DE10345314A1

DE10345314A1 - Vorrichtung sowie Verfahren zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung

Info

Publication number: DE10345314A1
Application number: DE10345314A
Authority: DE
Inventors: Joerg Schoebel
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 2003-09-30
Filing date: 2003-09-30
Publication date: 2005-04-14
Also published as: US20070152868A1; JP2006516370A; WO2005034288A1; EP1678787A1

Abstract

Um eine Vorrichtung (100) sowie ein Verfahren zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung so weiterzuentwickeln, dass das Einstellen des Winkels (THETA) der Strahlkeulen der Vorrichtung (100) in Elevation (E) auf einfache und kostengünstige Weise bewerkstelligbar ist, wird vorgeschlagen, dass die Phasenverschiebung (DELTAphi) zwischen der von verschiedenen Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgestrahlten und/oder empfangenen elektromagnetischen Strahlung bzw. der Winkel (THETA) des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) DOLLAR A - durch Variieren der effektiven Dielektrizitätszahl (epsilon¶eff¶), insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten, der Leitung (20) und/oder DOLLAR A - durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen mindestens eines zumindest partiell aus leitfähigem Material, insbesondere zumindest partiell aus Metall, gebildeten Elements (50, 52, 54) DOLLAR A einstellbar ist.

Description

Technisches Gebiet

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, aufweisend mindestens ein einschichtiges oder mehrschichtiges, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisendes Substrat, auf dem mindestens eine planar ausgebildete Leitung, insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung oder in Form einer Mikrostreifenleitung oder in Form einer Schlitzleitung oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, mit mindestens zwei Antennenelementen, insbesondere Strahlelementen, aufgebracht ist, deren insbesondere zumindest partiell serielle Speisung und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasige Speisung und/oder insbesondere zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrische Speisung zum Beispiel

– mittels direkten oder kapazitiven Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen zugewandten Oberseite des Substrats oder
– mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz erfolgenden elektromagnetischen Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite des Substrats her oder
– über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung von der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite des Substrats her

erfolgt, wobei auf der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite des Substrats mindestens eine Metallisierungsschicht angeordnet sein kann.

Die vorliegende Erfindung betrifft des weiteren ein Verfahren zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, mittels mindestens zweier Antennenelemente, insbesondere Strahlelemente, die über mindestens eine planar ausgebildete Leitung, insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung oder in Form einer Mikrostreifenleitung oder in Form einer Schlitzleitung oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, insbesondere zumindest partiell seriell und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasig und/oder insbesondere zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrisch zum Beispiel

– mittels direkten oder kapazitiven Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen zugewandten Oberseite mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats oder
– mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz erfolgenden elektromagnetischen Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats her oder
– über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung von der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats her

gespeist werden, wobei auf der von den Antennenelementen abgewandten Unterseite des Substrats mindestens eine Metallisierungsschicht vorgesehen werden kann.

Eine Sensierung des Umfelds eines Fortbewegungsmittels, insbesondere eines Kraftfahrzeugs, kann grundsätzlich mittels LI[ght]D[etecting]A(nd]R[anging], mittels RA[dio]D[etecting]A[nd]R[anging], mittels Video oder auch mittels Ultraschall erfolgen.

Hierbei finden an Fortbewegungsmitteln, insbesondere an Kraftfahrzeugen, zunehmend Radarsensoren Verbreitung. Heutige Systeme dienen der automatischen Abstands- und/oder Geschwindigkeitsregelung; zukünftige Systeme, die sich momentan im Entwicklungsstadium befinden, sollen weitere Funktionalitäten ermöglichen, wie etwa Komfortsysteme, zum Beispiel für den stop-and-go-Betrieb, bis hin zu Sicherheitssystemen, die Airbags und Gurtstraffer schärfen, Airbag-Auslösezeitpunkte optimieren oder der Kollisionswarnung und -vermeidung dienen.

Für derartige Anwendungen muß ein großer Bereich um das Fortbewegungsmittel herum bzw. die gesamte Umgebung des Fortbewegungsmittels abgetastet werden. Dafür werden mehrere Sensoren rund um das Fortbewegungsmittel gruppiert. Die Antennen der kommerziell erhältlichen Kfz-Radarsensoren bei einer Frequenz von 77 Gigahertz werden üblicherweise als Linsenantennen aufgebaut; für zukünftige Radarsensoren bei einer Frequenz von 24 Gigahertz und bei einer Frequenz von 77 Gigahertz werden planare Antennen untersucht.

In diesem Zusammenhang ist es aus dem Stand der Technik bekannt, planare phasengesteuerte Gruppenantennen ("phased arrays") in militärischen Radarsystemen einzusetzen:
Um die Winkelpositionen der Zielobjekte in der Horizontalen (Azimut A; vgl. 1A, 1B und 1C) zu ermitteln, werden bei der Strahlformung auf analoger Ebene (vgl. 1A und 1B) mehrere Strahlkeulen ausgebildet. Hierzu dient eine phasengesteuerte Gruppenantenne G ("phased array") mit Phasenschiebern P (vgl. 1A) sowie mit Leistungsteiler L (vgl. 1A) oder mit strahlformendem Element bzw. Netzwerk S (vgl. 1B) zum Erzeugen der Phasenbelegung, wie Rotman-/Archer-/Gent-Linse, Butler-Matrix oder Blass-Matrix.

Die schaltungsseitigen Ausgänge des Strahlformungsnetzwerks S (vgl. 1B) können über einen Umschalter parallel oder seriell in das Basisband gemischt und mittels einer Verarbeitungseinheit V weiterverarbeitet werden.

Für die Strahlformung auf digitaler Ebene (vgl. 1C werden die Signale aller Antennenspalten zur digitalen Auswertung mittels hintereinander geschalteter rauscharmer Verstärker R (sogenannter L[ow]N[oise]A[mplifier]) sowie mittels Tiefpaßfiltern T ins Basisband herabgemischt und mittels Analog/Digital-Wandlern W digitalisiert.

Die vorgenannten Konzepte und Prinzipien sind in 1A, in 1B und in 1C jeweils für den Empfangspfad dargestellt.

In der Vertikalen (Elevation E; vgl. 1A, 1B und 1C) werden üblicherweise mehrere Antennenelemente übereinander angeordnet, die innerhalb einer Spalte mit einer festen Phasen- und Amplitudenbeziehung zueinander angesteuert werden. Damit wird eine Strahlbündelung in Elevation E erreicht, die der Erhöhung der Reichweite und der Ausblendung von unerwünschten Zielen, die sich in sehr geringer oder größerer Höhe befinden, dient.

Die Gruppenantenne G wird üblicherweise planar auf H[och]F[requenz]-Substraten, wie etwa Glas, Keramik oder Softboard, aufgebaut. Als Antennenelemente der Gruppenantenne G dienen im allgemeinen Patches, Alternativen sind zum Beispiel Dipol- oder Schlitzstrahler. Gegenwärtige Forschungsarbeiten beschäftigen sich mit der Übertragung dieser Konzepte in kostengünstige Systeme für die Anwendung im Kraftfahrzeug.

Der Einbau der Radarsensoren stellt insbesondere für den Seitenbereich hohe Anforderungen an die Baugröße sowie an die Form des Sensors. Durch Verwendung planarer Antennen wird der Sensor flach. Da Radarsensoren nicht hinter den metallischen Außenwänden eines Fahrzeugs verbaut werden können, bleiben als Einbauraum im Seitenbereich vor allem um die Ecken des Fahrzeugs gezogene (Kunststoff-)Stoßfänger, Kunststoff-Zierleisten, Kratz- und Prallschutzelemente sowie Spoiler.

In diesem Zusammenhang ist zu bedenken, dass die Außenwände von Kraftfahrzeugen normalerweise nicht exakt in der Senkrechten sind. Der Radarsensor ist also unter Umständen schräg einzubauen, weil der hinter Stoßfänger, Zierleisten und dergleichen zur Verfügung stehende Einbauraum nicht für einen senkrechten Einbau ausreicht. Die Einbauwinkel für den Radarsensor unterscheiden sich im allgemeinen für die unterschiedlichen Einbauorte an einem Kraftfahrzeug und/oder zwischen verschiedenen Kraftfahrzeugen.

Für die sich in Entwicklung befindlichen S[hort]R[ange]R[adar]-Sensoren mit zum Beispiel vier oder sechs Elementen in Elevation ist die Strahlkeule in Elevation so breit, dass ein schräger Einbau mit einer Abweichung in der Größenordnung von etwa ± fünf Grad bis etwa ± zehn Grad aus der Vertikalen toleriert werden kann.

Werden jedoch planare kurz- bis mittelreichweitige Sensoren oder planare L[ong]R[ange]R[adar]-/A[daptive)C[ruise]C[ontrol]-Sensoren betrachtet, so wird die Breite der Strahlkeule in Elevation nur noch wenige Grad betragen, um den notwendigen Antennengewinn zu erzielen; dann ist eine möglichst exakt entlang der Horizontalen orientierte Strahlkeule zwingend erforderlich.

Eine Strahlablenkung um drei Grad nach oben führt bei einem Abstand von dreißig Metern bereits dazu, dass sich das Maximum der Strahlkeule 1,60 Meter über dem Einbauort des Sensors befindet (vgl. 2, anhand derer die Auslenkung der Strahlkeule bei einem um drei Grad schrägen Einbau optisch veranschaulicht ist).

Was nun planare H[och]F[requenz]-Leitungen sowie planare Antennen anbelangt, so werden für den Aufbau preisgünstiger H[och]F[requenz]-Schaltungen heutzutage planare H[och]F[requenz]-Leitungen, wie etwa Koplanar-, Mikrostreifen-, Schlitzleitungen oder dergleichen eingesetzt.

Exemplarisch sind diese drei planaren Leitungstypen mit dem jeweiligen prinzipiellen Verlauf des elektrischen Felds des Grundmodus

– in 3A als (symmetrische oder unsymmetrische) Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"),
– in 3B als Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line") und
– in 3C als Schlitzleitung (= sogenannte "slot line") skizziert.

Abgesehen von den in 3A, in 3B und in 3C dargestellten Planaren Leitungstypen gibt es eine Vielzahl weiterer planarer Leitungstypen, so etwa Bandleitungen oder koplanare Zweibandleitungen (vgl. zum Beispiel R. K. Hoffmann, "Integrierte Mikrowellenschaltungen", Springer-Verlag, Berlin, 1983).

Außerdem können folgende Modifikationen auftreten:

– eine Metallisierung der Substratunterseite;
– mehrschichtige Substrate, wobei auch metallische Schichten auftreten können;
– dielektrische Schichten, die die metallischen Leiterbahnen überdecken.

Als Substrat dienen spezielle Mikrowellensubstrate, wie etwa Glas, Keramik oder Kunststoff, der mit Füllstoffen versetzt oder mit Glasfasern verstärkt sein kann, oder dergleichen. Auf diesem Mikrowellensubstrat werden planare Antennen beispielsweise mit Dipol-, Patch- oder Schlitzstrahlern aufgebaut; Einzelheiten hierzu sind zum Beispiel der Darstellung in P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991, entnehmbar.

In 4A, in 4B und in 4C sind mögliche Konfigurationen der Speisung der planaren Antennen gezeigt:

– bei der Serienspeisung (sogenannter "series feed") gemäß 4A tritt zwischen den Antennenelementen eine elektrische Weglänge auf, über die eine feste Strahlablenkung in Elevation eingestellt werden kann;
– bei der gleichphasigen Speisung (sogenannter "corporate feed") gemäß 4B werden alle Antennenelemente mit der gleichen Phase gespeist, wobei die Amplitude üblicherweise symmetrisch nach außen hin abnimmt, um die Nebenkeulen zu reduzieren;
– eine Kombination aus der Serienspeisung (vgl. 4A) und der gleichphasigen Speisung (vgl. 4B) ist die Phasen- und amplitudensymmetrische Speisung gemäß 4C. Hier werden die Antennenelemente nicht notwendigerweise phasengleich gespeist, jedoch sind die Phasenabweichungen sowie die Amplitudenbelegung symmetrisch, und außerdem ist das Speisenetzwerk kleiner als bei der gleichphasigen Speisung (vgl. 4B).

Wie den beiden exemplarischen Anordnungen einer direkten oder kapazitiven Serienspeisung gemäß 5A und gemäß 5B entnehmbar ist, können die Antennenelemente direkt an das Speisenetzwerk angekoppelt sein.

Alternativ hierzu können die Antennenelemente von der Substratunterseite

– durch elektromagnetische Kopplung (sogenannte Schlitzkopplung; vgl. 6A) oder
– über elektrische H[och]F[requenz]-Durchführungen (sogenannte "vias"; vgl. 6B) seriell gespeist werden (vgl. P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991).

Das Leistungsverteilnetzwerk befindet sich dementsprechend entweder auf der gleichen Metallebene wie die Antennenelemente oder auf der den Antennenelementen gegenüberliegenden Substratseite. In letzterem Falle kann das Substrat eine innenliegende, stellenweise unterbrochene Metallisierung aufweisen bzw. kann aus mehreren metallischen und dielektrischen Schichten aufgebaut sein. Weiterhin kann die Leistungsverteilung und Speisung auf einer innenliegenden Substratschicht erfolgen.

