E(lectro]M[agnetic]-Leitungen gemäß 9A sowie gemäß 9B detailliert erläutert sowie mögliche Alternativen des Vorschlags gemäß der vorliegenden Erfindung beschrieben:
Auf einer Leitung mit der Impedanz Z₀, die größer als die Systemimpedanz Z₁ ist, befindet sich im Abstand δ = d/λ₀ mit λ₀ << λ eine große Anzahl von Stichleitungen (sogenannte "stubs") mit Leerlauf am Ende, die eine verteilte "slow wave"-Struktur bilden. Die Gesamtlänge des Phasenschiebers ist L".
Für die Leitungen soll gelten ε1 = 0,5·(εr,Substrat + εr,Deckschicht1) und β1 = ω·(L0'·C0')1/2 = ω·(μ0·ε0·ε1)1/2, ε2 = 0,5·(εr,substrat + εr,Deckschicht2) und β2 = ω·(L0'·C02')1/2 = ω·(μ0·ε0·ε2)1/2.
Die Impedanz und die Länge der Stichleitungen werden so eingestellt, dass sich im ersten Phasenzustand (= ohne Deckschicht oder mit Deckschicht aus erstem Material und/oder mit Deckschicht in erster Position) die resultierende Leitungsimpedanz Z₀ gleich der System- Leitungsimpedanz Z₁ ergibt. Hierbei ist gegebenenfalls ein endlicher Abstand der Deckschicht und/oder die Mehrschichtigkeit der Deckschicht in Form einer effektiven Dielektrizitätszahl ε_{r,Deckschicht} zu berücksichtigen.
Die Suszeptanzen der Stichleitungen werden in diesem Zusammenhang einfach als zusätzlicher Kapazitätsbelag C_s1' berücksichtigt, so dass sich im ersten Phasenzustand

– für die resultierende Leitungsimpedanz Z₀ = (L₀'/C₀')^1/2 sowie
– für die System-Leitungsimpedanz Z₁ = [L₀'/(C₀'+ C_s1')]^1/2 ergeben,

