AT500563B1 - Schaltwandler - Google Patents

Description

2 AT 500 563 B1

Die Erfindung bezieht sich auf einen Schaltwandler, bei welchem eine Eingangsgleichspannung mit Hilfe zumindest eines von einer Ansteuerschaltung angesteuerten Schalters mit vorgebbarer Taktfrequenz und vorgebbarem Tastverhältnis an eine Speicherinduktivität schaltbar ist, für die Ansteuerschaltung ein Taktgeber vorgesehen ist, dem ein der Eingangsspannung proportionales Signal bzw. die Eingangsspannung zugeführt ist und die Taktfrequenz so gesteuert wird, dass sie mit steigender bzw. fallender Eingangsspannung kleiner bzw. größer wird.

Solche Schaltwandler bzw. Verfahren sind in vielen Varianten bekannt geworden, seien es Sperrwandler, Flusswandler oder Mischtypen. In den meisten Fällen wird bei Schaltwandlern die Taktfrequenz konstant gehalten und eine Regelung, z.B. der Ausgangsspannung, erfolgt über eine Änderung des Tastverhältnisses.

Die US 6 434 021 B1 hat eine Steuerungsschaltung mit drei, vier oder fünf Klemmen zur Steuerung der Leistung zwischen eine Stromquelle und einer Last zum Gegenstand.

Die US 4 256 983 A zeigt einen Spannungs-Frequenz-Wandler, der auf ein primäres variables, analoges Eingangssignal hin eine oder mehrere Reihen von Ausgangsimpulsen erzeugt. Für jede Reihe liegt die Kennlinie des Spannungs-Frequenz-Wandlers, die die Frequenz über dem primären Eingangssignal angibt, in drei Bereichen oder Betriebsarten, nämlich einem Anfangsbereich, in welchem die Kennlinie im wesentlichen geradlinig ist und eine positive Steigung hat, einem zweiten Bereich, in welchem die Frequenz konstant ist, und einem dritten Bereich, in welchem die Kennlinie im wesentlichen geradlinig ist und eine negative Steigung hat. Aus dem primären Eingangssignal werden Eingangssignale des ersten Bereichs und des dritten Bereichs für einen Integrator gewonnen, der sie in ihren betreffenden Bereichen von einem konstanten Eingangssignal subtrahiert. Das letztgenannte konstante Eingangssignal ist effektiv das einzige Integrator-Eingangssignal in dem zweiten Bereich. Ein „zweites“ Integrator-Eingangssignal wird durch die Impulse einer Ausgangsimpulsreihe intermittierend substraktiv eingegeben. Infolgedessen ist der Integrator im zweiten Bereich gesättigt, aber im ersten und zweiten Bereich nicht gesättigt. Ein bistabiler SchwelIwertdetektor ist in dem zweiten Bereich ständig in einem zweiten Zustand, schaltet aber in dem ersten und dem dritten Bereich zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand um. Eine Logik- und Halteschaltung erzeugt die Ausgangsimpulse auf den Detektor und auf Taktimpulse hin.

Aus der US 5742 494 ist ein Eingangsspannungsgesteuerter Pulsgenerator zur Ansteuerung eines getakteten Schaltnetzteils mit variablen Impuls/Pause Verhältnis und einer variablen Taktfrequenz bekannt geworden.

Die US 3,559,028 A betrifft einen Gleichspannungswandler mit einer Zerhackereinheit, die ein Paar Halbleiterschalter enthält. Weiters weist der bekannte Gleichspannungswandler Mittel zur Zuführung einer Betriebsspannung an diese Zerhackereinheit und einen Ausgangskreis, der die Ausgangsspannung vom Zerhacker einer Last zuführt. Zwischen Zerhackereinheit und dem Ausgangskreis ist ein Filter mit einer Induktivität geschaltet.

Die US 5,335,162 A zeigt eine primärseitige Steuerung für einen Schaltwandler, die als monolithischer integrierter Schaltkreis ausgeführt ist. Die Steuerung weist eine Strombegrenzungsfunktion auf, mit welcher ein definierter Stromwert über einen längeren Zeitraum erzielt wird.