Was nun die Strahlschwenkung in Elevation anbelangt, so können durch Einstellen der Phasenbeziehung zwischen den Antennenelementen in Elevation die Strahlkeulen in Elevation geschwenkt werden, damit die Strahlkeulen bei schrägem Einbau des Radarsensors im gewünschten Winkel in der Vertikalen (im allgemeinen parallel zur Horizontalebene) ausgerichtet sind.

Diese Strahlablenkung durch Phasenverschiebung zwischen den Strahlerelementen ist in 7 illustriert, wobei sich allgemeine Grundlagen sowie der funktionale Zusammenhang zwischen der Phasenverschiebung Δφ und dem Ablenkwinkel Θ in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991, finden.

In diesem Zusammenhang kann die Einstellung der Phasenbeziehung zwischen den Strahlerelementen durch verschiedene Maßnahmen (i) und/oder (ii) erfolgen:

(i) Ein spezielles Design der Antenne bzw. des Speisenetzwerks für jeden Elevationswinkel kann am einfachsten durch unterschiedliche Leitungslängen im Speisenetzwerk, über das die Antennenelemente angesteuert werden, realisiert werden. Hierzu müßten unterschiedliche H[och]F[requenz]-Platinen für jeden vom Benutzer gewünschten Elevationswinkel bzw. für eine gewisse Anzahl sinnvoll abgestufter Elevationswinkel hergestellt und in die entsprechenden Sensoren eingesetzt werden, was einen erheblichen logistischen sowie organisatorischen Aufwand bei Produktion und Lagerhaltung erfordert. Durch Verwechslung des Typenschilds oder der H[och]F[requenz]- Platine könnte außerdem der Fehler auftreten, dass ein Sensor nicht den vorgesehenen Elevationswinkel aufweist; dann funktioniert das Radarsystem gar nicht, mit verringerter Reichweite oder nur unter bestimmten Umständen. Ein derartiger Fehler wäre nur sehr schwer zu finden, denn der falsche Elevationswinkel kann äußerlich am Sensor nicht erkannt werden, sondern nur durch Öffnen des Sensors sowie durch genaue Inspektion der H[och]F[requenz]-Platine oder durch eine Messung der Strahlcharakteristik, was in einer Kraftfahrzeugwerkstätte praktisch undurchführbar ist.
(ii) Elektronisch oder auf andere Weise einstellbare Phasenschieber (vgl. S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991) zwischen den Antennenelementen verbieten sich wegen der Anzahl der erforderlichen Phasenschieber, der damit verbundenen Kosten und zudem der möglicherweise zunehmenden Sensorbaugröße. Bei mechanisch "getrimmten" Phasenschiebern kann hier außerdem der vorgenannte Fehler auftreten, dass der eingestellte Elevationswinkel oder das Typenschild verwechselt werden. Der Elevationswinkel eines Radarsensors mit elektronisch gesteuerten Phasenschiebern könnte zwar über einen Informationsaustausch mit der Kraftfahrzeugelektronik auf den korrekten Wert eingestellt werden, ohne dass hierbei Fehler auftreten, jedoch verbieten sich elektronisch steuerbare Phasenschieber aus Kostengründen, wie erwähnt.

Darstellung der Erfindung: Aufgabe, Lösung, Vorteile

Ausgehend von den vorstehend dargelegten Nachteilen und Unzulänglichkeiten sowie unter Würdigung des umrissenen Standes der Technik liegt der vorliegenden Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs genannten Art sowie ein Verfahren der eingangs genannten Art so weiterzuentwickeln, dass das Einstellen des Winkels der Strahlkeulen des Radarsensors in Elevation auf einfache und kostengünstige Weise bewerkstelligbar ist, wobei die Elektronik- und H[och]F[requenz]-Baugruppen für alle realisierbaren Elevationswinkel unverändert bleiben sollen.

Des weiteren sollen durch die vorliegende Erfindung Fehler ausgeschlossen werden, die durch Verwechslung der Phasenschieber-Baugruppe und/oder des Typenschilds oder durch fehlerhaftes "Trimmen" entstehen.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen sowie durch ein Verfahren mit den im Anspruch 18 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und zweckmäßige Weiterbildungen der vorliegenden Erfindung sind in den jeweiligen Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Lehre gemäß der vorliegenden Erfindung geht demnach von der Bereitstellung einer oder mehrerer in erfindungswesentlicher Weise für das Senden und/oder für das Empfangen von hochfrequenter elektromagnetischer Strahlung einsetzbarer Radarantennen für den nichtsenkrechten Einbau an oder in Fortbewegungsmitteln, insbesondere an oder in Kraftfahrzeugen, aus.

Kern der vorliegenden Erfindung ist das Einstellen des Strahlwinkels in Elevation der Strahlkeule einer Radarantenne für Fortbewegungsmittel, insbesondere für Kraftfahrzeuge, wozu das bewußte und gezielte Verstimmen der mindestens einen planaren H[och]F[requenz]-Signalleitung

– durch Verändern der effektiven Dielektrizitätszahl, insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten, der Signalleitung (sogenanntes "dielectric loading"), zum Beispiel mittels mindestens einer Kappe aus dielektrischem Material, oder
– durch Anbringen mindestens eines Elements aus leitfähigem Material, zum Beispiel mindestens eines Ra[dar]dom[e]s aus Metall, in einem gewissen Abstand von der Signalleitung oder
– durch Kombinieren dieser beiden technischen Maßnahmen

genutzt wird.

Nun ist das Prinzip des sogenannten "dielectric loading" bei mechanisch steuerbaren Phasenschiebern an sich bereits aus dem Stand der Technik bekannt (eine einfache Möglichkeit, einen mechanisch steuerbaren Phasenschieber zu realisieren, ist zum Beispiel in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991, beschrieben):
Hierbei besteht das Prinzip des "dielectric loading" bei mechanisch steuerbaren Phasenschiebern darin, die effektive Dielektrizitätszahl der Leitung zu verändern. Zu diesem Zwecke wird bei Planaren Leitungen, wie etwa Microstrip-Leitungen oder Striplines (vgl. Seite 73 in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991), das die Planare Leitung umgebende Material verändert, beispielsweise indem eine Platte aus dielektrischem Material über die Leitung geschoben wird.

Dieses Prinzip läßt sich auch auf weitere Planare Leitungen, wie etwa auf Koplanarleitungen, auf Schlitzleitungen sowie auf eine Vielzahl symmetrischer und asymmetrischer Streifenleitungen anwenden; analog hierzu läßt sich auch die effektive Dielektrizitätszahl eines Hohlleiters ändern, indem ein Stück dielektrisches Material innerhalb des Hohlleiters verschoben wird (vgl. Seite 75 in S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991).

Eine alternative Möglichkeit der Beeinflussung der effektiven Dielektrizitätszahl eines dielektrischen Wellenleiters ist die Variation des Abstands eines leitfähigen Elements vom Wellenleiter. Dieses Prinzip wird in der Druckschrift WO 00/54368 A1 aus dem Stand der Technik genutzt, um eine Strahlschwenkung durch mechanisches Auf- und Abbewegen einer leitenden Platte über einem dielektrischen Wellenleiter zu realisieren.

Im Gegensatz zur Offenbarung gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 wird bei der vorliegenden Erfindung jedoch kein dielektrischer Wellenleiter, sondern vielmehr eine planare H[och]F[requenz]-Leitung genutzt, die in vielfältigen Ausführungsformen, etwa als Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"), als Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line"), als Schlitzleitung (= sogenannte "slot live") oder als andere symmetrische und/oder asymmetrische Streifenleitungen, ausgebildet sein kann (vgl. zur Ausgestaltung von planaren H[och]F[requenz]-Leitung auch R. K. Hoffmann, "Integrierte Mikrowellenschaltungen", Springer-Verlag, Berlin, 1983).

Im Vergleich zum Stand der Technik gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 ist die neue sowie erfinderische Ausgestaltung gemäß der vorliegenden Erfindung insofern vorteilhaft, als die komplizierte Prozessierung des dielektrischen Wellenleiters auf dem Substrat wegfällt.

Auch entfallen Übergänge zwischen dem dielektrischen Wellenleiter und der das Sendesignal erzeugenden bzw. das Empfangssignal weiterverarbeitenden H[och]F[requenz]-Schaltung. Die H[och]F[requenz]- Schaltung ist zweckmäßigerweise mit planaren H[och]F[requenz]-Leitungen aufgebaut. Die H[och]F[requenz]-Schaltung und die planaren H[och]F[requenz]-Leitungen, deren Phasenbeziehung) und deren Antennendiagramm durch die dielektrische Kappe beeinflußt werden, befinden sich günstigerweise auf dem gleichen Substrat.

Des weiteren wird bei der vorliegenden Erfindung – im Unterschied zum Stand der Technik gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 – nicht nur mindestens ein leitfähiges, insbesondere metallisches, Element, sondern alternativ oder ergänzend hierzu auch mindestens ein dielektrisches Element zum Beeinflussen der Phasendifferenz) zwischen den einzelnen Strahlelementen des Radarsensors verwendet.

Dies ist für einen dielektrischen Wellenleiter, wie er in der Druckschrift WO 00/54368 A1 offenbart ist, prinzipiell nur sehr eingeschränkt möglich, denn die Wellenführung im dielektrischen Wellenleiter beruht auf dem Unterschied in der Dielektrizitätskonstante zwischen Wellenleiter und umgebender Luft. Würde nun ein dielektrisches Element in unmittelbare Nähe des dielektrischen Wellenleiters gebracht, so würde ein Teil der Leistung in das dielektrische Element ausgekoppelt und ginge demzufolge unerwünschterweise verloren.

Als weiteres Abgrenzungskriterium der vorliegenden Erfindung zur Offenbarung gemäß der Druckschrift WO 00/54368 A1 dient, dass sich der aus dem Stand der Technik bekannte Gegenstand auf eine "scannende" Antenne bezieht, deren Strahlkeule zeitlich sich wiederholend einen bestimmten Winkelbereich abtastet, wohingegen die vorliegende Erfindung in bevorzugter Weise die feste Einstellung der Strahlkeule mittels der Kappe des (Radar-)Sensors behandelt.

Gemäß einer erfindungswesentlichen Weiterbildung sowohl der vorliegenden Vorrichtung als auch des vorliegenden Verfahrens kann zusätzlich

– der Elevationswinkel,
– die Typenbezeichnung des Sensors und/oder
– der Fahrzeugtyp sowie der Einbauort, für den der Sensor mit seinem speziellen Elevationswinkel vorgesehen ist, direkt
– in mindestens einer Beschriftung des vorzugsweise kappenförmig ausgebildeten dielektrischen Materials und/oder
– in mindestens einer Beschriftung des vorzugsweise kappenförmig ausgebildeten leitfähigen Elements

vermerkt sein. Eine Verwechslung von Sensoren ist somit ausgeschlossen.

Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltungsform der vorliegenden Erfindung kann die exakte Einstellung der verschiedenen Elevationswinkel

– über den Abstand der dielektrischen Kappe und/oder
– über den Abstand der leitfähigen Kappe

vom Speisenetzwerk (= sogenanntes "Feednetzwerk") erfolgen.

Alternativ oder in Ergänzung hierzu kann die exakte Einstellung der verschiedenen Elevationswinkel auch über das Material, insbesondere über die Dielektrizitätskonstante des Materials, der Kappe erfolgen.

Wiederum alternativ oder in Ergänzung hierzu kann die exakte Einstellung der verschiedenen Elevationswinkel auch durch eine geeignete, vom Elevationswinkel abhängige Strukturierung der Kappe, zum Beispiel in Form von Löchern, in Form von Rillen, in Form von Säulen, in Form von Stufen, in Form von Waben und/oder in Form von dergleichen, erfolgen.

Besonders vorteilhaft ist eine Strukturierung der dielektrischen oder metallbeschichteten Kappe mit mindestens einer periodischen Struktur, etwa mit einer P[hotonic]B[and]G[ap]-Struktur, so dass eine sogenannte "Slow Wave"-Struktur entsteht. Mit einer derartigen periodischen Struktur, die Durchlaßbereich und Sperrbereiche in der Frequenz aufweist und an sich zum Beispiel von Wellenleitern bekannt ist, lassen sich besonders große Phasenverschiebungen und damit besonders große Elevationswinkel erzielen.

Die "Slow Wave"-Struktur ermöglicht es in diesem Zusammenhang, die erforderliche Phasenverschiebung in einer direkten Verbindung zwischen zwei Patchelementen [= Antennen- oder Strahl(er)elementen] einzubringen, ohne dass Umwegleitungen erforderlich sind, die im zwischen den Speisungen der Antennen- oder Strahl(er)elemente zur Verfügung stehenden Raum schwierig unterzubringen sind und zusätzliche Verluste hervorrufen. Für Anwendungen im S[hort]R[ange]R[adar] ist eine "Slow Wave"-Struktur besonders gut geeignet, weil die "Slow Wave"-Struktur besonders breitbandig ist.