_s1

₀

^1/2

_S

^–1

₁

_S

_eff,1

₀

_s1

^1/2

Im zweiten Phasenzustand (mit Deckschicht aus zweitem Material und/oder mit Deckschicht in zweiter Position, so dass die zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂ größer als die erste effektive Dielektrizitätszahl ε₁ ist) ergibt sich für die System-Leitungsimpedanz Z₂ = [L₀'/(C₀₂'+ C_s2')]^1/2,
wobei C_s2' = (μ₀·ε₀)^1/2·(2π·Z_S2·δ)^–1·tan(β₂·L_S),
β_eff,2 = ω·[L₀'·(C₀₂' + C_s2')]^1/2,
C₀₂' = C₀'·ε₂/ε₁ und
Z_S2 = Z_S·(ε₁/ε₂)^1/2.
Es wird angenommen, dass sich der Induktivitätsbelag L₀' der Leitung in Abhängigkeit von der Deckschicht nicht ändert. Der Kapazitätsbelag Co' ist proportional zur effektiven Dielektrizitätszahl.
Für den Phasenhub Δφ bezogen auf die Länge L" des Phasenschiebers ergibt sich
und für die Änderung Z₂/Z₁ der Leitungsimpedanz ergibt sich
Beim Vergleich des Phasenhubs Δφ/L'' des Phasenschiebers mit dem eingangs angegebenen Zusammenhang Δφ/L = (2π/λ₀)·(ε₂ ^1/2 – ε₁ ^1/2) für das Prinzip des "dielectric loading" kann festgestellt werden, dass mit dem Phasenschieber deutlich größere Werte erreicht werden können, sofern sich die Tangens-Funktion tan im nichtlinearen Bereich befindet; das Argument β₂·L_S sollte also etwa im Bereich π/4 < β₂·L_S < π/2 liegen.
Im linearen Bereich der Tangens-Funktion, in dem tan(x) etwa gleich x gilt, ergibt sich beim Phasenhub Δφ pro Länge des Phasenschiebers kein Vorteil gegenüber dem Phasenhub Δφ pro Länge bei "dielectric loading". Mit der Vergrößerung des Phasenhubs geht eine Vergrößerung der Änderung der Leitungsimpedanz einher.
10A zeigt ein A[dvanced]D[esign]S[ystem]-Modell, 10B zeigt Simulationsergebnisse eines verteilten "slow wave"-Phasenschiebers für eine Phasenverschiebung von 45 Grad bei 76,5 Gigahertz. Als Substratmaterial und als Deckschicht wird Ro3003 mit einer Dielektrizitätszahl ε = 3 angenommen.
Bei vorstehender Ableitung der Gleichungen zu den 9A und 9B ist zugrunde gelegt, dass die Deckschicht die gesamte Struktur abdeckt, das heißt auch die längs laufende Leitung L'', deren Impedanz Z₀ und deren Ausbreitungskoeffizient β₁ sich entsprechend zur Impedanz Z₀₂ bzw. zum Ausbreitungskoeffizienten β₂ ändern; genauso sind aber auch Strukturen möglich, in denen nur die Stichleitungen von der Deckschicht beeinflußt werden.
Wenn die den Ausbreitungskoeffizienten β beeinflussenden Strukturen, zum Beispiel die Stichleitungen oder "stubs", hinreichend kleine Änderungen des Kapazitätsbelags C' verursachen und in hinreichend geringem Abstand angeordnet sind, können sehr breitbandige Phasenschieber erreicht werden.
Die Stichleitungen in der Struktur gemäß 10A haben einen so großen Abstand zueinander, dass die Annahme, dass die Stichleitungen einfach als Änderung des Kapazitätsbelags C' berücksichtigt werden können, nur einigermaßen gerechtfertigt ist und die Anpassung der Struktur die theoretisch möglichen Werte nicht erreicht. Hierzu ist der Abstand der Stichleitungen weiter zu verringern; allerdings werden hier die Grenzen der Machbarkeit erreicht, wenn die erforderliche Breite des Leiters einen entsprechend geringen Abstand nicht zuläßt.
Beim Design eines dritten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung (= erstes Ausführungsbeispiel eines mechanischen Phasenschiebers 100 mit "stub loaded line"-Struktur; vgl. 11A sowie 11B: Aufschalten der Reaktanzen auf die Leitung für einen zweiten Phasenzustand, das heißt Aufschalten zweier Suszeptanzen jB im Abstand θ) befinden sich auf einer Leitung der Impedanz Z₀, die gleich der System-Leitungsimpedanz Z₁ ist, zwei Kurzschluß-Stubs im Abstand L_längs zueinander; prinzipiell könnten auch Leerlaufleitungen (sogenannte "Leerlauf-Stubs") oder Kombinationen von Stubs mit diskreten Elementen eingesetzt werden.
Die Länge der Stubs beträgt ein Viertel der Leitungswellenlänge λ₁ für den ersten Phasenzustand (= ohne Deckschicht oder mit Deckschicht aus erstem Material und/oder mit Deckschicht in erster Position), so dass das Signal auf der Leitung nicht durch die Stubs im ersten Phasenzustand beeinflußt wird.
Im zweiten Phasenzustand (mit Deckschicht aus zweitem Material und/oder mit Deckschicht in zweiter Position, so dass die zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂ größer als die erste effektive Dielektrizitätszahl ε₁ ist) verkürzt sich die effektive Länge der Stubs und ihr elektrischer Abstand.
