DE10320916A1

DE10320916A1 - Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung und Multiträger-Datentübertragungssystem

Info

Publication number: DE10320916A1
Application number: DE2003120916
Authority: DE
Inventors: Ronalf Kramer; Bernd Heise
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Intel Corp
Priority date: 2003-05-09
Filing date: 2003-05-09
Publication date: 2004-12-09
Anticipated expiration: 2023-05-10
Also published as: DE10320916B4

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols in einem Mehrträger-Datenübertragungssystem, bei dem eine standardisierte PSD-Maske vorgesehen ist, welche ein durch einen Standard für die Datenübertragung vorgegebenes Frequenzspektrum für die Datenübertragung vorgibt, bei dem das zu sendende Datensymbol eine Funktion einer Vielzahl von Datenträgern ist und jeder Datenträger jeweils mindestens eine Frequenz aus einem Sendedatenspektrum belegt, wobei das Sendedatenspektrum innerhalb des Frequenzspektrums der PSD-Maske angeordnet wird, bei dem innerhalb der PSD-Maske, jedoch außerhalb des Sendedatenspektrums zusätzliche Frequenzbereiche vorgesehen sind, die aufgrund der durch den Standard vorgegebenen Charakteristik der PSD-Maske nicht für die Datenübertragung vorgesehen sind, bei dem innerhalb der zusätzlichen Frequenzbereiche zumindest eine Frequenz verwendet wird, welche ausschließlich zur Crestfaktor-Reduzierung verwendet wird, die so modifiziert wird, dass sie den Crestfaktor des zu sendenden Datensymbols reduziert. Die Erfindung betrifft ferner ein Multiträger-Datenübertragungssystem mit einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung.

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung und Multiträger-Datenübertragungssystem mit einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf Datenübertragungssysteme und speziell auf Telekommunikationssysteme zur hochbitratigen Datenübertragung. In der modernen Telekommunikation spielt diese hochbitratige Datenübertragung auf einer Teilnehmerleitung eine zunehmend größere Rolle, insbesondere deshalb, da man sich von ihnen eine stark vergrößerte Bandbreite der zu übertragenden Daten kombiniert mit einer bidirektionalen Datenkommunikation verspricht. Ganz allgemein sind auf dem Gebiet der digitalen Signalverarbeitung seit einiger Zeit Systeme im Einsatz, die eine solche hochbitratige digitale Datenübertragung ermöglichen.

Eine Technik, die in jüngster Zeit immer mehr an Bedeutung gewinnt, ist die sogenannte Mehrträgerübertragung, die auch als "Multi-Carrier"-Übertragung, als „Diskrete Multiton (DMT)" Übertragung oder als „Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM)" Übertragung bekannt ist. Eine solche Datenübertragung wird beispielsweise bei leitergebundenen Systemen, aber auch im Funkbereich, für Broadcast-Systeme und für den Zugang zu Datennetzen, wie das Internet, verwendet. Solche Systeme zur Übertragung von Daten mit Mehrträgerübertragung verwenden eine Vielzahl von Trägerfrequenzen, wobei für die Datenübertragung der zu übertragende Datenstrom in viele parallele Teilströme zerlegt wird, welche im Frequenzmultiplex unabhängig voneinander übertragen werden. Diese Teilströme werden auch als Einzelträger bezeichnet.

Ein Vertreter der Mehrträgerübertragung ist die ADSL-Technik, wobei DSL für „ Asymmetric Digital Subscriber Line" steht. Bei dieser Technik wird die Telekommunikationsleitung in zumindest einen Kanal für herkömmliche Telefondienste (also Sprachübertragung) und mindestens einen weiteren Kanal für die Datenübertragung unterteilt, womit eine Technik bezeichnet ist, die die Übertragung eines hochbitratigen Bitstromes von einer Zentrale zum Teilnehmer und einer niederbitratigen, vom Teilnehmer zu einer Zentrale führenden Bitstromes erlaubt. Wegen dieser bezüglich ihrer Bitrate unsymmetrischen Übertragungstechnik ist ein ADSL-System für Dienste, wie z.B. Video on Demand, aber auch Internetanwendungen besonders gut geeignet.

Wenngleich bereits sehr viele Probleme bei solchen Mehrträgerübertragungssystemen wie ADSL bereits gelöst wurden, bleiben immer noch einige Probleme ungelöst.