Da der Abstand zwischen dem dielektrischen und/oder leitfähigen Element und der das Substrat aufweisenden H[och]F[requenz]-Platine relativ genau einzustellen und über die Lebensdauer der Sensorvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung konstant zu halten ist, sollte der Toleranzbereich dieses Abstands schätzungsweise im Bereich von einigen zehn Mikrometern liegen.

Aus diesem Grunde weist das Material des dielektrischen Körpers und/oder des leitfähigen Körpers gemäß einer zweckmäßigen Weiterbildung der vorliegenden Erfindung einen ähnlichen, im Optimalfall sogar gleichen thermischen Ausdehnungskoeffizienten wie das Material der H[och]F[requenz]-Platine, und hierbei insbesondere wie das Material des Substrats, auf.

Wenn hierbei alle dielektrischen und/oder leitfähigen Elemente bzw. Körper für die unterschiedlichen Elevationswinkel aus dem gleichen Material oder zumindest aus einem in bezug auf das thermische Ausdehnungsverhalten ähnlichen Material aufgebaut sind, kann der Elevationswinkel mittels der vorstehend diskutierten Strukturierung des dielektrischen und/oder leitfähigen Elements eingestellt werden.

Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann das dielektrische Material und/oder das leitfähige Element mechanisch, zum Beispiel durch Klemmen oder Schrauben über Abstandshalter, oder in direktem, auch durch punktuelle Kontaktflächen realisierbarem Kontakt mit der H[och]F(requenz]-Platine verbunden sein. Eine alternative oder ergänzende Möglichkeit ist das punktuelle oder vollflächige Verkleben von dielektrischem und/oder leitfähigem Körper und H[och]F[requenz]-Platine.

In einer erfindungswesentlichen Weiterbildung der vorliegenden Erfindung wie auch des vorliegenden Verfahrens kann das dielektrische Material und/oder das leitfähige Element auch mehrteilig aufgebaut sein. Zu diesem Zwecke kann beispielsweise das die Phasen und damit das Antennendiagramm beeinflußende Element über dem Feed- oder Speisenetzwerk oder unter dem Feed- oder Speisenetzwerk montiert werden; mindestens ein weiteres, vorzugsweise kappenförmig ausgebildetes Element schützt die Radaranordnung dann gegen Umwelteinflüsse.

Alternativ oder in Ergänzung hierzu kann das die Phasen und damit das Antennendiagramm beeinflußende Element auch in mindestens eine Aussparung der Kappe eingesetzt werden, um sodann zusammen mit dieser Kappe über dem Speisenetzwerk oder unter dem Speisenetzwerk montiert zu werden.

Gemäß einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung können die Übergänge zwischen phasenmäßig verstimmten Bereichen und phasenmäßig unverstimmten Bereichen durch graduelle Übergänge zwischen diesen Bereichen realisiert werden. Dies bedeutet, dass der Abstand des dielektrischen und/oder metallischen Körpers zur Planarleitung im Übergangsbereich vorzugsweise kontinuierlich, beispielsweise linear trapezförmig, verläuft oder in mehreren kleinen Stufen variiert.

In diesem Zusammenhang kann (bzw. sollte bei einer exemplarischen Ausgestaltung als Ra[dar]dom[e] oder "Radarkuppel") die Metallisierung des dielektrischen und/oder metallischen Körpers im Bereich der ungestörten Planarleitungen weggelassen werden. Der Übergangsbereich zu den gezielt gestörten Planarleitungen kann aber durchaus metallisiert sein.

In einer bevorzugten Ausgestaltungsform der vorliegenden Erfindung kann das Feednetzwerk oder Speisenetzwerk in mindestens einem anderen Leitungstyp ausgeführt sein, um eine stärkere Beeinflussung der Phase durch das dielektrische Material oder durch das leitfähige Element zu bewirken. So kann beispielsweise die H[och]F[requenz]-Schaltung aus Mikrostreifenleitungen (= sogenannte "microstrip lines") aufgebaut sein, wohingegen das Speisenetzwerk in dem Bereich, in dem die Phase und damit das Antennendiagramm beeinflußt werden soll, koplanar ausgebildet ist.

Dieser unterschiedlichen Ausgestaltung liegt zugrunde, dass bei einer Koplanar- oder Schlitzleitung ein größerer Anteil des elektromagnetischen Felds in der Luft oberhalb der Leitung geführt wird als bei einer Mikrostreifenleitung; damit ist die Beeinflussung durch die dielektrische Kappe oder durch das leitfähige Element größer.

Um den Radarstrahl in Elevation bei unterschiedlicher Belastung eines Fortbewegungsmittels ohne Niveauregulierung, insbesondere eines Kraftfahrzeugs ohne Niveauregulierung, auf dem gleichen Winkel zu halten, kann das phasenbeeinflussende dielektrische und/oder leitfähige Element in zweckmäßiger Weise verstellbar ausgeführt sein. Ein derartiges Verstellen kann zum Beispiel über mindestens einen Elektromotor erfolgen.

Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung der vorliegenden Erfindung weist der (Radar-)Sensor mindestens ein zweckmäßigerweise von außen zugängliches Kodierelement, wie etwa mindestens einen Jumper oder mindestens einen Schalter, auf.

Über ein derartiges Kodierelement wird dem Sensor zum Zwecke einer Winkelauswertung die Einbaulage mitgeteilt. Dann kann der Sensor "richtig herum" und "über Kopf' eingebaut werden, und zwar in Abhängigkeit davon, ob eine Strahlablenkung nach oben oder eine Strahlablenkung nach unten erwünscht ist.

Auf diese Weise muß der (Radar-)Sensor nur für eine Art von Kappenelement – dielektrisch oder aus Metall – ausgelegt werden, und die mit einem derartigen Typ von Kappenelement erzielbare, lediglich in eine Richtung gehende Strahlablenkung kann optimiert bzw. maximiert werden.

Die vorliegende Erfindung betrifft des weiteren mindestens einen mechanisch steuerbaren Phasenschieber, der auf der Variation des Abstands mindestens eines leitfähigen Elements von mindestens einer planaren H[och]F[requenz]-Leitung, wie zum Beispiel

– von mindestens einer Bandleitung,
– von mindestens einer (symmetrischen oder unsymmetrischen) Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"),
– von mindestens einer Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line"),
– von mindestens einer Schlitzleitung (= sogenannte "slot line") oder
– von mindestens einer koplanaren Zweibandleitung,

beruht (zur Definition der Leitungstypen: vgl. Seite 93 in R. K. Hoffmann, "Integrierte Mikrowellenschaltungen", Springer-Verlag, Berlin, 1983).

Die vorliegende Erfindung betrifft des weiteren mindestens einen dielektrischen Wellenleiter, bei dem die Phasenverschiebung bzw. der Winkel, insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation durch variabel beabstandbares Anordnen mindestens eines zumindest partiell aus leitfähigem Material, insbesondere zumindest partiell aus Metall, gebildeten Elements einstellbar ist.

In diesem Zusammenhang wird bei einem dielektrischen Wellenleiter das Anordnen mindestens eines leitfähigen Elements gegenüber dem Anordnen mindestens eines dielektrischen Elements bevorzugt, denn "dielectric loading" funktioniert auf einem dielektrischen Wellenleiter insofern nur sehr eingeschränkt, als die Wellenleitung des dielektrischen Wellenleiters auf Totalreflexion an der Grenzfläche zur Luft beruht und die Welle bei durch ein oder mehrere dielektrische Elemente bewirktem stärkerem "dielectric loading" nicht mehr geführt wird.

Die vorliegende Erfindung betrifft schließlich die Anwendung mindestens einer Vorrichtung gemäß der vorstehend dargelegten Art und/oder eines Verfahrens gemäß der vorstehend dargelegten Art im Automobilbereich, insbesondere auf dem Gebiet der Fahrzeugumfeldsensorik, so zum Beispiel zum Messen sowie zum Bestimmen der Winkellage von mindestens einem Objekt, wie sie etwa auch im Rahmen einer Pre-Crash-Sensierung zum Auslösen eines Airbags in einem Kraftfahrzeug relevant ist.

Hierbei wird durch eine Sensorik, insbesondere Radarsensorik, festgestellt, ob es zu einer möglichen Kollision mit dem detektierten Objekt, beispielsweise mit einem anderen Kraftfahrzeug, kommen wird. Falls es zu einer Kollision kommt, wird zusätzlich bestimmt, mit welcher Geschwindigkeit und an welchem Aufschlagpunkt es zur Kollision kommt.

In Kenntnis dieser Daten können lebensrettende Millisekunden für den Fahrer des Kraftfahrzeugs gewonnen werden, in denen vorbereitende Maßnahmen beispielsweise bei der Ansteuerung des Airbags oder bei der Straffung des Gurtsystems vorgenommen werden können.

Weitere mögliche Einsatzgebiete von Vorrichtung und von Verfahren gemäß der vorliegenden Erfindung sind Einpark-Assistenzsysteme, eine Tote-Winkel-Detektion bzw. Tote-Winkel-Überwachung oder ein Stop & Go-System als Erweiterung zu einer bestehenden Einrichtung zum adaptiven automatischen Regeln der Fahrgeschwindigkeit, wie etwa einem A[daptive-]C[ruise-]C[ontrol]-System (= System zur adaptiven Geschwindigkeitsregelung).

Demzufolge kann das gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagene Planarantennensystem sowohl im L[ong]R[ange]R[adar]-Bereich als auch bei A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-Systemen, zum Beispiel der dritten Generation, als auch im S[hort]R[ange]R[adar]-Bereich eingesetzt werden.

In diesem Zusammenhang wird unter L[ong]R[ange]R[adar] im allgemeinen ein fangreichweitiges Radar für Fernbereichsfunktionen verstanden, das typischerweise bei einer Frequenz von 77 Gigahertz für A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-Funktionen eingesetzt wird.

Prinzipiell kann das S[hort]R[ange]R[adar]-System mit den gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagenen Antennen- oder Strahl(er)elementen sowie mit den gemäß der vorliegenden Erfindung vorgeschlagenen dielektrischen bzw. metallisierten, insbesondere kappenförmigen Körpern ausgerüstet werden, sofern sich die gezielte Einstellung des Elevationswinkels als notwendig erweist.

Dies gilt in stärkerem Maße für Folgegenerationen des S[hort]R[ange]R[adar], wenn

– insbesondere empfangsseitig eine stärkere Strahlbündelung in Elevation in Zusammenhang mit einer Reichweitenerhöhung erfolgen sollte oder
– insbesondere sendeseitig größere und damit stärker bündelnde Antennenarrays eingesetzt werden, um die Nebenkeulen weiter zu verringern.

In diesem Zusammenhang wird unter S[hort)R[ange]R[adar] im allgemeinen ein kurzreichweitiges Radar für Nahbereichsfunktionen verstanden, das typischerweise bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für Einparkhilfsfunktionen oder für Pre-Crash-Funktionen zur Auslösung eines Airbags eingesetzt wird.

