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Die Erfindung bezieht sich auf ein
Verfahen zur Ansteuerung zumindest eines gesteuerten Schalters eines
Schaltwandlers durch einen Steuerpuls, wobei der zumindest eine
gesteuerte Schalter eine Eingangsgleichspannung mit vorgebbarer
Taktfrequenz und vorgebbarem Taktverhältnis an zumindest eine Primärwicklung
eines Übertragers
schaltet.
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Ebenso bezieht sich die Erfindung
auf einen Schaltwandler, bei welchem eine Eingangsgleichspannung
mit Hilfe zumindest eines von einer Ansteuerschaltung angesteuerten
Schalters mit vorgebbarer Taktfrequenz und vorgebbarem Tastverhältnis an
eine Speicherinduktivität
schaltbar ist.
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Solche Schaltwandler bzw. Verfahren
sind in vielen Varianten bekannt geworden, seien es Sperrwandler,
Flusswandler oder Mischtypen. In den meisten Fällen wird bei Schaltwandlern
die Taktfrequenz konstant gehalten und eine Regelung, z.B. der Ausgangsspannung,
erfolgt über
eine Änderung
des Tastverhältnisses.
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Dem Fachmann sind auch die Probleme
bekannt, die insbesondere bei kleiner Last, im Leerlauf oder bei
hoher Eingangsspannung auftreten können und die auf die extrem
kurzen Einschaltzeiten, d.h. ein extremes Tastverhältnis, zurückzuführen sind. Besondere
Schwierigkeiten ergeben sich bei frei schwingenden Sperrwandlern,
bei welchen die Taktfrequenz im Wesentlichen direkt proportional
zur Eingangsgleichspannung ist. Besonders bei stark schwankenden
Eingangsspannungen, z.B. bei Hilfsversorgungswandlern für Schaltnetzteile,
kommt man zu praktisch unbeherrschbar kurzen Einschaltzeiten, wobei
sich nicht nur ein schlechter Wirkungsgrad ergibt, sondern auch
ein „Aussetzbetrieb", bei welchem über mehrere
Takte keine Einschaltimpulse auftreten. Dazu sei angemerkt, dass
bei sogenannten „Weitbereichs"-Schaltnetzteilen
Eingangsgleichspannungen in der Größe von 120 bis 370 Volt – nach Gleichrichtung
entsprechender Netzspannungen – auftreten.
Dies ist nicht nur für
das eigentliche Schaltnetzteil problematisch, sondern auch für Hilfsversorgungs-Schaltwandler, die
für die
Stromversorgung der Ansteuerschaltung zumindest während des Hochlaufens
verwendet werden, aber kostengünstig und
daher einfach aufgebaut sein sollen.
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Eine Aufgabe der Erfindung liegt
darin, ein Verfahren zur Ansteuerung zumindest eines gesteuerten
Schalters eines Schaltwandlers bzw. eines entsprechenden Schaltwandlers
bei Vermeidung der oben genannten Probleme zu schaffen.
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Diese Aufgabe wird mit einem Verfahren
der eingangs genannten Art gelöst,
bei welchem erfindungsgemäß die Taktfrequenz
des Ansteuerpulses irr Abhangigkeit von der Höhe der Eingangsspannung so
geändert
wird, dass die Taktfrequenz mit steigender bzw. fallender Eingangsspannung
kleiner bzw. größer wird.
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Da gemäß der Erfindung die Taktfrequenz verringert
wird, wenn die Eingangsspannung steigt, kann man auch bei hohen
Eingangsspannungen das Tastverhältnis
des Ansteuerpulses des oder der gesteuerten Schalter in einem beherrschbaren
Rahmen halten. Dank der Erfindung lässt sich sogar ein Eingangsspannungsbereich
von 70 bis 700 Volt, entsprechend einem Netzspannungsbereich von
50 bis 500 Volt Wechselspannung, d.h. ein 1:10 Bereich, erzielen.
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Im Sinne einer einfachen Dimensionierung des
Schaltwandlers ist es günstig,
falls die Taktfrequenz mit steigender Eingangsspannung in linearer Abhängigkeit
gesenkt wird.