In der US 6 100 675 A ist ein Schaltregler offenbart, welcher einen Referenzspannungskreis zur Erzeugung einer Referenzspannung und einen Differenzverstärker zum Verstärken einer Differenzspannung zwischen der Referenzspannung und einer am Ausgang des Schaltreglers gemessenen Ausgangsspannung aufweist. Weiters ist ein PWM Komparator vorgesehen, welcher die Ausgangsspannung des Differenzverstärkers und mit einer Ausgangsspannung eines Schwingkreis vergleicht. Darüber hinaus weist der bekannte Schaltregler Mittel zur Erfassung eines Ausgangslaststroms auf, wobei der Schaltregler in Abhängigkeit von dem erfassten Ausgangslaststrom gesteuert wird. 3 AT 500 563 B1

Dem Fachmann sind auch die Probleme bekannt, wie sie bei den oben genannten Ausführungsformen insbesondere bei kleiner Last, im Leerlauf oder bei hoher Eingangsspannung auftreten können und die auf die extrem kurzen Einschaltzeiten, d.h. ein extremes Tastverhältnis, zurückzuführen sind. Besondere Schwierigkeiten ergeben sich bei frei schwingenden 5 Sperrwandlern, bei welchen die Taktfrequenz im Wesentlichen direkt proportional zur Eingangsgleichspannung ist. Besonders bei stark schwankenden Eingangsspannungen, z.B. bei Hilfsversorgungswandlern für Schaltnetzteile, kommt man zu praktisch unbeherrschbar kurzen Einschaltzeiten, wobei sich nicht nur ein schlechter Wirkungsgrad ergibt, sondern auch ein „Aussetzbetrieb“, bei welchem über mehrere Takte keine Einschaltimpulse auftreten. Dazu sei io angemerkt, dass bei sogenannten „Weitbereichs“-Schaltnetzteilen Eingangsgleichspannungen in der Größe von 120 bis 370 Volt - nach Gleichrichtung entsprechender Netzspannungen -auftreten. Dies ist nicht nur für das eigentliche Schaltnetzteil problematisch, sondern auch für Hilfsversorgungs-Schaltwandler, die für die Stromversorgung der Ansteuerschaltung zumindest während des Hochlaufens verwendet werden, aber kostengünstig und daher einfach aufgebaut 15 sein sollen.

Aus der US 54 55 757 ist weiters ein Schaltwandler der eingangs genannten Art bekannt geworden. Der bekannte Schaltwandler weist einen komplementären Regenerierungsschaltkreis zur Unterdrückung von Schwingungen und zur Speicherung von Verlustenergie, um die Effi-20 zienz des Schaltwandlers zu erhöhen. Der komplementäre Regenerierungsschaltkreis weist einen Kondensator, einen Schalter, eine Diode und einen entsprechenden Zeitsteuerungsschaltkreis auf, um den Regenerierungsschaltkreis ein und aus zu schalten. Nachteilig an den bekannten Schaltwandler sind vor allem der mit seiner Herstellung verbundene Aufwand und die damit verbundenen hohen Herstellungskosten. 25

Eine Aufgabe der Erfindung liegt darin, einen Schaltwandler zu schaffen, bei welchem die oben genannten Probleme vermieden sind.

Diese Aufgabe wird mit einem Schaltwandler der eingangs genannten Art gelöst, bei welchem 30 erfindungsgemäß der Taktgeber eine erste und eine zweite Stromquelle zum Laden bzw. Entladen eines Kondensators aufweist, dessen Spannung an einem Eingang eines hysteresebehafteten Komparators liegt, wobei an dem anderen Eingang eine Referenzspannung liegt, und dessen Ausgang mit positiven bzw. negativen Vorzeichen die Stromquellen an den Kondensator schaltet, und die erste Stromquelle einen Strom liefert, der mit steigender Eingangsspan-35 nung kleiner wird, wogegen die zweite Stromquelle einen im wesentlichen konstanten Strom liefert.

Die erfindungsgemäße Lösung zeichnet sich durch einen besonders einfachen und kostengünstigen Aufbau aus. 40

Eine praxisgerechte und einfache Ausführung zeichnet sich dadurch aus, dass die gesteuerte Stromquelle mit Hilfe eines Transistors realisiert wird, dessen Basis oder Gate ein der Eingangsspannung proportionales Signal erhält. 45 Besonders geeignet ist ein Schaltwandler nach der Erfindung als Hilfeversorgungswandler eines Schaltnetzteils.