Nicht zuletzt hierfür kann die Struktur gemäß der vorliegenden Erfindung in einem S[hort]R[ange]R[adar]-Sensor verwendet werden, bei dem die Richtung der Strahlkeule in Elevation durch mindestens eine fahrzeugspezifische dielektrische und/oder leitfähige Kappe eingestellt wird.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Wie bereits vorstehend erörtert, gibt es verschiedene Möglichkeiten, die Lehre der vorliegenden Erfindung in vorteilhafter Weise auszugestalten und weiterzubilden. Hierzu wird einerseits auf die den Ansprüchen 1 und 18 nachgeordneten Ansprüche verwiesen, andererseits werden weitere Ausgestaltungen, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung nachstehend anhand der durch die 8A bis 36 veranschaulichten Ausführungsbeispiele näher erläutert.
Es zeigt:
1A in teilschematischer Darstellung eine erste Anordnung zur analogen Strahlformung über Phasenschieber gemäß dem Stand der Technik;
1B in teilschematischer Darstellung eine zweite Anordnung zur analogen Strahlformung über ein Strahlformungsnetzwerk gemäß dem Stand der Technik;
1C in teilschematischer Darstellung eine Anordnung zur digitalen Strahlformung gemäß dem Stand der Technik;
2 in seitlicher Darstellung die Auslenkung der Strahlkeule bei schrägem Einbau eines Radarsensors gemäß dem Stand der Technik;
3A in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine erste Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist;
3B in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine zweite Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
3C in Querschnittdarstellung (oberer Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer Bildteil) eine dritte Vorrichtung gemäß dem Stand der Technik, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
4A in schematischer Darstellung eine erste Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer Serienspeisung gemäß dem Stand der Technik;
4B in schematischer Darstellung eine zweite Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer gleichphasigen Speisung gemäß dem Stand der Technik;
4C in schematischer Darstellung eine dritte Möglichkeit für eine Speisung von Antennenelementen in Form einer phasen- und amplitudensymmetrischen Speisung gemäß dem Stand der Technik;
5A in Aufsichtdarstellung eine erste Möglichkeit für eine direkte oder kapazitive Serienspeisung von Antennenelementen gemäß dem Stand der Technik;
5B in Aufsichtdarstellung eine zweite Möglichkeit für eine direkte oder kapazitive Serienspeisung von Antennenelementen gemäß dem Stand der Technik;
6A in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) eine erste Möglichkeit für eine Serienspeisung von Antennenelementen von der Substratunterseite her durch elektromagnetische Schlitzkopplung gemäß dem Stand der Technik;
6B in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) eine zweite Möglichkeit für eine Serienspeisung von Antennenelementen von der Substratunterseite her über elektrische H[och]F[requenz]-Durchführungen gemäß dem Stand der Technik;
7 in schematischer Darstellung eine Anordnung zur Strahlablenkung durch Phasenverschiebung zwischen Strahlerelementen gemäß dem Stand der Technik;
8A in Querschnittdarstellung ein erstes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist;
8B in Querschnittdarstellung das erste Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
8C in Querschnittdarstellung das erste Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
9A in Querschnittdarstellung ein zweites Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist;
9B in Querschnittdarstellung das zweite Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
9C in Querschnittdarstellung das zweite Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
10A in Querschnittdarstellung ein drittes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Koplanarleitung ausgebildet ist;
10B in Querschnittdarstellung das dritte Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Mikrostreifenleitung ausgebildet ist;
10C in Querschnittdarstellung das dritte Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung, deren planare Leitungsanordnung als Schlitzleitung ausgebildet ist;
11 in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) ein viertes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
12 in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) ein fünftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
13 in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) ein sechstes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
14 in Querschnittdarstellung (oberer rechter Bildteil), in Seitendarstellung (linker Bildteil) sowie in Aufsichtdarstellung (unterer rechter Bildteil) ein siebtes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
15 in schematischer Darstellung ein achtes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
16 in schematischer Darstellung ein neuntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
17 in schematischer Darstellung eine Vorrichtung, in die binär abgestufte Phasenverschiebungselemente eingebaut sind;
18 in schematischer Darstellung ein zehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
19 in schematischer Darstellung ein elftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
20 in schematischer Darstellung ein zwölftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
21 in schematischer Darstellung ein dreizehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
22 in schematischer Darstellung ein vierzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
23 in schematischer Darstellung ein fünfzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
24 in schematischer Darstellung ein für Simulationsrechnungen ausgelegtes Ausführungsbeispiel eines einfachen Speisenetzwerks gemäß der vorliegenden Erfindung;
25 in perspektivischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines ersten Simulationsmodells der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus 24 im Falle des Vorsehens von dielektrischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung;
26 in perspektivischer Darstellung ein zu 25 alternatives Ausführungsbeispiel eines Simulationsmodells der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus 24 im Falle des Vorsehens von metallischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung;
27 in dreidimensionaler Plotdarstellung die in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus 24 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung;
28 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus 24 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen;
29 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Speisenetzwerk aus 24 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung, mit dielektrischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung sowie mit metallischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung;
30 in perspektivischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines zweiten Simulationsmodells einer Anordnung mit mäanderförmigem Speisenetzwerk gemäß der vorliegenden Erfindung;
31 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Speisenetzwerk aus 30 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen;
32 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Speisenetzwerk aus 30 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung, mit dielektrischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung sowie mit metallischen kappenförmigen Körpern gemäß der vorliegenden Erfindung;
33 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Speisenetzwerk aus 30 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen, mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen sowie mit metallischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen;
34 in perspektivischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines dritten Simulationsmodells einer Anordnung mit gleichphasigem Speisenetzwerk gemäß der vorliegenden Erfindung;
35 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit gleichphasigem Speisenetzwerk aus 34 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung, mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung (Strahlablenkung: "nach vorne") sowie mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung (Strahlablenkung: "nach hinten"); und
36 in zweidimensionaler graphischer Darstellung (sogenanntes Antennendiagramm in Elevation) die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit gleichphasigem Speisenetzwerk aus 34 ohne dielektrischen und/oder metallischen kappenförmigen Körper gemäß der vorliegenden Erfindung für verschiedene Frequenzen, mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung (Strahlablenkung: "nach vorne") für verschiedene Frequenzen sowie mit dielektrischem kappenförmigem Körper gemäß der vorliegenden Erfindung (Strahlablenkung: "nach hinten") für verschiedene Frequenzen.
Gleiche oder ähnliche Ausgestaltungen, Elemente oder Merkmale sind in den 1A bis 36 mit identischen Bezugszeichen versehen.
Bester Weg zur Ausführung der Erfindung
Im folgenden wird die insbesondere für den Nahbereich ausgelegte (Radar-)Vorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung sowie ein hierauf bezogenes Verfahren zum Erfassen, zum Detektieren und/oder zum Auswerten von einem oder mehreren Objekten beispielhaft erläutert.
In diesem Zusammenhang kann die als Antenne fungierende Vorrichtung 100 in erfindungswesentlicher Weise zum Senden und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung genutzt werden.
Hierzu weist die Vorrichtung 100 eine Substratschicht 10 mit einer Dielektrizitätskonstante ε_r,1 auf; auf der Unterseite 10u des Substrats 10 ist eine Metallisierungsschicht 12 aufgebracht (vgl. 3B: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. 8B: erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 9B: zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 10B: drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Auf der Oberseite 10o des Substrats 10 verläuft ein planar ausgebildetes Feednetzwerk oder Speisenetzwerk in Form einer oder mehrerer Leitungen 20; exemplarisch sind in den 3A, 3B, 3C (= Ausführungen gemäß dem Stand der Technik) sowie in den 8A, 8B, 8C (= erstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100), in den 9A, 9B, 9C (= zweites Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100) und in den 10A, 10B, 10C (= drittes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100) jeweils drei unterschiedliche planare Leitungstypen mit dem jeweiligen prinzipiellen Verlauf des elektrischen Felds des Grundmodus dargestellt, nämlich

– in den 3A, 8A, 9A, 10A eine symmetrische Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide"),
– in den 3B, 8B, 9B, 10B eine Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip live") und
– in den 3C, 8C, 9C, 10C eine Schlitzleitung (= sogenannte "slot line").

Das planare Leitungswerk 20 führt zu mehreren, ebenfalls auf der substratförmigen H[och]F[requenz]-Platine 10 aufgebrachten Antennen- oder Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 (vgl. 4A, 4B, 4C, 5A, 5B, 6A, 6B: Ausführungen gemäß dem Stand der Technik; vgl. 11: viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 12: fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 13: sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 14: siebtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 15: achtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 16: neuntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 17: Vorrichtung mit drei binär abgestuften Phasenverschiebungselementen 60, 62, 64; vgl. 18: zehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 19: elftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 20: zwölftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 21: dreizehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 22: vierzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 23: fünfzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Die Speisung dieser Strahlerelemente 32, 34, 36, 38 kann auf verschiedene Arten erfolgen, so etwa als serielle Speisung 22s (sogenannter "series feed": vgl. 4A, 5A, 5B, 6A, 6B: Ausführungen gemäß dem Stand der Technik; vgl. 11: viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 12: fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 13: sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 14: siebtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 15: achtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 22: vierzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 23: fünfzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Hierbei erfolgt bei einer derartigen Serienspeisung 22s ein direktes oder kapazitives Ankoppeln des Feed- oder Speisenetzwerks auf der Oberseite 10o des Substrats 10 (vgl. 5A, 5B: Ausführungen gemäß dem Stand der Technik; vgl. 11: viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 12: fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Alternativ zu einem derartigen direkten oder kapazitiven Ankoppeln des Speisenetzwerks auf der Oberseite 10o des Substrats 10 kann eine serielle Speisung 22s auch von der Unterseite 10u des Substrats 10 her mittels elektromagnetischen Ankoppelns des Speisenetzwerks durch jeweils einen Schlitz 32s, 34s, 36s, 38s erfolgen (vgl. 6A: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. 13: sechstes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 22: vierzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 23: fünfzehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Alternativ zu einem derartigen elektromagnetischen Ankoppeln des Speisenetzwerks von der Unterseite 10u des Substrats 10 her kann eine serielle Speisung 22s auch von der Unterseite 10u des Substrats 10 her über jeweils eine elektrische Durchführung 32d, 34d, 36d, 38d erfolgen (vgl. 6B: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. 14: siebtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Eine zur Methode der Serienspeisung 22s alternative oder ergänzende Methode der Speisung der Antennenelemente 32, 34, 36, 38 ist die gleichphasige Speisung 22g (= sogenanntes "corporate feed": vgl. 4B: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. 17: Vorrichtung mit drei binär abgestuften Phasenverschiebungselementen 60, 62, 64; vgl. 18: zehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 19: elftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 20: zwölftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100; vgl. 21: dreizehntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Eine weitere, zur Methode der Serienspeisung 22s und/oder zur Methode der gleichphasigen Speisung 22g alternative oder ergänzende Methode der Speisung der Antennenelemente 32, 34, 36, 38 ist die phasen- und amplitudensymmetrische Speisung 22p (vgl. 4C: Ausführung gemäß dem Stand der Technik; vgl. 16: neuntes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100).
Der Kern der vorliegenden Erfindung ist nun darin zu sehen, dass der Strahlwinkel in Elevation E der für ein Kraftfahrzeug 200 vorgesehenen Radarantenne oder Radarvorrichtung 100 gemäß der vorliegenden Erfindung eingestellt werden kann, indem die planare H[och]F[requenz]-Signalleitung 20 bewußt und gezielt verstimmt wird.
Dieses bewußte sowie gezielte Verstimmen der planaren H[och]F[requenz]-Signalleitung 20 und damit das bewußte sowie gezielte Beeinflussen des Phasenunterschieds Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 sowie des resultierenden Antennendiagramms erfolgt beim ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß den 8A, 8B, 8C durch Verändern der effektiven Dielektrizitätszahl ε_eff, das heißt des Ausbreitungskoeffizienten der Signalleitung 20 (sogenanntes "dielectric loading"), indem eine Kappe aus dielektrischem Material 40 mit einer Dielektrizitätskonstante ε_r,2 > 1 in einem gewissen Abstand oberhalb der planaren Signalleitung 20 angeordnet wird.
Hierbei kann durch Vergrößern der Dielektrizitätszahl ε_r,2 des dielektrischen Materials 40 oberhalb der Leitung 20 der Ausbreitungskoeffizient auf der Leitung 20 und damit der Phasenunterschied Δφ zwischen zwei Strahler-Elementen 32, 34 bzw. 34, 36 bzw. 36, 38 vergrößert werden.
Das bewußte sowie gezielte Verstimmen der planaren H[och]F[requenz]-Signalleitung 20 und damit das bewußte sowie gezielte Beeinflussen des Phasenunterschieds Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 sowie des resultierenden Antennendiagramms erfolgt beim zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß den 9A, 9B, 9C durch Anbringen eines platten- oder schichtförmigen Elements 50 aus leitfähigem Material in einem gewissen Abstand von der Signalleitung 20.
Hierbei kann durch Anbringen des leitfähigen Elements 50 oberhalb der Leitung 20 mit Luft im Zwischenraum der Ausbreitungskoeffizient auf der Leitung 20 und damit der Phasenunterschied Δφ zwischen zwei Strahler-Elementen 32, 34 bzw. 34, 36 bzw. 36, 38 verkleinert werden.
Wird – wie im Falle des zweiten Ausführungsbeispiels gemäß den 9A, 9B, 9C – die Phasendifferenz Δφ und damit der Elevationswinkel Θ durch ein metallisches Element 50 eingestellt, so läßt sich dieses metallische Element 50 günstig durch eine teilweise oder vollständige Metallisierung einer Kunststoffkappe herstellen.
Das bewußte sowie gezielte Verstimmen der planaren H[och]F[requenz]-Signalleitung 20 und damit das bewußte sowie gezielte Beeinflussen des Phasenunterschieds Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 sowie des resultierenden Antennendiagramms erfolgt beim dritten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung gemäß den 10A, 10B, 10C durch Kombinieren dieser beiden technischen Maßnahmen (= dielektrisches Element + leitfähiges Element) in Form einer Kappe aus dielektrischem Material 40, deren von der Leitung 20 abgewandte Seite mit einer leitfähigen Schicht 50s beschichtet ist. Alternativ hierzu ist auch eine Variante denkbar, bei der das leitfähige Element 50 mit einer oder mehreren dielektrischen Schichten 40s beschichtet ist.
Das "dielectric loading" mittels der dielektrischen Kappe 40 (vgl. 8A, 8B, 8C) bzw. das Anbringen des leitfähigen Elements 50 (vgl. 9A, 9B, 9C) bzw. das Kombinieren dieser beiden technischen Maßnahmen (vgl. 10A, 10B, 10C) erfolgt durch eine entsprechende, vom gewünschten Elevationswinkel Θ abhängige

– Gestaltung der dielektrischen Kappe 40 (vgl. 8A, 8B, 8C) bzw.
– Gestaltung der leitfähigen Kappe 50 (vgl. 9A, 9B, 9C) bzw.
– Gestaltung der dielektrischen Kappe 40 mit leitfähiger Schicht 50s (vgl. 10A, 10B, 10C) des Sensors 100 (zum Vergleich ist in den 3A, 3B, 3C die jeweilige, aus dem Stand der Technik bekannte ungestörte Leitung 20 dargestellt).