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Eine oft billigere Lösung kann
erzielt werden, falls die Taktfrequenz umgekehrt proportional zu
der Höhe
der Eingangsspannung geändert
wird.
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Die gestellte Aufgabe wird auch mit
einem Schaltwandler der oben zitierten Art gelöst, bei welchem erfindungsgemäß für die Ansteuerschaltung ein
Taktgeber vorgesehen ist, dem ein der Eingangsspannung proportionales
Signal bzw. die Eingangsspannung zugeführt ist, wobei die Taktfrequenz
so gesteuert wird, dass sie mit steigender bzw. fallender Eingangsspannung
kleiner bzw. größer wird.
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Bei einer einfach realisierbaren
Variante ist vorgesehen, dass der Taktgeber eine erste und eine zweite
Stromquelle zum Laden bzw. Entladen eines Kondensators aufweist,
dessen Spannung an einem Eingang eines hysteresebehafteten Komparators liegt,
wobei an dem anderen Eingang eine Referenzspannung liegt, und dessen
Ausgang mit positiven bzw. negativen Vorzeichen die Stromquellen
an den Kondensator schaltet, und die erste Stromquelle einen Strom
liefert, der mit steigender Eingangsspannung kleiner wird, wogegen
die zweite Stromquelle einen im Wesentlichen konstanten Strom liefert.
Dabei zeichnet sich eine praxisgerechte und einfache Ausführung dadurch
aus, dass die gesteuerte Stromquelle mit Hilfe eines Transistors
realisiert wird, dessen Basis oder Gate ein der Eingangsspannung
proportionales Signal erhält.
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Besonders geeignet ist ein Schaltwandler nach
der Erfindung als Hilfsversorgungswandler eines Schaltnetzteils.
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Die Erfindung samt weiterer Vorteile
ist im Folgenden anhand beispielsweiser Ausführungen näher erläutert, die in der Zeichnung
veranschaulicht sind. In dieser zeigen
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1 einen
Schaltwandler in einem vereinfachten Blockschaltbild,
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2 die
Ansteuerschaltung eines nach der Erfindung arbeitenden Schaltwandlers
in schematischer Darstellung,
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3 eine
Ansteuerschaltung wie 2,
jedoch mehr im Detail dargestellt, und
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4a bis 4c in Diagrammen den zeitlichen Verlauf
wesentlicher Signale der Ausführungsformen nach 2 und 3.
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1 zeigt
einen Sperrwandler mit einem Übertrager
UET, welcher eine Primärwicklung
WP sowie eine Sekundärwicklung WS besitzt. Über einen gesteuerten
Schalter SWI, z.B. einen Feldeffekttransistor, wird eine Eingangsgleichspannung
UE periodisch an die Primärwicklung
WP gelegt, wobei zur Ansteuerung des Schalters
SWI eine Ansteuerschaltung AST vorgesehen ist, die einen Steuerpuls
vorgebbarer Taktfrequenz und mit einstellbarem Tastverhältnis an
den Steuereingang, z.B. das Gate eines FET, liefert.
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Die Eingangsspannung UE wird bei
Schaltnetzteilen mit Hilfe eines hier nicht gezeigten Gleichrichters
und eines Kondensators aus einer Netzwechselspannung gewonnen und
dann üblicherweise
Zwischenkreisspannung genannt.
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Sekundärseitig erfolgt eine Gleichrichtung mit
Hilfe z.B. einer Gleichrichterdiode D bei Verwendung eines Kondensators
C, an welchem die Ausgangsgleichspannung UA liegt.
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Ein Spannungssensor SPS und ein Stromsensor
STS liefert Steuer- bzw. Regelsignale an einen zur galvanischen
Trennung von Primär-
und Sekundärseite
vorgesehenen Optokoppler OKO, der zumindest ein Regelsignal SR an die Ansteuerschaltung AST liefert. In
bekannter Weise werden in nicht näher gezeigter Weise Ausgangsspannung
UA und/oder Ausgangsstrom IA mit
Referenzwerten verglichen, um im Sinne einer Regelung oder Begrenzung
das Tastverhältnis
des Ansteuerpulses zu beeinflussen.