Über die Impedanz Z_S2 der Stubs und über den Abstand der Stubs können nun die Anpassung und der Phasenhub des mechanischen Phasenschiebers 100 optimiert werden.
Weitere Freiheitsgrade sind die Dielektrizitäitszahl und der Abstand der Deckschicht (in 11A, in 11B, in 13A, in 13B, in 14A und in 14B wird stets davon ausgegangen, dass die Deckschicht die gesamte Struktur des mechanischen Phasenschiebers 100 abdeckt; genauso sind aber auch Strukturen möglich, in denen nur die Stubs von der Deckschicht beeinflußt werden).
Wird nun der Ableitung in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991, Seiten 408 ff, gefolgt und bei der Berechnung von S₂₁ aus den Kettenmatrizen berücksichtigt, dass sich die Impedanz der Längsleitung mit Deckschicht in Z₀₂ ändert, so ergibt sich nach längerer Rechnung für den Abstand der Stubs:
Die Phase im ersten Phasenzustand ist durch –β₁·L_längs gegeben. Für die Phase im zweiten Phasenzustand ergibt sich
Damit ergibt sich die Phasenverschiebung zu Δθ = θ₂ + β₁·L_längs.
Die Stubs bei Anwesenheit der Deckschicht werden durch ihre Suszeptanz jB am Stubeingang beschrieben. Für einen Kurzschluß-Stub und für die Abhängigkeit der Leitungsimpedanzen von der Dielektrizitätszahl gilt jB = –Z_S2 ^–1·cot(β₂·L_s)
mit Z_S2 = Z_S·(ε₁/ε₂)^1/2 und
Z₀₂ = Z₀·(ε₁/ε₂)^1/2.
Für die Leitungen gelten wiederum die Zusammenhänge ε1 = 0,5·(εr,Substrat + εr,Deckschicht1) und β1 = ω·(L0'·C0')1/2 = ω·(μ0·ε0·ε1)1/2, ε2 = 0,5·(εr,Substrat + εr,Deckschicht2) und β2 = ω·(L0'·C02')1/2 = ω·(μ0·ε0·ε2)1/2.
Freiheitsgrade zum Einstellen der Phasenverschiebung sind die Impedanz Z_S der Stubs und die zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂. Die Struktur ist in beiden Phasenzuständen ideal angepaßt. Die Signalphase ändert sich in guter Näherung proportional zur zweiten effektiven Dielektrizitätszahl ε₂. Ein Ausführungsbeispiel für einen mechanischen Phasenschieber 100 um 45 Grad mit gleichen Randbedingungen wie in den 10A, 10B und 10C ist in den 12A, 12B und 12C gezeigt; die Anpassung ist bei 76,5 Gigahertz ideal.
Das Design eines vierten Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung (= zweites Ausführungsbeispiel eines mechanischen Phasenschiebers 100 mit "stub loaded line"-Struktur) ist in 13A sowie in 13B (Umschalten zwischen betragsgleichen Reaktanzen mit unterschiedlichen Vorzeichen für die beiden Phasenzustände, das heißt Umschalten zwischen Suszeptanzen +jB und – jB im Abstand λ/4) dargestellt.
Aus den beiden effektiven Dielektrizitätszahlen des ersten Phasenzustands und des zweiten Phasenzustands wird eine sogenannte mittlere Leitungswellenlänge λ_m (= Leitungswellenlänge λ_m für eine mittlere Dielektrizitätszahl) berechnet.
Die Länge der Stubs und der Abstand der Stubs zueinander werden auf λ_m/4, das heißt auf ein Viertel der mittleren Leitungswellenlänge λ_m festgelegt; damit transformieren sich die Stubs für die eine Dielektrizitätszahl in eine positive Suszeptanz und für die andere Dielektrizitätszahl in eine negative Suszeptanz. Der Abstand der Stubs zueinander liegt in beiden Fällen möglichst nah an einem Viertel der Leitungswellenlänge.
Für die Einstellung der Phasenverschiebung bleiben als Freiheitsgrade die Impedanz Z_S der Stubs sowie die zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂. Die Anpassung der Struktur ist schwieriger als beim ersten Ausführungsbeispiel eines mechanischen Phasenschiebers 100 mit "stub loaded line"-Struktur (vgl. 11A sowie 11B), und es ist weniger einfach, große Phasenverschiebungen zu erzielen; praktisch lassen sich typische Phasenverschiebungen von zum Beispiel 22,5 Grad erreichen.
Das Prinzip eines fünften Ausführungsbeispiels einer Vorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung (= drittes Ausführungsbeispiel eines mechanischen Phasenschiebers 100 mit allgemeiner "stub loaded line"-Struktur) ist in 14A sowie in 14B dargestellt.
Im Gegensatz zur vorstehenden Struktur gemäß den 11A und 11B sowie im Gegensatz zur vorstehenden Struktur gemäß den 13A und 13B werden für die Längen der Stubs sowie für die Abstände der Stubs zueinander keine Vorgaben gemacht.
Die Suszeptanzen jB₁ und jB₂ sind nicht notwendigerweise betragsgleich und müssen auch vom Vorzeichen her nicht verschieden sein. Das Design dieses allgemeinen mechanischen "stub loaded line"-Phasenschiebers läßt sich mithilfe von Simulationsprogrammen optimieren, die Routinen für eine nichtlineare Optimierung