Mithilfe dieser drei vorbeschriebenen Prinzipien werden erfindungsgemäß nicht einzelne Phasenschieber gesteuert, sondern es wird praktisch das gesamte Feednetzwerk oder Speisenetzwerk verstimmt oder es werden größere Teile des Feednetzwerks oder Speisenetzwerks verstimmt; aus diesem Grunde ist das Speisenetzwerk zumindest in Teilen als Serienspeisung 22s (sogenannter "series feed") aufgebaut (vgl. Seite 161 in P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Millimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991).
Zur Realisierung verschiedener Elevationswinkel Θ muß lediglich eine unterschiedliche Kappe montiert werden; die elektronischen und H[och]F[requenz]-Baugruppen des Sensors 100 sind für alle Elevationswinkel Θ gleich, was für direkt gekoppelte Antennenelemente 32, 34, 36 mit Serienspeisung in 11 (= viertes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100) sowie in 12 (= fünftes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Vorrichtung 100) illustriert ist.
Hierbei beeinflußt die eben ausgestaltete und mit relativ großem Abstand zur Platine 10 angeordnete dielektrische Kappe 40 gemäß 11 die zwischen den Strahlelementen 32, 34, 36 verlaufende Leitung 20 und damit die Phase Δφ der Leitung 20 wenig.
Im Gegensatz dazu beeinflußt die abgestuft ausgestaltete dielektrische und/oder teilweise metallisierte Kappe 40 gemäß 12 die zwischen den Strahlelementen 32, 34, 36 verlaufende Leitung 20 und damit die Phase Δφ der Leitung 20 stärker, wobei der Übergang 40t zwischen dem (sich in 12 links befindlichen) Bereich 40b, der die Phase Δφ auf der Leitung 20 beeinflußt (= phasenmäßig "verstimmter" Bereich), und dem (sich in 12 rechts befindlichen) Bereich 40n, der die Phase Δφ auf der Leitung 20 nicht beeinflußt (= phasenmäßig "unverstimmter" Bereich), graduell ausgeführt ist. Dies bedeutet, dass der Abstand der dielektrischen Kappe 40 zur Leitung 20 im Übergangsbereich 40t kontinuierlich, nämlich linear trapezförmig variiert (vgl. 12).
Wie des weiteren der jeweiligen Darstellung des vierten Ausführungsbeispiels gemäß 11 sowie des fünften Ausführungsbeispiels gemäß 12 entnehmbar ist, ist es einerseits möglich, das Speisenetzwerk auf der gleichen Metallisierungsebene wie die Strahlelemente 32, 34, 36, 38 anzuordnen, was eine direkte oder kapazitive Serienspeisung der direkt angekoppelten Strahlelemente 32, 34, 36, 38 bedeutet (vgl. Seiten 133 f. in P. Bhartia, K. V. S. Rao, R. S. Tomar, "Milimeter-Wave Microstrip and Printed Circuit Antennas", Artech House, Boston, London, 1991).
Die dielektrische Kappe 40 bzw. die leitfähige Kappe 50 bildet dann zugleich ein Ra[dar]dom[e] oder eine "Radarkuppel", das heißt einen kuppelförmigen, für elektromagnetische Strahlung durchlässigen Wetterschutz für die Patchelemente, zum Beispiel in Form einer Kunststoffverkleidung für die Antennenanlage des Radars 100.
Andererseits kann das Speisenetzwerk auch, wie der jeweiligen Darstellung des sechsten Ausführungsbeispiels gemäß 13 sowie des siebten Ausführungsbeispiels gemäß 14 entnehmbar ist, auf der den Strahlerelementen 32, 34, 36, 38 gegenüberliegenden Seite des Substrats 10 aufgebaut werden.
Die Strahler 32 bzw. 34 bzw. 36 bzw. 38 werden in diesem Falle

– mittels elektromagnetischer Kopplung durch Schlitze 32s bzw. 34s bzw. 36s bzw. 38s (vgl. sechstes Ausführungsbeispiel gemäß 13) oder
– mittels elektromagnetischer Kopplung durch H[och]F[requenz]- Durchführungen 32d bzw. 34d bzw. 36d bzw. 38d (sogenannte "vias") oder durch dergleichen

40

100

Dies bedeutet, dass die Beeinflussung der Phase Δφ sowie des resultierenden Antennendiagramms durch die dielektrische und/oder metallisierte Kappe 40 bei der Serienspeisung gemäß 13 (= sechstes Ausführungsbeispiel) und gemäß 14 (= siebtes Ausführungsbeispiel) durch das Substrat 10 hindurch erfolgt.
Auch in diesem Falle ist der Übergang 40t zwischen dem (sich in 13 bzw. in 14 jeweils links befindlichen) Bereich 40b, der die Phase Δφ auf der Leitung 20 beeinflußt (= phasenmäßig "verstimmter" Bereich), und dem (sich in 13 bzw. in 14 jeweils links befindlichen) Bereich 40n, der die Phase Δφ auf der Leitung 20 nicht beeinflußt (= phasenmäßig "unverstimmter" Bereich), graduell ausgeführt. Dies bedeutet, dass der Abstand der dielektrischen Kappe 40 zur Leitung 20 im Übergangsbereich 40t kontinuierlich, nämlich linear trapezförmig variiert (vgl. 13 und 14).
Während anhand des achten Ausführungsbeispiels der Vorrichtung 100 gemäß 15 die durch einen plattenförmigen Körper 40 aus dielektrischem Material der Dielektrizitätskonstante ε_r,2 bewirkte Strahlablenkung bei serieller Speisung 22s (sogenannter "series feed") veranschaulicht ist, zeigt 16 anhand des neunten Ausführungsbeispiels der Vorrichtung 100 die Strahlablenkung bei phasensymmetrischer Speisung 22p (vgl. hierzu auch die Darstellung in 4C aus dem Stand der Technik).
Die phasen- (und amplituden)symmetrische Speisung 22p hat aufgrund ihrer Symmetrie insofern vorteilhafte Eigenschaften, als hierdurch ein einfacheres Design der Speisung für eine von der Mitte nach außen abfallende Leistungsverteilung, insbesondere im Hinblick auf eine Reduzierung der Nebenkeulen, erzielbar ist. Auch tritt aufgrund der der Phasen- und amplitudensymmetrischen Speisung 22p immanenten Symmetrie vorteilhafterweise nur ein geringes oder gar kein "Schielen" in Elevation E auf.
Wie beim neunten Ausführungsbeispiel in 16 dargestellt ist, kann der jeweilige Phasenunterschied Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38

– auf der einen Seite (= oberer Bereich in 16) der Zentralspeisung eines derartigen Feed- oder Speisenetzwerks durch "dielectric loading" mittels der dielektrischen Kappe 40 vergrößert und
– auf der anderen Seite (= unterer Bereich in 16) der Zentralspeisung eines derartigen Feed- oder Speisenetzwerks durch Vorsehen eines leitfähigen Körpers 50 verkleinert

In 17, in 18, in 19, in 20 und in 21 sind fünf verschiedene Varianten einer gleichphasigen Speisung 22g dargestellt, die ohne Phasendifferenzen von 360 Grad zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38 auskommen und damit insbesondere für breitbandige Radarsysteme (sogenannte U[Itra]W[ide]B[and]-Radarsysteme) und für breitbandige Kommunikationssysteme (sogenannte U[Itra]W[ide]B[and]-Kommunikationssysteme) geeignet sind.
In diesem Zusammenhang werden unter U[Itra]W[ide]B[and]-Systemen im allgemeinen Radar- und Kommunikationssysteme verstanden, die mit gepulsten Signalen arbeiten, deren Pulslänge sehr kurz und deren Bandbreite daher sehr groß ist.
Hierzu wird in das Speisenetzwerk

– ein erstes, eine Phasenverschiebung von 2·Δφ bewirkendes binär abgestuftes Phasenverschiebungselement 60,
– ein zweites, eine Phasenverschiebung von Δφ bewirkendes binär abgestuftes Phasenverschiebungselement 62 sowie
– ein drittes, eine Phasenverschiebung von Δφ bewirkendes binär abgestuftes Phasenverschiebungselement 64

17

32

34

36

38

Durch

– ein erstes, eine Phasenverschiebung von 2·Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes dielektrisches Element 40,
– ein zweites, eine Phasenverschiebung von Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes dielektrisches Element 42 sowie
– ein drittes, eine Phasenverschiebung von Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes dielektrisches Element 44 kann die mittels der drei binär abgestuften Phasenverschiebungselemente 60, 62, 64 eingebaute Phasenverschiebung n·Δφ
– entweder kompensiert werden, so dass die Strahlablenkung verkleinert wird oder sogar verschwindet (vgl. zehntes Ausführungsbeispiel gemäß 18),
– oder verstärkt werden, so dass die Strahlablenkung exemplarisch zu 2n·Δφ (mit n = 0, 1, 2, 3) vergrößert wird (vgl. elftes Ausführungsbeispiel gemäß 19).

Hierbei sind die drei dielektrischen Elemente 40, 42, 44 als geeignet strukturierte dielektrische Kappen ausgebildet, wobei die erste dielektrische Kappe 40 [<--> Phasenverschiebung 2·Δφ] doppelt so lang wie die zweite dielektrische Kappe 42[<--> Phasenverschiebung Δφ] und wie die dritte dielektrische Kappe 44[<--> Phasenverschiebung Δφ] ausgebildet ist.
Anstelle des Einsatzes von dielektrischen Elementen 40, 42, 44 ist auch der Einsatz von leitfähigen Elementen 50, 52, 54 zum Kompensieren oder zum Verstärken der Strahlablenkung möglich, nämlich dergestalt, dass durch

– ein erstes, eine Phasenverschiebung von 2·(–Δφ) bewirkendes und geeignet strukturiertes leitfähiges Element 50,
– ein zweites, eine Phasenverschiebung von –Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes leitfähiges Element 52 sowie
– ein drittes, eine Phasenverschiebung von –Δφ bewirkendes und geeignet strukturiertes leitfähiges Element 54 die mittels der drei binär abgestuften Phasenverschiebungselemente 60, 62, 64 eingebaute Phasenverschiebung n·Δφ
– entweder kompensiert werden kann, so dass die Strahlablenkung verkleinert wird oder sogar verschwindet (vgl. zwölfes Ausführungsbeispiel gemäß 20),
– oder verstärkt werden kann, so dass die Strahlablenkung exemplarisch zu 2n·Δφ (mit n = 0, 1, 2, 3) vergrößert wird (vgl. dreizehntes Ausführungsbeispiel gemäß 21).

Hierbei sind die drei leitfähigen Elemente 50, 52, 54 als geeignet strukturierte metallische Kappen ausgebildet, wobei die erste metallische Kappe 50 [<--> Phasenverschiebung 2·(–Δφ)] doppelt so lang wie die zweite metallische Kappe 52 [<--> Phasenverschiebung –) und wie die dritte metallische Kappe 54 [<--> Phasenverschiebung –Δφ) ausgebildet ist.
Die aus einem Vergleich von 18 (= zehntes Ausführungsbeispiel) mit 20 (= zwölftes Ausführungsbeispiel) sowie aus einem Vergleich von
19 (= elftes Ausführungsbeispiel) mit 21 (= dreizehntes Ausführungsbeispiel) ersichtliche, jeweils entgegengesetzte Anordnung der die Phasenverschiebung n·Δφ beeinflußenden Elemente 40, 42, 44 bzw. 50, 52, 54 auf den einzelnen Ästen des Feednetzwerks oder Speisenetzwerks bei verschwindender Strahlablenkung in den 18 und 20 bzw. bei in bezug auf 17 verdoppelter Strahlablenkung in den 19 und 21 erklärt sich dadurch, dass die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff auf dem Speisenetzwerk und damit die Phasenverschiebung n·Δφ zwischen den Antennenelementen 32, 34, 36, 38

– durch die dielektrischen Materialien 40, 42, 44 gesteigert wird (vgl. 18 und 19), was einer elektrischen Verlängerung des planaren Leitungssystems 20 entspricht, und
– durch die leitfähigen Materialien 50, 52, 54 verringert wird (vgl. 20 und 21), was einer elektrischen Verkürzung des planaren Leitungssystems 20 entspricht.