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Üblicherweise
liefert auch primärseitig
ein Sensorwiderstand RS eine Information über den
Primärstrom
IE an die Ansteuerschaltung AST.
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Soweit bisher beschrieben, entspricht
die Schaltung nach 1 dem
Stand der Technik.
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Die Erfindung geht nun davon aus,
die Taktfrequenz fT des Ansteuerpulses in
Abhängigkeit
von der Höhe
der Eingangsspannung UE so zu ändern, dass
die Taktfrequenz mit steigender Eingangsspannung kleiner wird, d.h.
absinkt.
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Mit diesem Verfahren ist es mnöglich, beherrschbare
Einschaltzeiten ton einzuhalten, wenn die Eingangsspannung
UE hohe Werte annimmt. Auf 4b und 4c vorgreifend
wird das erfindungsgemäße Verfahren
illustriert. 4b zeigt
den Steuerpuls mit der Taktfrequenz fT1 für eine Eingangsspannung UE1. 4c zeigt
wiederum den Steuerpuls, jedoch für eure höhere Eingangsspannung UE2 ≥ UE1. Die Taktfrequenz fT2 ist
nun kleiner geworden, und obwohl die Einschaltzeit ton in
diesem Beispiel gleich geblieben ist, hat sich das Tastverhältnis im
Sinne einer Berücksichtigung
der Erhöhung
der Eingangsspannung verringert.
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Man kann die Taktfrequenz fT in linearer Abhängigkeit von der Eingangsspannung
UE absenken, oder umgekehrt proportional
zur Eingangsspannung ändern.
Grundsätzlich
soll mit Hilfe einer mit steigender Eingangsspannung sinkenden Taktfrequenz
der Effekt kompensiert werden, dass die primäre Übertrager-Induktivität mit einer
Stromänderungsrate,
die zur Eingangsspannung proportional ist, aufmagnetisiert wird.
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Die Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens
wird nun an Ausführungsbeispielen
gemäß der 2 bzw. 3 erläutert.
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In 2 erkennt
man zwei Stromquellen QIl und QI2, von welchen die erste Stromquelle
QI1 von der Eingangsspannung UE gesteuert
ist und einen Strom I1 liefert, der mit
steigender Eingangsspannung sinkt, wogegen die zweite Stromquelle
QI2 einen konstanten Strom I2 erzeugt.
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Ein Kondensator C2 wird
durch den variablen Strom I1 aufgeladen
und über
den Strom I2 entladen, wobei aus dem entstehenden
Dreiecksignal mit Hilfe eines hysterese-behafteten Komparators KOM
ein Rechtecksignal gewonnen wird. Das Umschalten zwischen den beiden
Stromquellen QI1, QI2 geschieht in Abhängigkeit von der Spannung am
Ausgang des Komparators KOM, welche über Schalter SC1 und SC2 je
eine der beiden Stromquellen einschaltet. Dabei wird der Schaltbefehl
des Komparators KOM für
den Schalter SC1 mit Hilfe eines Negators NEG negiert, nicht jedoch
für den
Schalter SC2. Der Ausgang des Komparators KOM wird weiters in einem
Gatter AND mit dem Regelsignal SR (siehe 1) verknüpft. Das Ausgangssignal des
Gatters AND wird über
einen Treiber VER an die Steuerelektrode des Transistors SWI gelegt.
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Aus 4a erkennt
man, dass der Anstieg der Spannung UC an
dem Kondensator C in Abhängigkeit
von der Höhe
der Eingangsspannung UE variabel ist, wogegen
der Abfall der Spannung UC konstant bleibt.
Für eine
bestimmte Eingangsspannung UE1 ist der Verlauf
der Spannung UC mit einer durchgehenden
Linie dargestellt, wogegen. der entsprechende Verlauf für eine Eingangsspannung
UE2, welche größer als UE1 ist,
strichpunktiert eingezeichnet ist. Der Spannungsverlauf von UC wird durch die beiden, in 4 mit UHys1 und
UHys2 bezeichneten Hystereseschwellen bestimmt.