– des Abstands L_längs der Stubs zueinander,
– der Länge L_S der Stubs,
– der Leitungsimpedanz Z₀₁ sowie
– der Impedanz Z_S der Stubs zum Beispiel in A[dvanced]D[esign]S[ystem] beinhalten.

Freiheitsgrade sind die Impedanz Z_S der Stubs, die Länge L_S der Stubs, die Leitungsimpedanz Z₀, der Abstand L_längs der Stubs zueinander sowie die zweite effektive Dielektrizitätszahl ε₂. Durch Aneinanderreihen derartiger Strukturen lassen sich breitbandige mechanische Phasenschieber mit großen Phasenverschiebungen erreichen.
Ein exemplarisches Simulationsergebnis für einen mechanischen Phasenschieber um 45 Grad ist in 15A sowie in den 15B, 15C, 15D und 15E gezeigt; bemerkenswert ist das gute True-Time-Delay-Verhalten über einen weiten Frequenzbereich.
Die mechanischen Phasenschieber 100 mit "slow wave"-Strukturen gemäß der vorliegenden Erfindung eignen sich in besonderer Weise auch dafür, den Phasenhub bzw. die Phasenverschiebung zwischen der von den verschiedenen Antennenelementen 32, 34, 36, 38 abgestrahlten und/oder empfangenen elektromagnetischen Strahlung bzw. den Winkel, insbesondere den Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung und damit das Antennendiagramm einer Radarantenne durch eine dielektrische Kappe 40 über dem Speisenetzwerk oder durch ein dielektrisches Ra[dar]dom[e] zu beeinflussen.
16 zeigt ein Simulationsmodell einer Strahlvorrichtung 200 zum Abstrahlen und zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, nämlich von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung.
Diese Strahlvorrichtung 200 ist als 24 Gigahertz-Antenne mit vier über jeweils einen sich im Substrat 10 befindlichen Schlitz 32s, 34s, 36s, 38s gekoppelten Patchelementen 32, 34, 36, 38 (= Antennenelemente oder Strahlerelemente mit jeweiligem Abstand a zueinander) ausgebildet, die zusammen mit der Mikrostreifenleitung 20m auf dem Substrat 10 der Dicke h planar aufgebracht sind.
Zwischen den Antennen- oder Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 befinden sich in erfindungswesentlicher Weise mechanische "slow wave"-Phasenschieber 100 in Form der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, die

– durch von der Mikrostreifenleitung 20m abgehende, zum Beispiel leerlaufende oder zum Beispiel an ihren jeweiligen Enden kurzgeschlossene Leitungsabschnitte 24,
– durch von der Mikrostreifenleitung 20m abgehende Stichleitungen 26,
– durch abwechselnd
– Leitungsstücke 28h hoher Impedanz entsprechend einem effektiven Induktivitätsbelag L', zum Beispiel einem effektiven Längsinduktivitätsbelag, und
– Leitungsstücke 28n niedriger Impedanz entsprechend einem effektiven Kapazitätsbelag C', zum Beispiel einem effektiven Querkapazitätsbelag,
– durch diskrete Elemente, wie etwa durch Induktivitäten, durch Kapazitäten oder durch induktive bzw. kapazitive Leitungsbrücken,
– durch diskrete serielle und/oder parallele Reaktanzen sowie
– durch diskrete serielle und/oder parallele Suszeptanzen (--> Symbol jB)