Die Erfindung samt weiterer Vorteile ist im Folgenden anhand beispielsweiser Ausführungen näher erläutert, die in der Zeichnung veranschaulicht sind. In dieser zeigen 50

Fig. 1 einen Schaltwandler in einem vereinfachten Blockschaltbild,

Fig. 2 die Ansteuerschaltung eines nach der Erfindung arbeitenden Schaltwandlers in schematischer Darstellung,

Fig. 3 eine Ansteuerschaltung wie Fig. 2, jedoch mehr im Detail dargestellt, und 55 Fig. 4a bis 4c in Diagrammen den zeitlichen Verlauf wesentlicher Signale der Ausführungs- 4 AT 500 563 B1 formen nach Fig. 2 und 3.

Fig. 1 zeigt einen Sperrwandler mit einem Übertrager UET, welcher eine Primärwicklung WP sowie eine Sekundärwicklung Ws besitzt. Über einen gesteuerten Schalter SWI, z.B. einen 5 Feldeffekttransistor, wird eine Eingangsgleichspannung UE periodisch an die Primärwicklung WP gelegt, wobei zur Ansteuerung des Schalters SWI eine Ansteuerschaltung AST vorgesehen ist, die einen Steuerpuls vorgebbarer Taktfrequenz und mit einstellbarem Tastverhältnis an den Steuereingang, z.B. das Gate eines FET, liefert. io Die Eingangsspannung UE wird bei Schaltnetzteilen mit Hilfe eines hier nicht gezeigten Gleichrichters und eines Kondensators aus einer Netzwechselspannung gewonnen und dann üblicherweise Zwischenkreisspannung genannt.

Sekundärseitig erfolgt eine Gleichrichtung mit Hilfe z.B. einer Gleichrichterdiode D bei Verwen-15 düng eines Kondensators C, an welchem die Ausgangsgleichspannung UA liegt.

Ein Spannungssensor SPS und ein Stromsensor STS liefert Steuer- bzw. Regelsignale an einen zur galvanischen Trennung von Primär- und Sekundärseite vorgesehenen Optokoppler OKO, der zumindest ein Regelsignal SR an die Ansteuerschaltung AST liefert. In bekannter 20 Weise werden in nicht näher gezeigter Weise Ausgangsspannung UA und/oder Ausgangsstrom lA mit Referenzwerten verglichen, um im Sinne einer Regelung oder Begrenzung das Tastverhältnis des Ansteuerpulses zu beeinflussen. Üblicherweise liefert auch primärseitig ein Sensorwiderstand Rs eine Information über den 25 Primärstrom lE an die Ansteuerschaltung AST.

Soweit bisher beschrieben, entspricht die Schaltung nach Fig. 1 dem Stand der Technik.

Die Erfindung geht nun davon aus, die Taktfrequenz fT des Ansteuerpulses in Abhängigkeit von 30 der Höhe der Eingangsspannung UE so zu ändern, dass die Taktfrequenz mit steigender Eingangsspannung kleiner wird, d.h. absinkt.

Mit diesem Verfahren ist es möglich, beherrschbare Einschaltzeiten ton einzuhalten, wenn die Eingangsspannung UE hohe Werte annimmt. Auf Fig. 4b und 4c vorgreifend wird das erfin-35 dungsgemäße Verfahren illustriert. Fig. 4b zeigt den Steuerpuls mit der Taktfrequenz f(1 für eine Eingangsspannung UE1. Fig. 4c zeigt wiederum den Steuerpuls, jedoch für eine höhere Eingangsspannung UE2—UE1. Die Taktfrequenz fT2 ist nun kleiner geworden, und obwohl die Einschaltzeit ton in diesem Beispiel gleich geblieben ist, hat sich das Tastverhältnis im Sinne einer Berücksichtigung der Erhöhung der Eingangsspannung verringert. 40

Man kann die Taktfrequenz fT in linearer Abhängigkeit von der Eingangsspannung UE absenken, oder umgekehrt proportional zur Eingangsspannung ändern. Grundsätzlich soll mit Hilfe einer mit steigender Eingangsspannung sinkenden Taktfrequenz der Effekt kompensiert werden, dass die primäre Übertrager-Induktivität mit einer Stromänderungsrate, die zur Eingangs-45 Spannung proportional ist, aufmagnetisiert wird.