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Am Ausgang des Komparators KOM, welcher
die Spannung UC mit einer Referenzspannung URef vergleicht, ergibt sich demnach ein Rechteckpuls,
nämlich
mit einer Frequenz fT1 für UE =
UE1 (4b)
und mit einer Frequenz FT2, fT1 für UE = UE2(4c). Es ist offensichtlich,
dass durch die geringere Taktfrequenz bei höherer Eingangsspannung unerwünscht kurze
Einschaltzeiten ton vermieden werden können.
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Es soll betont werden, dass im Sinne
der Erfindung keine Regelung durch Verändern der Taktfrequenz erfolgt – die Regelung
erfolgt über
die Änderung
der Einschaltzeit bzw. des Tastverhältnisses -, sondern es wird
die Taktfrequenz zwangsläufig,
aber gegensinnig zur Eingangsspannung verändert.
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Aus 3 ist
eine technische Realisierung der Erfindung näher ersichtlich, wobei anzumerken ist,
dass für
die Funktion der Schaltung nicht unbedingt erforderliche Details,
wie z.B. Sieb- oder Entstörmittel,
nicht eingezeichnet sind.
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Hier bildet ein Standard-Bipolar-Transistor
T den Kern der spannungsgesteuerten Stromquelle QI1. Der Kollektorstrom
I1 des Transistors T1 ist – über den
Basisstrom – von
dem Potenzial an seiner Basis abhängig, wobei eine indirekt proportionale
Abhängigkeit
besteht. Definiert wird das Basispotenzial – ausgehend von der Eingangsspannung
UE durch den Spannungsteiler R1, R3, R4
und R5. Anstelle des pnp-Transistors könnte beispielsweise auch ein vorzugsweise
selbstsperrender p-Kanal-JFET verwendet werden, der an seinem Gate
ein der Eingangsspannung proportionales Signal erhält. Ebenso käme eine
integrierte Schaltung in Frage, die einen programmierbaren Strom
liefert. Auch wäre
die gesamte Ansteuerschaltung mit Hilfe eines Mikrocontrollers realisierbar.
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Das Logikgatter LOG wirkt als Ein/Aus-Schalter
für die
gesteuerte Stromquelle QI1, wobei ein „High"-Signal am Ausgang des Gatters LOG bewirkt,
dass der Transistor T ausgeschaltet wird. Mit Hilfe der Diode D1
und eines Serienwiderstandes R2 erreicht man, dass der Strom I1 ab einer gewissen Spannung UE nicht
mehr wesentlich geringer wird. Dadurch vermeidet man exzessiv niedrige Schaltfrequenzen,
die z.B. in den Hörbereich
fallen.
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Die Konstant-Stromquelle QI2 wird
unter Benutzung des Widerstandes R6 realisiert, welche im Gegenkopplungsweg
eines Gatters KMP liegt. Im Gegensatz zu dein Komparator KOM in 2, bei welchem der invertierende
Eingang an einer Referenzspannung URef liegt,
handelt es sich bei dein Gatter KMP der 3 um ein solches, bei welchem die Schaltschwelle
bauteilintern vorgegeben ist. Man verwendet hier z.B. ein Standard-CMOS-Logikgatter mit
Schnitt-Triggereingang. Die Diode D2 in Serie mit dem Widerstand
R6 wirkt als Schalter für
die Stromquelle QI2, d.h. wenn das Gatter KMP ein „Low"-Signal liefert,
ist die Diode D2 leitend und CL wird über den
Widerstand R6 entladen. Das Aufladen des Kondensators C erfolgt
somit indirekt proportionale zu der Eingangsspannung UE,
wogegen das Entladen des Kondensators C immer mit einer konstanten
Zeitkonstante erfolgt, wobei der Strom I2 tatsächlich nur näherungsweise
konstant ist.
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Es wird dem Fachmann klar sein, dass
im Rahmen der Erfindung eine Vielzahl anderer Schaltungsvarianten
möglich
ist, so lange das Prinzip gewahrt bleibt, mit steigender Eingangsspannung
die Taktfrequenz zu verringern. Dabei muss der Zusammenhang zwischen
Taktfrequenz und Eingansspannung keineswegs zwingend linear sein
oder eine 1/x-Funktion
darstellen.