17 zeigt Simulationsergebnisse für das Antennendiagramm in Elevation in bezug auf die Strahlvorrichtung 200 aus 16. Parameter ist der Abstand einer dielektrischen Kappe 40 mit der effektiven Dielektrizitätszahl ε = 3 über dem Substrat 10; die Metallisierung wird als unendlich dünn angenommen.
An diesen Ergebnissen ist besonders bemerkenswert, dass eine Strahlschwenkung um dreißig Grad (entsprechend einer Phasenverschiebung von etwa neunzig Grad zwischen den Patchelementen 32, 34, 36, 38) erzielt werden kann, wobei sich die Länge des "slow wave"-Phasenschiebers 100 auf den zur Verfügung stehenden Abstand von etwa 6,5 Millimetern entsprechend etwa λ/2 zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 beschränkt.
Zusammenfassend läßt sich also feststellen, dass sich der für das Einstellen einer bestimmten Phasenverschiebung Δφ vorgesehene mechanische Phasenschieber 100 mit "slow wave"-Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung gegenüber den eingangs diskutierten mechanischen Phasenschiebern aus dem Stand der Technik durch eine deutlich reduzierte Länge auszeichnet, was dem Ziel einer Miniaturisierung der entsprechenden Bauteile und Komponenten förderlich ist.
Die vorliegende Struktur gemäß der Erfindung ist anhand der Komponenten

– "slow wave"-Struktur zum Beispiel
– in Form einer Leitung mit alternierenden Querschnitten oder
– in Form einer Leitung mit Stichleitungen (sogenannte "stub loaded line"-Struktur) und/oder
– mechanische Einstellung oder Verstellung zum Beispiel
– durch mindestens ein motorisch bewegtes dielektrisches oder metallisches Element, insbesondere Platte, über der "slow wave"-Struktur oder
– durch mindestens eine Kappe bzw. mindestens ein Ra[dar]dom[e] über der "slow wave"-Struktur