Zwei Varianten der vorliegenden Erfindung in Form eines mäanderförmigen Speisenetzwerks, das heißt in Form einer mäanderförmigen Führung der Speiseleitung 20 zur stärkeren Beeinflussung der Phasen sowie des resultierenden Antennendiagramms sind in 22 (= vierzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) und in 23 (= fünfzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) dargestellt.
Damit kann die elektrische Weglänge zwischen den Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 ein Vielfaches der halben Wellenlänge betragen, indem die Felder der Strahl(er)elemente 32, 34, 36, 38 antiparallel zueinander (vgl. 22) oder parallel zueinander (vgl. 23) ausgerichtet werden, wobei jeweils exemplarisch eine elektromagnetische Schlitzkopplung von der Rückseite der H[och]F[requenz]-Platine 10 erfolgt.
Nachstehend erfolgt nun eine detaillierte theoretische Erläuterung des Aufbaus und des Funktionsprinzips der vorliegenden Erfindung, wobei zunächst auf die Strahlablenkung Θ in Elevation E eingegangen werden soll:
Gemäß 7 hängt der Strahlwinkel Θ mit der Phasenverschiebung Δφ zwischen zwei Antennen- oder Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 wie folgt zusammen (vgl. S. K. Koul, B. Bhat, "Microwave and Millimeter Wave Phase Shifters", Band 1 und Band 2, Artech House, Boston, London, 1991): Δφ = Δφ2 – Δφ1 =(ω/c)·a·sinΘ
Für den Ausbreitungskoeffizienten der verlustlosen Leitung gilt näherungsweise (für Leitungen für T[ransversal]E[lectro]M[agnetic]-Wellen, das heißt für Leitungen für elektromagnetische Wellen ohne Feldanteile in Ausbreitungsrichtung gilt sogar exakt): β = ω·(L'·C')½ = ω·μ0·ε0·εe ff)½
Damit läßt sich für das Verhältnis Δφ₂/Δφ₁ der Phasenverschiebung Δφ zwischen zwei Elementen in Abhängigkeit von der effektiven Dielektrizitätszahl ε_e _ff für zwei Konfigurationen der dielektrischen Kappe 40 (vgl. 11 und 12) finden: Δφ2/Δφ1 = β2·I/β1·I = (εeff,2/εeff,1)½
Damit ergibt sich die Strahlablenkung Θ zu: Θ = arcsin{Δφ1/[2πa']·[(εeff,2/εeff,1)½ – 1]},wobei der Abstand a des dielektrischen Elements 40 auf die Wellenlänge λ normiert ist: a' = a/λ.
Für eine verschwindende Strahlablenkung (Θ gleich null Grad) ohne Einfluß der Dielektrizitätskonstante ε_r,2 des dielektrischen Materials 40 ergibt sich zwischen zwei Antennenelementen 32, 34 bzw. 34, 36 bzw. 36, 38 eine Phasendifferenz Δφ₁ = 2π.
Wenn eine nicht-verschwindende Strahlablenkung (Θ ungleich null Grad) nach oben wie auch nach unten realisiert und ausschließlich "dielectric loading" (<--> Vorsehen mindestens eines dielektrischen Körpers 40) eingesetzt werden soll, so wird eine Phasendifferenz Δφ₁ < 2π gewählt, denn durch "dielectric loading" kann eine Leitung 20 nur elektrisch verlängert werden.
Des weiteren ist zu berücksichtigen, dass sich neben dem Ausbreitungskoeffizienten β auch die Leitungsimpedanz Z ändert: Z = (L'/C')½ ~ εeff –½
Eine gewisse Fehlanpassung ist normalerweise tolerierbar. Diese Fehlanpassung bestimmt die maximal erreichbare Strahlablenkung Θ, sofern nicht Konfigurationen gefunden werden, bei denen sich die Kapazität C' und die Induktivität L' in ähnlicher Weise ändern.
Eine derartige Konfiguration kann in erfindungswesentlicher Weise durch eine partielle oder vollständige Metallisierung mindestens einer dann als metallisches Element 50 zum Einstellen des Elevationswinkels Θ fungierenden Kunststoffkappe gegeben sein (vgl. zweites Ausführungsbeispiel gemäß den 9A, 9B, 9C).
Ansonsten bleibt auch noch die erfindungswesentliche Möglichkeit, die Länge der Leitung 20 bzw. die Phasenverschiebung Δφ zwischen zwei Antennen- oder Strahl(er)elementen 32, 34, 36, 38 zu Δφ = n·2π zu vergrößern (vgl. zehntes Ausführungsbeispiel gemäß 18 sowie elftes Ausführungsbeispiel gemäß 19).
Was nun erreichbare Änderungen der effektiven Dielektrizitätszahl ε_e _ff der Planarleitung 20 anbelangt, so ist allgemein festzuhalten, dass die effektive Dielektrizitätszahl einer Mikrostreifenleitung (= sogenannte "microstrip line") im allgemeinen weniger stark von der Dielektrizitätszahl ε_r,1 des Substrats 10 abweicht, als dies bei der Dielektrizitätszahl einer (symmetrischen oder unsymmetrischen) Koplanarleitung (= sogenannter "coplanar waveguide") oder bei der Dielektrizitätszahl einer Schlitzleitung (= sogenannte "slot line") der Fall ist.
Abschätzungen für die effektiven Dielektrizitätszahlen derartiger Planarieitungen finden sich auf den Seiten 151 und 176 in R. E. Collin, "Foundations for Microwave Engineering", 2. Auflage, McGraw-Hill International Editions, New York usw., 1992.
Für eine Koplanarleitung und für eine Schlitzleitung mit unendlich dünner Metallisierung und mit Luft oberhalb des Substrats 10 ist die effektive Dielektrizitätszahl εeff = 0,5·(εr,1 + 1),wobei ε_r,1 die Dielektrizitätskonstante des Substrats 10 ist.
Für eine Mikrostreifenleitung ist die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff von der Dicke h des Substrats 10 und von der Breite w des Mikrostreifens abhängig. Im Falle unendlich dünner Metallisierung und bei Luft oberhalb des Substrats 10 gilt: εeff = 0,5·(εr,1 + 1) + 0,5·(εr,1 – 1)·(1 + 12h/w)–½ + 0,02(εr,1 – 1)·(1 – w/h)2 für w < h; εeff = 0,5·(εr,1 + 1) + 0,5·(εr,1 – 1)·(1 + 12h/w)–½ für w < h.
Dies bedeutet, dass die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff der Mikrostreifenleitung immer größer als die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff der Koplanarleitung oder der Schlitzleitung ist.
Aus den vorstehenden Gleichungen ergibt sich, dass durch "dielectric loading" mit einem Material 40, dessen Dielektrizitätszahl ε_r,2 gleich der Dielektrizitätszahl ε_r,1 des Substrats 10 ist, maximal eine effektive Dielektrizitätszahl ε_eff erreichbar ist, die gleich der Dielektrizitätszahl ε_r,1 des Substrats 10 ist.
Für Koplanarleitungen oder Schlitzleitungen ist mit einer dielektrischen Kappe 40, deren Dielektrizitätskonstante ε_r,2 größer als die Dielektrizitätskonstante ε_r,1 des Substrats 10 ist, maximal eine effektive Dielektrizitätszahl ε_eff = 0,5·(ε_r,1 + ε_r,2) erreichbar, für Mikrostreifenleitungen hat eine zweite leitfähige Ebene hinzuzukommen (vgl. 10A, 10B, 10C), so dass sich eine symmetrische Streifenleitung ergibt.
Für die Mikrostreifenleitung mit "dielectric loading" bleibt die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff ansonsten stets kleiner als für das gleiche "dielectric loading" bei der Koplanarleitung oder Schlitzleitung.
Wird hingegen ein leitfähiges Element 50 über der Leitung 20 plaziert, so kann die effektive Dielektrizitätszahl ε_eff theoretisch bis auf den Wert Eins abgesenkt werden. Genaue Ergebnisse lassen sich mit Simulationsprogrammen erhalten.
Die nachfolgende Tabelle gibt einige Beispiele.
Die Mikrostreifenleitung (S[hort]R[ange]R[adar]; acht Millimeter bei einer Frequenz von 24 Gigahertz) bezieht sich auf eine fünfzig Ohm-Leitung bei einer Frequenz von 24 Gigahertz auf 10 mil Ro3003. Mit einem Sprung von fünfzig Ohm Leitungsimpedanz auf 41 Ohm Leitungsimpedanz ist eine Anpassung von s₁₁ = –20 Dezibel erzielbar.
Wenn ein großer Einstellbereich für die Strahlablenkung Θ bei geringer Fehlanpassung gefordert ist, bietet es sich an, den Abstand a der Antennen- oder Strahl(er)elemente 32, 34, 36, 38 in Elevation E zu verringern.
Um nun das Funktionsprinzip der vorliegenden Erfindung zu erläutern und zu verifizieren, werden nachfolgend verschiedene auf Simulationen beruhende Ergebnisse vorgestellt, wobei zunächst die serielle Speisung betrachtet wird:
Für das Strahl(er)element des S[hort]R[ange]R[adar]-Sensors (schlitzgekoppeltes Patch) wird ein provisorisches, nicht optimiertes Design für eine Serienspeisung berechnet; dementsprechend ist in 24 ein (einfaches) Feednetzwerk oder Speisenetzwerk für Simulationsrechnungen dargestellt, wobei gleiche Leistung an allen vier Patches zugrunde gelegt wird, das heißt die Leistungsauskopplung an allen Antennen- oder Strahl(er)elementen ist nominell gleich; der Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente beträgt λ_S = 8 Millimeter bzw. Δφ₁ = 2π.
Beim Design für die Serienspeisung wird Wert darauf gelegt, dass alle Verbindungen zwischen den Abzweigungen zu den Antennen- oder Strahl(er)elementen (im Schaltplan senkrecht verlaufend) auf einer möglichst großen Länge mit einer ähnlichen Leitungsimpedanz (zwischen vierzig Ohm und fünfzig Ohm) ausgeführt werden, damit die Beeinflussung durch die dielektrische und/oder leitfähige Kappe möglichst gleichmäßig wird. Aus diesem Grunde wird die Leitung zum letzten Element auf das Impedanzniveau von 45 Ohm transformiert (an den Leitungen sind die jeweiligen Impedanzniveaus angegeben).
Dieses Design für die Serienspeisung wird in einem H[igh]F[requency]S[tructure]S[imulator]-Modell im Rahmen eines finite-Elemente-Simulationsprogramms für elektromagnetische Wellen in dreidimensionalen Strukturen umgesetzt, wobei schlitzgekoppelte Patchelemente eingesetzt werden.
Dieses HFSS-Simulationsmodell für vier schlitzgekoppelte, seriengespeiste Patches ist in 25 dargestellt, wobei auch das Ra[dar]dom[e] sowie Kleber für das Ra[dar]dom[e] enthalten ist. Für die Lage der Referenzebenen an den Verzweigungen der Abzweigleitungen zu den Patches wird eine separate Simulationsrechnung durchgeführt; sämtliche Abzweigleitungen werden dementsprechend um 350 Mikrometer verlängert.
Die Simulationsrechnungen des Einflusses der dielektrischen und/oder metallisierten Kappe werden in zwei Konfigurationen vorgenommen:

– der gesamte Raum unterhalb des Feed- oder Speisenetzwerks wird mit einem Dielektrikum gefüllt; in der Ebene der Metallisierung von zwanzig Mikrometern Dicke, also im Raum neben den Leiterbahnen, befindet sich Luft (vgl. 25);
– eine Kappe, die im Bereich des Verteilnetzwerks graduell an die Leiterbahn herangeführt wird, wird unterhalb des Speisenetzwerks angebracht (vgl. 26, in der das HFSS-Simulationsmodell, und zwar nur Leitungen, Koppelschlitze und Kappe, für Simulationsrechnungen zum Einfluß einer metallischen Kappe dargestellt ist).

27 zeigt einen dreidimensionalen Plot der in Dezibel gemessenen Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Feed- oder Speisenetzwerk ohne dielektrische und/oder leitfähige Kappe bei einer Frequenz von 24 Gigahertz.
28 zeigt die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit einfachem Feed- oder Speisenetzwerk ohne dielektrische und/oder leitfähige Kappe. Durch die serielle Speisung ist der Strahlwinkel frequenzabhängig, wobei die unterschiedlichen Frequenzen 22 Gigahertz, 24 Gigahertz, 26 Gigahertz und 28 Gigahertz betrachtet werden.
In 29 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit einfachem Feed- oder Speisenetzwerk bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt:

– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe;
– vollständig überdeckende dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3, direkt auf den Leiterbahnen aufliegend (vgl. 25);
– vollständig überdeckende dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 4,2, direkt auf den Leiterbahnen aufliegend (vgl. 25); und
– metallische Kappe im Abstand von einhundert Mikrometern von den Leiterbahnen (vgl. 26), die im Randbereich graduell an das Verteilnetzwerk herangeführt wird.