Ein mit dieser Mehrträger-Datenübertragung einher gehendes Problem ergibt sich dadurch, dass infolge der Überlagerung sehr vieler Einzelträger sich diese kurzzeitig zu sehr hohen Spitzenwerten aufaddieren können. Auch wenn diese Spitzenwerte in der sich daraus ergebenden Amplitude sehr selten und typischerweise nur für sehr kurze Zeitdauern vorhanden sind, stellen sie einen großen Nachteil der Mehrträger-Datenübertragung dar. Das Verhältnis von Spitzenwert zu Effektivwert wird als Crestfaktor, sein Quadrat als PAR (Peak to Average Ratio) bezeichnet. Speziell bei Mehrträgersystemen wie ADSL kann der Crestfaktor sehr groß – z.B. größer als 6 – werden.

Ein solch großer Crestfaktor verursacht verschiedene Probleme im Gesamtsystem der Datenübertragung:
Die maximal mögliche Aussteuerung der Digital/Analog-Wandler und der analogen Schaltungsteile, z.B. Filter und Leitungstreiber, müssen in ihrem Aussteuerbereich und ihrer Dynamik bzw. Auflösung für die maximal vorkommenden Spitzenwerte ausgelegt sein. Das bedeutet diese Schaltungsteile müssen wesentlich größer dimensioniert sein, als die effektive Aussteuerung. Dies geht mit einer entsprechend hohen Betriebsspannung einher, was unmittelbar auch zu einer hohen Verlustleistung führt. Speziell bei Leitungstreibern, die im Allgemeinen eine nicht zu vernachlässigende Nichtlinearität aufweisen, führt dies zu einer Verzerrung des zu sendenden Signals. Die hierdurch im zu sendenden Signal erzeugten und daher auch im Echosignal auftretenden Anteile können prinzipiell nicht durch eine lineare Echokompensation kompensiert werden. Dadurch kann die resultierende Echokompensation wesentlich schlechter werden.

Ein weiteres Problem der Datenübertragung bei hohen Crestfaktoren besteht darin, dass ein sehr hoher Spitzenwert im Sendesignal die maximal möglichen Aussteuerungen überschreiten können. In diesem Falle setzt eine Begrenzung des Sendesignals ein; man spricht hier von einem Clipping. In diesen Fällen repräsentiert das Sendesignal aber nicht mehr die ursprüngliche Sendesignalfolge, so dass es zu Übertragungsfehlern kommt. Darüber hinaus ergibt sich aus diesen Spitzenwerten typischerweise eine fehlerhafte Echokompensation, da sich das Echo aus dem begrenzten Signal ergibt, jedoch das Echokompensationssignal aus dem unbegrenzten Signal abgeleitet wird. Es kommt so zu Empfangsfehlern, die es aber zu vermeiden gilt.

Aus diesem Grunde besteht bei Mehrträgerübertragungssystemen der große Bedarf, solche Spitzenwerte weitestgehend zu unterdrücken oder zu vermeiden. Dieses Problem ist in der Literatur unter dem Begriff Crestfaktor-Reduzierung oder auch PAR-Reduzierung bekannt. Es existieren hier mehrere Lösungsansätze zur Reduzierung des Crestfaktors.

Bei einem bekannten Verfahren werden einige Träger aus dem Mehrträgerübertragungssystem reserviert, die dann nicht mehr für die Datenübertragung zur Verfügung stehen. Das bedeutet, dass diese Trägerpositionen zunächst zu Null gesetzt werden. Aus diesen reservierten Trägern wird eine Funktion im Zeitbereich mit möglichst hohem, zeitlich schmalen Spitzenwert erzeugt, die das Kompensationssignal bzw. das sogenannte Kernel bildet. Iterativ wird dann dieser Kernel, der lediglich die reservierten Träger belegt, mit einem Amplitudenfaktor gewichtet, der proportional der Differenz von maximalem Spitzenwert und gewünschtem Maximalwert ist, im Zeitbereich subtrahiert. Dabei wird der Kernel an die Stelle des entsprechenden Spitzenwertes, der für den überhöhten Crestfaktor verantwortlich ist, zyklisch verschoben. Der Verschiebungssatz der DFT-Transformation stellt sicher, dass auch nach der Verschiebung nur die reservierten Träger belegt werden.