Claims

Vorrichtung (100) zur Phasenverschiebung (Δφ) auf mindestens einem einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrat (10), auf dem mindestens eine planar ausgebildete Leitung (20), insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung aufgebracht ist, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (Δφ) durch Variieren der effektiven Dielektrizitätszahl (ε_eff), insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten (β), der Leitung (20) einstellbar ist, indem – von der Leitung (20) abgehende, insbesondere leerlaufende und/oder insbesondere an ihren jeweiligen Enden kurzgeschlossene Leitungsabschnitte (24) und/oder – von der Leitung (20) abgehende Stichleitungen (26) und/oder – abwechselnd Leitungsstücke (28h) hoher Impedanz und Leitungsstücke (28n) niedriger Impedanz und/oder – diskrete Elemente, wie etwa Induktivitäten, Kapazitäten oder induktive bzw. kapazitive Leitungsbrücken, und/oder – insbesondere diskrete serielle und/oder parallele Reaktanzen und/oder – insbesondere diskrete serielle und/oder parallele Suszeptanzen (jB) und/oder – insbesondere effektive Leitungsbeläge (C', L'), wie etwa Kapazitätsbeläge (C'), zum Beispiel Querkapazitätsbeläge, oder Induktivitätsbeläge (L'), zum Beispiel Längsinduktivitätsbeläge, vorgesehen sind.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die jeweilige Ausdehnung bzw. Dimensionierung der Leitungsabschnitte (24), der Stichleitungen (26), der Leitungsstücke (28h, 28n), der diskreten Elemente, der Reaktanzen, der Suszeptanzen (jB) und/oder der Leitungsbeläge (C', L') kleiner als die Wellenlänge in der Leitung (20) ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die jeweiligen, insbesondere periodischen Abstände der Leitungsabschnitte (24), der Stichleitungen (26), der Leitungsstücke (28h, 28n), der diskreten Elemente, der Reaktanzen, der Suszeptanzen (jB) und/oder der Leitungsbeläge (C', L') voneinander kleiner als die Wellenlänge in der Leitung (20) sind.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitung (20) mindestens zwei Antennenelemente (32, 34, 36, 38), insbesondere Strahlelementen, aufweist, deren insbesondere zumindest partiell serielle Speisung (22s) und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasige Speisung (22g) und/oder insbesondere zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrische Speisung (22p) zum Beispiel – mittels direkten oder kapazitiven Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10) oder – mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz (32s, 34s, 36s, 38s) erfolgenden elektromagnetischen Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) her oder – über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung (32d, 34d, 36d, 38d) von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) her erfolgt.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (ε_eff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen von dielektrischem, insbesondere kappenförmig ausgebildetem Material (40) – auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40) und der Leitung (20), und/oder – auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40) und der Leitung (20), variierbar, insbesondere vergrößerbar, ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (ε_eff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen von leitfähigem, insbesondere zumindest partiell aus Metall gebildetem und/oder insbesondere kappenförmig gestaltetem Material (50), zum Beispiel in Form mindestens einer partiell oder vollständig metallisierten Kunststoffkappe, – auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50) und der Leitung (20), und/oder – auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50) und der Leitung (20), variierbar, insbesondere verkleinerbar, ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) mindestens eine Metallisierungsschicht (12) angeordnet ist.
Strahlvorrichtung (200) zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, aufweisend mindestens eine insbesondere als mechanischer "slow wave" Phasenschieber ausgebildete und/oder insbesondere als mechanischer "stub loaded line"-Phasenschieber ausgebildete Vorrichtung (100) gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 7.
Verfahren zur Phasenverschiebung (Δφ) auf mindestens einem einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrat (10) mit mindestens einer planar ausgebildeten Leitung (20), insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (Δφ) durch Variieren der effektiven Dielektrizitätszahl (ε_eff), insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten (β), der Leitung (20) – mittels von der Leitung (20) abgehender, insbesondere leerlaufender und/oder insbesondere an ihren jeweiligen Enden kurzgeschlossener Leitungsabschnitte (24) und/oder – mittels von der Leitung (20) abgehender Stichleitungen (26) und/oder – mittels abwechselnd Leitungsstücken (28h) hoher Impedanz und Leitungsstücken (28n) niedriger Impedanz und/oder – mittels diskreter Elemente, wie etwa Induktivitäten, Kapazitäten oder induktiver bzw. kapazitiver Leitungsbrücken, und/oder – mittels insbesondere diskreter serieller und/oder paralleler Reaktanzen und/oder – mittels insbesondere diskreter serieller und/oder paralleler Suszeptanzen (jB) und/oder – mittels insbesondere effektiver Leitungsbeläge (C', L'), wie etwa Kapazitätsbeläge (C'), zum Beispiel Querkapazitätsbeläge, oder Induktivitätsbeläge (L'), zum Beispiel Längsinduktivitätsbeläge, einstellbar wird.
Verwendung mindestens einer Vorrichtung (100) gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 7 und/oder mindestens einer Strahlvorrichtung (200) gemäß Anspruch 8 und/oder eines Verfahrens gemäß Anspruch 9 zum Sensieren, insbesondere zum Radarsensieren, des Umgebungsbereichs eines Fortbewegungsmittels (200), insbesondere eines Kraftfahrzeugs, etwa zum Zwecke – des objekteindeutigen Messens des Abstands und/oder der Geschwindigkeit von mindestens einem Objekt im Umfeld des Fortbewegungsmittels, – des automatischen Regelns des Abstands und/oder der Geschwindigkeit des Fortbewegungsmittels, – des stop-and-go-Betrieb des Fortbewegungsmittels, – des Erhöhens der Sicherheit beim Betrieb des Fortbewegungsmittels im Hinblick auf – ein Schärfen von Airbag und/oder Gurtstraffer, – ein Optimieren des Auslösezeitpunkts von Airbag und/oder Gurtstraffer oder – ein Warnen vor und Vermeidung einer Kollision, zum Beispiel mit einem anderen Fortbewegungsmittel.