Die Realisierung des erfindungsgemäßen Verfahrens wird nun an Ausführungsbeispielen gemäß der Fig. 2 bzw. 3 erläutert. so In Fig. 2 erkennt man zwei Stromquellen QI1 und QI2, von welchen die erste Stromquelle QI1 von der Eingangsspannung UE gesteuert ist und einen Strom h liefert, der mit steigender Eingangsspannung sinkt, wogegen die zweite Stromquelle QI2 einen konstanten Strom l2 erzeugt.

Ein Kondensator C2 wird durch den variablen Strom h aufgeladen und über den Strom l2 entlass den, wobei aus dem entstehenden Dreiecksignal mit Hilfe eines hysteresebehafteten Kompara- 5 AT 500 563 B1 tors KOM ein Rechtecksignal gewonnen wird. Das Umschalten zwischen den beiden Stromquellen Ql 1, QI2 geschieht in Abhängigkeit von der Spannung am Ausgang des Komparators KOM, welche über Schalter SC1 und SC2 je eine der beiden Stromquellen einschaltet. Dabei wird der Schaltbefehl des Komparators KOM für den Schalter SC1 mit Hilfe eines Negators 5 NEG negiert, nicht jedoch für den Schalter SC2. Der Ausgang des Komparators KOM wird weiters in einem Gatter AND mit dem Regelsignal SR (siehe Fig. 1) verknüpft. Das Ausgangssignal des Gatters AND wird über einen Treiber VER an die Steuerelektrode des Transistors SWI gelegt. io Aus Fig. 4a erkennt man, dass der Anstieg der Spannung Uc an dem Kondensator C in Abhängigkeit von der Höhe der Eingangsspannung UE variabel ist, wogegen der Abfall der Spannung Uc konstant bleibt. Für eine bestimmte Eingangsspannung UEi ist der Verlauf der Spannung Uc mit einer durchgehenden Linie dargestellt, wogegen der entsprechende Verlauf für eine Eingangsspannung UE2 welche größer als UE1 ist, strichpunktiert eingezeichnet ist. Der Span-15 nungsverlauf von Uc wird durch die beiden, in Fig. 4 mit UHysi und UHyS2 bezeichneten Hystereseschwellen bestimmt.

Am Ausgang des Komparators KOM, welcher die Spannung Uc mit einer Referenzspannung Upef vergleicht, ergibt sich demnach ein Rechteckpuls, nämlich mit einer Frequenz fT1 für 20 UE = UEi (Fig. 4b) und mit einer Frequenz fT2 < fTi für UE = UE2 (Fig. 4c). Es ist offensichtlich, dass durch die geringere Taktfrequenz bei höherer Eingangsspannung unerwünscht kurze Einschaltzeiten ton vermieden werden können.

Es soll betont werden, dass im Sinne der Erfindung keine Regelung durch Verändern der Takt-25 frequenz erfolgt - die Regelung erfolgt über die Änderung der Einschaltzeit bzw. des Tastverhältnisses -, sondern es wird die Taktfrequenz zwangsläufig, aber gegensinnig zur Eingangsspannung verändert.

Aus Fig. 3 ist eine technische Realisierung der Erfindung näher ersichtlich, wobei anzumerken 30 ist, dass für die Funktion der Schaltung nicht unbedingt erforderliche Details, wie z.B. Sieb- oder Entstörmittel, nicht eingezeichnet sind.

Hier bildet ein Standard-Bipolar-Transistor T den Kern der spannungsgesteuerten Stromquelle QI1. Der Kollektorstrom h des Transistors T1 ist - über den Basisstrom - von dem Potenzial an 35 seiner Basis abhängig, wobei eine indirekt proportionale Abhängigkeit besteht. Definiert wird das Basispotenzial - ausgehend von der Eingangsspannung UE durch den Spannungsteiler R1, R3, R4 und R5. Anstelle des pnp-Transistors könnte beispielsweise auch ein vorzugsweise selbstsperrender p-Kanal-JFET verwendet werden, der an seinem Gate ein der Eingangsspannung proportionales Signal erhält. Ebenso käme eine integrierte Schaltung in Frage, die einen 40 programmierbaren Strom liefert. Auch wäre die gesamte Ansteuerschaltung mit Hilfe eines Mikrocontrollers realisierbar.