In diesem Zusammenhang ergibt sich ein Schwenkbereich von etwa ± zehn Grad, wie vorstehend bereits dargelegt.
Nachdem vorstehend anhand von Simulationsergebnissen das Funktionsprinzip der vorliegenden Erfindung im Falle einer allgemeinen Serienspeisung erläutert und verifiziert ist, werden nachfolgend verschiedene, zum Teil auf Simulationen beruhende Ergebnisse für den Fall einer mäanderförmigen seriellen Speisung betrachtet:
30 zeigt ein mäanderförmiges Feed- oder Speisenetzwerk analog zu 22 (= vierzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) und zu 23 (= fünfzehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100), das die Antennen- oder Strahl(er)elemente bzw. Patches mit einer elektrischen Weglänge von Δφ₁ = 4π (entsprechend 2·λ_S, also der doppelten Wellenlänge des Substrats) verbindet, um eine möglichst große Ablenkung der Strahlkeule zu erreichen.
Weiterhin wird der Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente bzw. Patches auf sechs Millimeter (entsprechend 0,5·λ bei 25 Gigahertz) verringert, womit sich die Ablenkung der Strahlkeule weiter erhöht. Das Feed- oder Speisenetzwerk gemäß 30 erzeugt bei einer Amplitudenbelegung von 0,5/1/1/0,5 eine Leistungsverteilung von 0,25/1/1/0,25. Damit werden die Nebenkeulen auf etwa –20 Dezibel unterhalb des Hauptkeulenmaximums reduziert; außerdem verbreitert sich die Hauptkeule.
31 zeigt die gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivität in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Feed- oder Speisenetzwerk ohne dielektrische und/oder leitfähige Kappe, wobei die unterschiedlichen Frequenzen 22 Gigahertz, 24 Gigahertz, 26 Gigahertz und 28 Gigahertz betrachtet werden.
Durch die in Vergleich zu 28 größere Leitungslänge zwischen den Patches wird die Frequenzabhängigkeit des Strahlwinkels stärker. Der Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente bzw. Patches von sechs Millimetern entspricht einer halben Freiraumwellenlänge von 26 Gigahertz. Höhere Frequenzen sind nicht in 31 aufgenommen, weil "grating lobes" auftreten.
In 32 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Feed- oder Speisenetzwerk bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt:

– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe;
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 2;
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3;
– metallische Kappe im Abstand von zweihundert Mikrometern von den Leiterbahnen; und
– metallische Kappe im Abstand von vierhundert Mikrometern von den Leiterbahnen.

In diesem Zusammenhang verschlechtert eine metallische Kappe in geringem Abstand die Strahlform, so dass sich mit einer metallischen Kappe im Abstand von zweihundert Mikrometern eine Strahlablenkung von –7 Grad erreichen läßt.
Für größere Ablenkungen müsste das mäanderförmige Speisenetzwerk speziell für den Einsatz einer metallischen Kappe ausgelegt werden. Demgegenüber bewirkt eine dielektrische Kappe bei dieser Anordnung eine sehr starke Strahlablenkung, die bereits für eine Dielektrizitätszahl ε = 2 größer als fünfzehn Grad ist und für eine Dielektrizitätszahl ε = 3 einen Winkel von dreißig Grad erreicht.
In 33 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit mäanderförmigem Feed- oder Speisenetzwerk in einem Frequenzbereich von 24 Gigahertz bis 26 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt:

– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 25 Gigahertz;
– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 26 Gigahertz;
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 2 bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 2 bei einer Frequenz von 25 Gigahertz;
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 2 bei einer Frequenz von 26 Gigahertz;
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 25 Gigahertz; und
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 26 Gigahertz.

In diesem Zusammenhang geht die frequenzabhängige Winkeldifferenz der Strahlmaxima für große Strahlablenkungen zurück, bleibt aber auch dort sehr groß.
Während sich die beiden vorstehend dargelegten Anordnungen (einfaches Feed- oder Speisenetzwerk gemäß den 24 bis 29; mäanderförmiges Feed- oder Speisenetzwerk gemäß den 30 bis 33) aus diesem Grunde vorrangig für schmalbandigere Anwendungen, wie zum Beispiel für ein langreichweitiges Radar (sogenanntes L[ong]R[ange]R[adar], typischerweise für einen bei einer Frequenz von 77 Gigahertz arbeitenden, den Abstand regelnden Tempomaten, das heißt für ein A[daptive]C[ruise]C[ontrol]-System) mit planarer Antenne eignen, wird abschließend in den 24, 25 und 26 ein gleichphasig ausgelegtes Speisenetzwerk mit binär abgestufter Phasendifferenz analog zu 17, zu 18 (= zehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100), zu 19 (= elftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100), zu 20 (= zwölftes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) und zu 21 (= dreizehntes Ausführungsbeispiel der Vorrichtung 100) untersucht.
34 zeigt ein gleichphasiges Speisenetzwerk, das alle Antennenelemente prinzipiell gleichphasig, das heißt mit verschwindender Phasenverschiebung (Δφ₁ = 0) versorgt.
Um eine große Strahlablenkung zu erhalten, betragen die Leitungslängen von den Patches bis zur ersten Verzweigung etwa acht Millimeter, das heißt die Leitungslängen von den Patches bis zur ersten Verzweigung entsprechen etwa λ_S. Die Leitungslänge zwischen der ersten Verzweigung und der zweiten Verzweigung beträgt etwa zehn Millimeter bis etwa zwölf Millimeter.
In das gleichphasige Speisenetzwerk wird eine Phasenverschiebung zwischen den Antennen- oder Strahl(er)elementen von 35 Grad eingefügt, die sich auf den vorstehend genannten Leitungslängen durch eine dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 gerade kompensieren läßt (analog 18).
Damit ergibt sich per Design eine Strahlablenkung ohne dielektrische und/oder leitfähige Kappe von zehn Grad. Die Amplitudenbelegung beträgt wieder 0,5/1/1/0,5 (vgl. 30), der Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente 5,4 Millimeter zueinander.
Die Bereiche unterhalb der Leiterbahnen sind die Bereiche der dielektrischen Kappe, die für die Strahlablenkung "vorwärts" bzw. "nach vorne" und "rückwärts" bzw. "nach hinten" genutzt werden.
In 35 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit gleichphasigem Feed- oder Speisenetzwerk bei einer Frequenz von 24 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt:

– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe (Strahlablenkung im Design);
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 (Strahlablenkung "vorwärts"); und
– dielektrische Kappe mit Dielektrizitätszahl ε = 3 (Strahlablenkung "rückwärts").

In diesem Zusammenhang gelingt es, die durch die Leitungslängen vorgegebene Strahlablenkung von etwa zehn Grad durch eine erste dielektrische Kappe genau zu kompensieren; andererseits kann eine im Vergleich zur ersten dielektrischen Kappe anders geformte zweite dielektrische Kappe die Strahlablenkung mehr als verdoppeln.
In 36 sind gegen den in Grad gemessenen Strahlablenkungswinkel (ab z-Achse) aufgetragene, in Dezibel gemessene Direktivitäten in Elevation der Anordnung mit gleichphasigem Feed- oder Speisenetzwerk in einem Frequenzbereich von zwanzig Gigahertz bis 28 Gigahertz für die folgenden verschiedenen Konfigurationen zusammengestellt:

– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von zwanzig Gigahertz;
– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 22 Gigahertz;
– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 26 Gigahertz;
– Array ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe bei einer Frequenz von 28 Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von zwanzig Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 22 Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 26 Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung vorwärts" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 28 Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von zwanzig Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 22 Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 24 Gigahertz;
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 26 Gigahertz; und
– dielektrische Kappe im Bereich "Schwenkung zurück" mit Dielektrizitätszahl ε = 3 bei einer Frequenz von 28 Gigahertz.

In diesem Zusammenhang ergibt sich für die Anordnung ohne dielektrische und/oder metallisierte Kappe sowie für die dielektrische Kappe, die die Strahlablenkung kompensiert (Bereich "Schwenkung zurück") eine relativ geringe Variation des Strahlkeulenmaximums mit der Frequenz.
Auch die Variation des Maximums mit der Frequenz beim Schwenken "vorwärts" ist verhältnismäßig klein, jedoch – genau wie die Nebenkeulen – noch optimierbar; eine derartige Optimierung umfaßt insbesondere

– Form und Plazierung der dielektrischen und/oder leitfähigen Kappen,
– Phasenfehler an den Antennen- oder Strahl(er)elementen und
– den Abstand der Antennen- oder Strahl(er)elemente zueinander.

Zusammenfassend betrachtet illustrieren die vorstehenden Ausführungsbeispiele an drei unterschiedlichen Speisenetzwerken (einfaches Feed- oder Speisenetzwerk gemäß den 24 bis 29; mäanderförmiges Feed- oder Speisenetzwerk gemäß den 30 bis 33; gleichphasiges Speisenetzwerk mit binär abgestufter Phasendifferenz gemäß den 34 bis 36) das Potential der im Rahmen dieser Erfindung vorgeschlagenen Einstellung des Elevationswinkels einer planaren Radarantenne.
Hierbei wird für die Simulationsrechnungen eine Spalte aus vier schlitzgekoppelten Patches bei einer Frequenz von 24 Gigahertz verwendet, wobei diese Patches als optimierte Antennen- oder Strahl(er)elemente für die Simulation verfügbar sind. Die Beschränkung auf vier Antennen- oder Strahl(er)elemente hält den Aufwand für die Simulation in Grenzen.
Die Strahlkeule dieser Spalte ist allerdings so breit, dass sich im Schwenkbereich nur ein Unterschied der Direktivitäten von wenigen Dezibel ergibt, so dass sich der Aufwand also – nicht zuletzt auch wegen der zusätzlichen Verluste durch die Schwenkung – für diese Konfiguration nicht lohnen würde; gleichwohl machen diese Simulationen jedoch den Effekt der Strahlschwenkung deutlich. Weiterhin kann eine bessere Unterdrückung der Nebenkeulen und der "grating lobes" durch ein optimiertes Design des Speisenetzwerks realisiert werden.
Wenn planare Antennen im mittleren Entfernungsbereich und für L[ong]R[ange]R[adar]-Anwendungen eingesetzt werden, sind Spalten mit etwa zwanzig Antennen- oder Strahl(er)elementen einzusetzen, um die notwendigen Antennengewinne überhaupt erreichen zu können. Die Strahlkeule ist dann nur noch wenige Grad breit, und ein Einbau um etwa fünf Grad bis etwa zehn Grad aus dem Lot kann somit unter keinen Umständen mehr toleriert werden.
Die einfache serielle Speisung hat die größte Relevanz für ein schmalbandiges L[ong]R[ange]R[adar]. Hier ist allerdings der Winkelbereich, der sich durch "dielectric loading" erreichen läßt, begrenzt. Abhilfe kann durch die Verwendung

– von Materialien mit höherer Dielektrizitätszahl,
– von alternativen Leitungstypen, zum Beispiel Koplanarleitungen, oder
– von sogenannten "Slow Wave"-Strukturen und/oder von sogenannten P[hotonic]B[and]G[ap]-Strukturen im dielektrischen bzw. leitfähigen, insbesondere kappenförmigen Körper

Im Ausführungsbeispiel des gleichphasigen Speisenetzwerks (vgl. 34 bis 36) wird auch das Potential für breitbandige Systeme und für einen großen Schwenkbereich gezeigt, wobei allerdings die Speisenetzwerke recht aufwendig und groß werden.
Hinsichtlich der Nachweisbarkeit der vorliegenden Erfindung am Erzeugnis erfolgt dieser Nachweis durch Öffnen und Vergleichen zweier Radarsensoren für unterschiedliche Einbauwinkel, die zum Beispiel von zwei verschiedenen Kraftfahrzeugen stammen. Wenn die Platinen, auf denen sich das Speisenetzwerk und die Antennen befinden, identisch sind und wenn sich die dielektrischen bzw. leitfähigen, insbesondere kappenförmigen Körper unterscheiden, dann ist der Nachweis vollzogen.
Für den Fall, dass die Leiterbahnen und/oder die Antennen- bzw. Strahl(er)elemente mit einer undurchsichtigen Beschichtung versehen sind (in diesem Falle ist nicht sichtbar, ob die Platinen identisch sind oder nicht), ist die Beschichtung, zum Beispiel mittels Lösungsmittel, zu entfernen, oder es sind Röntgenbilder der H[och]F[requenz]-Platinen anzufertigen.
Wenn die dielektrischen bzw. metallisierten, insbesondere kappenförmigen Körper, zum Beispiel infolge Lackierung, identisch aussehen und auch identische Abmessungen aufweisen, so ist die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen bzw. metallisierten, insbesondere kappenförmigen Körper zu bestimmen; hierfür gibt es geeignete Meßtechniken.