Das Logikgatter LOG wirkt als Ein/Aus-Schalter für die gesteuerte Stromquelle QI1, wobei ein „High“-Signal am Ausgang des Gatters LOG bewirkt, dass der Transistor T ausgeschaltet wird. 45 Mit Hilfe der Diode D1 und eines Serienwiderstandes R2 erreicht man, dass der Strom h ab einer gewissen Spannung UE nicht mehr wesentlich geringer wird. Dadurch vermeidet man exzessiv niedrige Schaltfrequenzen, die z.B. in den Hörbereich fallen.

Die Konstant-Stromquelle QI2 wird unter Benutzung des Widerstandes R6 realisiert, welche im so Gegenkopplungsweg eines Gatters KMP liegt. Im Gegensatz zu dem Komparator KOM in Fig. 2, bei welchem der invertierende Eingang an einer Referenzspannung URef liegt, handelt es sich bei dem Gatter KMP der Fig. 3 um ein solches, bei welchem die Schaltschwelle bauteilintern vorgegeben ist. Man verwendet hier z.B. ein Standard-CMOS-Logikgatter mit Schnitt-Triggereingang. Die Diode D2 in Serie mit dem Widerstand R6 wirkt als Schalter für die Strom-55 quelle QI2, d.h. wenn das Gatter KMP ein „Low“-Signal liefert, ist die Diode D2 leitend und CL

Claims (3)

1. 6 AT 500 563 B1 wird über den Widerstand R6 entladen. Das Aufladen des Kondensators C erfolgt somit indirekt proportional zu der Eingangsspannung UE, wogegen das Entladen des Kondensators C immer mit einer konstanten Zeitkonstante erfolgt, wobei der Strom I2 tatsächlich nur näherungsweise konstant ist. 5 Es wird dem Fachmann klar sein, dass im Rahmen der Erfindung eine Vielzahl anderer Schaltungsvarianten möglich ist, so lange das Prinzip gewahrt bleibt, mit steigender Eingangsspannung die Taktfrequenz zu verringern. Dabei muss der Zusammenhang zwischen Taktfrequenz und Eingansspannung keineswegs zwingend linear sein oder eine 1/x-Funktion darstellen. 10 Patentansprüche: 1. Schaltwandler, bei welchem eine Eingangsgleichspannung (V|N) mit Hilfe zumindest eines 15 von einer Ansteuerschaltung (AST) angesteuerten Schalters (Q1) mit vorgebbarer Taktfre quenz (fT) und vorgebbarem Tastverhältnis an eine Speicherinduktivität (UET) schaltbar ist, für die Ansteuerschaltung (AST) ein Taktgeber (CLK) vorgesehen ist, dem ein der Eingangsspannung (UE) proportionales Signal bzw. die Eingangsspannung zugeführt ist und die Taktfrequenz (fT) so gesteuert wird, dass sie mit steigender bzw. fallender Eingangs- 20 Spannung kleiner bzw. größer wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Taktgeber (CLK) ei ne erste und eine zweite Stromquelle (QI1, QI2) zum Laden bzw. Entladen eines Kondensators (CL) aufweist, dessen Spannung an einem Eingang eines hysteresebehafteten Komparators (K) liegt, wobei an dem anderen Eingang eine Referenzspannung (URef) liegt, und dessen Ausgang mit positiven bzw. negativen Vorzeichen die Stromquellen an den 25 Kondensator schaltet, und die erste Stromquelle (QI1) einen Strom (11) liefert, der mit steigender Eingangsspannung (UE) kleiner wird, wogegen die zweite Stromquelle (QI2) einen im wesentlichen konstanten Strom (I2) liefert.
2. 2. Schaltwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die gesteuerte Stromquelle 30 (QI1) mit Hilfe eines Transistors (T) realisiert wird, dessen Basis oder Gate ein der Ein gangsspannung (UE) proportionales Signal erhält.
3. 3. Schaltwandler nach einem der Ansprüche 1 oder 2, gekennzeichnet durch seine Verwendung als Hilfsversorgungswandler eines Schaltnetzteils. 35 Hiezu 2 Blatt Zeichnungen 40 45 50 55