Claims

Vorrichtung (100) zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, aufweisend mindestens ein einschichtiges oder mehrschichtiges, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisendes Substrat (10), auf dem mindestens eine planar ausgebildete Leitung (20), insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, mit mindestens zwei Antennenelementen (32, 34, 36, 38), insbesondere Strahlelementen, aufgebracht ist, deren insbesondere zumindest partiell serielle Speisung (22s) und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasige Speisung (22g) und/oder insbesondere zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrische Speisung (22p) zum Beispiel – mittels direkten oder kapazitiven Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10) oder – mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz (32s, 34s, 36s, 38s) erfolgenden elektromagnetischen Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) her oder – über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung (32d, 34d, 36d, 38d) von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) her erfolgt, wobei auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) mindestens eine Metallisierungsschicht (12) angeordnet sein kann, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen der von verschiedenen Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgestrahlten und/oder empfangenen elektromagnetischen Strahlung bzw. der Winkel (Θ), insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) – durch Variieren der effektiven Dielektrizitätszahl (ε_eff), insbesondere des Ausbreitungskoeffizienten, der Leitung (20) und/oder – durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen mindestens eines zumindest partiell aus leitfähigem Material, insbesondere zumindest partiell aus Metall, gebildeten Elements (50, 52, 54) einstellbar ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (ε_eff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen von dielektrischem, insbesondere kappenförmig ausgebildetem Material (40, 42, 44) – auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und der Leitung (20), und/oder – auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und der Leitung (20), variierbar, insbesondere vergrößerbar, ist.
Vorrichtung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (ε_eff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) durch zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variabel beabstandbares Anordnen des insbesondere kappenförmig gestalteten, zum Beispiel als partiell oder vollständig metallisierte Kunststoffkappe ausgebildeten leitfähigen Elements (50, 52, 54) – auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50, 52, 54) und der Leitung (20), und/oder – auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50, 52, 54) und der Leitung (20), variierbar, insbesondere verkleinerbar, ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, – dass das dielektrische Material (40) mindestens eine leitfähige Schicht (50s) aufweist und/oder – dass das leitfähige Element (50) mindestens eine dielektrische Schicht (40s) aufweist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass – die Typenbezeichnung der Vorrichtung (100), – die Typenbezeichnung des Fortbewegungsmittels (200), insbesondere des Kraftfahrzeugs, für das die Vorrichtung (100) vorgesehen ist, – der Elevationswinkel (Θ) der Vorrichtung (100) und/oder – der Einbauort im Fortbewegungsmittel (200), für den die Vorrichtung (100) mit dem ausgewählten Elevationswinkel (Θ) vorgesehen ist, auf dem dielektrischem Material (40, 42, 44) und/oder auf dem leitfähigen Element (50, 52, 54) vermerkt, insbesondere eingeprägt, ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) und/oder der Winkel (Θ), insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) – mittels Variieren des Abstands des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44) vom Speisenetzwerk, – mittels der Dielektrizitätskonstante (ε_r,2) des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder – mittels einer vom Elevationswinkel (Θ) abhängigen, insbesondere periodischen, Strukturierung des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44), etwa durch Löcher, durch Rillen, durch Säulen, durch Stufen, durch Waben, durch eine P[hotonic]B[and]G[ap]-Struktur unter Bildung einer "Slow Wave"-Struktur oder durch dergleichen, exakt einstellbar, insbesondere genau vergrößerbar, ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) einen gleichen oder ähnlichen thermischen Ausdehnungskoeffizienten wie das Material des insbesondere als H[och]F[requenz]-Platine ausgebildeten Substrats (10) aufweist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) – in direktem Kontakt, insbesondere über punktuelle Kontaktflächen, oder – über mindestens einen Abstandshalter unter optionalem Einsatz von Klemmen und/oder Schrauben in Verbindung oder – durch punktuelles oder vollflächiges Verkleben in Verbindung mit dem insbesondere als H[och]F[requenz]-Platine ausgebildeten Substrat (10) steht.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) einteilig oder mehrteilig aufgebaut ist, zum Beispiel indem – mindestens ein die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder den Elevationswinkel (Θ) beeinflußendes dielektrisches und/oder leitfähiges Element über dem Speisenetzwerk und/oder unter dem Speisenetzwerk angeordnet ist und – mindestens ein weiteres die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder den Elevationswinkel (Θ) beeinflußendes dielektrisches und/oder leitfähiges Element die Vorrichtung (100) insbesondere gegen Umwelteinflüsse schützt.
Vorrichtung gemäß Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass das (weitere) dielektrische und/oder leitfähige Element in mindestens eine Aussparung des dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder des leitfähigen Elements (50, 52, 54) einsetzbar und zusammen mit dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und/oder mit dem leitfähigen Element (50, 52, 54) über dem Speisenetzwerk und/oder unter dem Speisenetzwerk montierbar ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Abstand des dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder des leitfähigen Elements (50, 52, 54) zur Leitung (20) im insbesondere metallisierten Übergangsbereich (40, 42, 44t bzw. 50t) von den die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder den Elevationswinkel (Θ) beeinflußenden Bereichen (40b bzw. 50b) zu den die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder den Elevationswinkel (Θ) nicht beeinflußenden, insbesondere nicht metallisierten Bereichen (40n bzw. 50n) – graduell, beispielsweise stufenförmig, und/oder – kontinuierlich, beispielsweise linear trapezförmig, zunimmt.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass im Falle einer zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrischen Speisung (22p) – auf der einen Seite der Zentralspeisung des Speisenetzwerks die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder der Elevationswinkel (Θ) mittels des dielektrischen Materials (40, 42, 44) vergrößerbar und – auf der anderen Seite der Zentralspeisung des Speisenetzwerks die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder der Elevationswinkel (Θ) mittels des leitfähigen Elements (50, 52, 54) verkleinerbar ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass zum stärkeren Beeinflussen der Phasenverschiebung (Δφ) und/oder des Elevationswinkels (Θ) das Speisenetzwerk in einem anderen Typ, zum Beispiel in Form einer Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, ausgebildet ist als die Leitung (20) selbst, die zum Beispiel in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) ausgebildet ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass insbesondere im Falle besonders breitbandiger Radarsysteme oder U[Itra]W[ide]B[and]-Radarsysteme zum Einstellen einer bestimmten Strahlablenkung (Θ) in das Speisenetzwerk mindestens ein binär abgestuftes Phasenverschiebungselement (60, 62, 64) eingebaut ist, das mittels des dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder mittels des leitfähigen Elements (50, 52, 54) – so kompensierbar ist, dass die Auslenkung der Strahlkeule verkleinerbar ist, oder – so verstärkbar ist, dass die die Auslenkung der Strahlkeule vergrößerbar ist.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass zum stärkeren Beeinflussen der Phasenverschiebung (Δφ) und/oder des Elevationswinkels (Θ) die Leitung (20), insbesondere die Speiseleitung, mäanderförmig geführt ist, so dass – die elektromagnetischen Felder der Antennenelemente (32, 34, 36, 38) antiparallel zueinander oder parallel zueinander ausgerichtet sind und/oder – die elektrische Weglänge zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) ein Vielfaches der halben Wellenlänge der abgestrahlten und/oder empfangenen elektromagnetischen Strahlung beträgt.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) insbesondere über mindestens einen Elektromotor verstellbar ausgebildet ist, um die abgestrahlte und/oder empfangene elektromagnetische Strahlung in Elevation (E) auch bei unterschiedlicher Belastung des Fortbewegungsmittels (200) auf dem gleichen Winkel (Θ), insbesondere auf dem gleichen Elevationswinkel, zu halten.
Vorrichtung gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 16, gekennzeichnet durch mindestens ein insbesondere von außerhalb der Vorrichtung (100) zugängliches Kodierelement, wie etwa mindestens einen Jumper und/oder mindestens einen Schalter, zum Kommunizieren und Speichern der Einbaulage der Vorrichtung (100).
Verfahren zum Abstrahlen und/oder zum Empfangen von elektromagnetischer Strahlung, insbesondere von elektromagnetischer H[och]F[requenz]-Radarstrahlung, mittels mindestens zweier Antennenelemente (32, 34, 36, 38), insbesondere Strahlelemente, die über mindestens eine planar ausgebildete Leitung (20), insbesondere in Form einer Bandleitung oder in Form einer symmetrischen oder unsymmetrischen Koplanarleitung (20k) oder in Form einer Mikrostreifenleitung (20m) oder in Form einer Schlitzleitung (20s) oder in Form einer koplanaren Zweibandleitung, insbesondere zumindest partiell seriell (22s) und/oder insbesondere zumindest partiell gleichphasig (22g) und/oder insbesondere zumindest partiell Phasen- und/oder amplitudensymmetrisch (22p) zum Beispiel – mittels direkten oder kapazitiven Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats (10) oder – mittels durch jeweils mindestens einen Schlitz (32s, 34s, 36s, 38s) erfolgenden elektromagnetischen Ankoppelns mindestens eines Speisenetzwerks von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats (10) her oder – über jeweils mindestens eine elektrische Durchführung (32d, 34d, 36d, 38d) von der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) mindestens eines einschichtigen oder mehrschichtigen, insbesondere auch mindestens eine metallische Schicht, aufweisenden Substrats (10) her gespeist werden, wobei auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10) mindestens eine Metallisierungsschicht (12) vorgesehen werden kann, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen der von verschiedenen Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgestrahlten und/oder empfangenen elektromagnetischen Strahlung bzw. der Winkel (Θ), insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) eingestellt wird, – indem die effektive Dielektrizitätszahl (ε_eff), insbesondere der Ausbreitungskoeffizient, der Leitung (20) variiert wird und/oder – indem mindestens ein zumindest partiell aus leitfähigem Material, insbesondere zumindest partiell aus Metall, gebildetes Element (50, 52, 54) variabel beabstandet zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) angeordnet wird.
Verfahren gemäß Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (ε_eff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variiert, insbesondere vergrößert, wird, indem dielektrisches, insbesondere kappenförmig ausgebildetes Material (40, 42, 44) – auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und der Leitung (20), und/oder – auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem dielektrischen Material (40, 42, 44) und der Leitung (20), variabel beabstandet zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) angeordnet wird.
Verfahren gemäß Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, dass die effektive Dielektrizitätszahl (ε_eff) der Leitung (20) und damit die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) variiert, insbesondere verkleinert, wird, indem das insbesondere kappenförmig gestaltete, zum Beispiel als partiell oder vollständig metallisierte Kunststoffkappe ausgebildete leitfähige Element (50, 52, 54) – auf der den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) zugewandten Oberseite (10o) des Substrats (10), insbesondere oberhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50, 52, 54) und der Leitung (20), und/oder – auf der von den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) abgewandten Unterseite (10u) des Substrats (10), insbesondere unterhalb der Leitung (20) mit Luft zwischen dem leitfähigen Element (50, 52, 54) und der Leitung (20), variabel beabstandet zur Leitung (20) und/oder zu den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) angeordnet wird.
Verfahren gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (Δφ) zwischen den Antennenelementen (32, 34, 36, 38) und/oder der Winkel (Θ), insbesondere der Elevationswinkel, des Abstrahlens und/oder Empfangens der elektromagnetischen Strahlung in Elevation (E) exakt eingestellt, insbesondere genau vergrößert, wird, – indem der Abstand des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44) vom Speisenetzwerk variiert wird, – indem die Dielektrizitätskonstante (ε_r,2) des metallbeschichteten (50s) oder dielektrischen Materials (40, 42, 44) ausgewählt wird und/oder – indem das metallbeschichtete (50s) oder dielektrische Material (40, 42, 44), etwa durch Löcher, durch Rillen, durch Säulen, durch Stufen, durch Waben, durch eine P[hotonic]B[and]G[ap]-Struktur unter Bildung einer "Slow Wave"-Struktur oder durch dergleichen, in Abhängigkeit vom Elevationswinkel (Θ) insbesondere periodisch strukturiert wird.
Verfahren gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass im Falle einer zumindest partiell phasen- und/oder amplitudensymmetrischen Speisung (22p) – auf der einen Seite der Zentralspeisung des Speisenetzwerks die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder der Elevationswinkel (Θ) mittels des dielektrischen Materials (40, 42, 44) vergrößert und – auf der anderen Seite der Zentralspeisung des Speisenetzwerks die Phasenverschiebung (Δφ) und/oder der Elevationswinkel (Θ) mittels des leitfähigen Elements (50, 52, 54) verkleinert wird.
Verfahren gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 22, dadurch gekennzeichnet, dass insbesondere im Falle besonders breitbandiger Radarsysteme oder U[Itra]W[ide]B[and]-Radarsysteme eine bestimmte Strahlablenkung (Θ) eingestellt wird, indem in das Speisenetzwerk mindestens ein binär abgestuftes Phasenverschiebungselement (60, 62, 64) eingebaut wird, das mittels des dielektrischen Materials (40, 42, 44) und/oder mittels des leitfähigen Elements (50, 52, 54) – so kompensiert wird, dass die Auslenkung der Strahlkeule verkleinert wird, oder – so verstärkt wird, dass die Auslenkung der Strahlkeule vergrößert wird.
Verfahren gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 23, dadurch gekennzeichnet, dass das dielektrische Material (40, 42, 44) und/oder das leitfähige Element (50, 52, 54) insbesondere über mindestens einen Elektromotor verstellt wird, um die abgestrahlte und/oder empfangene elektromagnetische Strahlung in Elevation (E) auch bei unterschiedlicher Belastung des Fortbewegungsmittels (200) auf dem gleichen Winkel (Θ), insbesondere auf dem gleichen Elevationswinkel, zu halten.
Verwendung mindestens einer Vorrichtung (100) gemäß mindestens einem der Ansprüche 1 bis 17 und/oder eines Verfahrens gemäß mindestens einem der Ansprüche 18 bis 24 zum Sensieren, insbesondere zum Radarsensieren, des Umgebungsbereichs eines Fortbewegungsmittels (200), insbesondere eines Kraftfahrzeugs, etwa zum Zwecke – des objekteindeutigen Messens des Abstands und/oder der Geschwindigkeit von mindestens einem Objekt im Umfeld des Fortbewegungsmittels (200), – des automatischen Regelns des Abstands und/oder der Geschwindigkeit des Fortbewegungsmittels (200), – des stop-and-go-Betrieb des Fortbewegungsmittels (200), – des Erhöhens der Sicherheit beim Betrieb des Fortbewegungsmittels (200) im Hinblick auf – ein Schärfen von Airbag und/oder Gurtstraffer, – ein Optimieren des Auslösezeitpunkts von Airbag und/oder Gurtstraffer oder – ein Warnen vor und Vermeidung einer Kollision, zum Beispiel mit einem anderen Fortbewegungsmittel (202).