Zur Erläuterung des obigen Verfahrens zeigt 1 qualitativ zwei Spektren, wie sie beispielsweise bei einer bekannten ADSL-Datenübertragung für obiges Verfahren verwendet werden. Auf der Teilnehmerseite werden im Sender TX mehrere Trägerfrequenzen im Bereich von fc1 bis fc2 für die Datenübertragung zum Empfänger RX der Vermittlungsseite verwendet. Dadurch entsteht ein Sendespektrum 1 (TX-Spektrum), welches aufgrund der Modulation der einzelnen Trägerfrequenzen mit den Daten etwas breiter ist, als der genannte Trägerfrequenzbereich zwischen fc1 bis fc2. Der Standard für die ADSL-Datenübertragung schreibt ferner eine durch den jeweiligen Standard vorgeschriebene, sogenannte PSD-Frequenzmaske (PSD = Power Spectral Density) vor, wobei dabei die PSD-Maske nicht überschritten werden darf. Auch auf der Vermittlungsseite (RX-Spektrum) existiert eine PSD-Maske 4, die die maximal für die Datenübertragung zugelassenen Trägerfrequenzen umschreibt. Auf der Vermittlungsseite können zum Senden Trägerfrequenzen 3 von fc3 bis fc6 verwendet werden. Bei dem Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung werden aber hiervon nicht alle Frequenzen für die Datenübertragung benutzt. Beispielsweise benötigt man bei dem oben beschriebenen Verfahren zur Crestfaktorreduzierung die Trägerfrequenzen im Bereich von fc5 bis fc6, so dass für die eigentliche Datenübertragung nur der Frequenzbereich von fc3 bis fc4 < fc5 übrig bleibt. Weder das sich daraus ergebende Spektrum 3 für die Datenübertragung (RX-Spektrum), noch das für die Crestfaktor-Reduzierung reservierte Spektrum 7 – in 1 schraffiert dargestellt – darf wiederum die durch den ADSL-Standard vorgegebene PSD-Maske 4 überschreiten.

Im oben beschriebenen Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung werden für die Crestfaktor-Reduzierung Trägerfrequenzen benutzt, die innerhalb des Frequenzbereichs der Trägerfrequenzen der allgemeinen Datenübertragung liegen. Dadurch sinkt aber die maximal übertragbare Datenrate. Das durch die Crestfaktor-Reduzierung erzeugte zusätzliche Sendespektrum liegt außerhalb, im Fall der 1 oberhalb des Empfangsspektrums. Das Kernel-Spektrum ist disjunkt zum benutzten Empfangsspektrum. Dadurch ist keine Echokompensation der im Empfangspfad auftretenden Teile aus dem Spektrum der Crestfaktor-Reduzierung erforderlich.

Da – wie aus 1 ersichtlich ist – auf der Teilnehmerseite zum Senden von Daten wesentlich weniger Träger zur Verfügung stehen als auf der Vermittlungsseite, ist dieses Prinzip zur Crestfaktor-Reduktion sehr nachteilig anwendbar, da die maximal übertragbare Datenrate dadurch stark absinken würde.

Die Funktion einer Einrichtung zur Crestfaktor-Reduzierung ist typischerweise in dem Sender implementiert. Ein wesentlicher Nachteil dieses Verfahrens besteht nun darin, dass nachfolgende Schaltungsteile und Filter für die Bestimmung des Kernels nicht mehr berücksichtigt werden. Da nun aber das hinsichtlich seines Spitzenwertes zu ändernde Signal nach der Überlagerung mit dem Kernel insbesondere durch Leitungstreiber und Filter signifikant beeinflusst wird, eignet sich dieses Verfahren allein schon deshalb nicht in der Praxis.

Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Verfahren und Einrichtung zur Crestfaktor-Reduzierung anzugeben, welches eine bessere, insbesondere eine praktikablere Datenübertragung ermöglicht. Ferner soll dabei möglichst auch eine Echokompensation mit berücksichtigt werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie ein Multiträger-Datenübertragungssystem mit den Merkmalen des Patentanspruchs 9 gelöst. Demgemäß ist vorgesehen:

– Ein Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols in einem Mehrträger-Datenübertragungssystem, bei dem eine standardisierte PSD-Maske vorgesehen ist, welche ein durch einen Standard für die Datenübertragung vorgegebenes Frequenzspektrum für die Datenübertragung vorgibt, bei dem das zu sendende Datensymbol eine Funktion einer Vielzahl von Datenträgern ist und jeder Datenträger jeweils mindestens eine Frequenz aus einem Sendedatenspektrum belegt, wobei das Sendedatenspektrum innerhalb des Frequenzspektrum der PSD-Maske angeordnet wird, bei dem innerhalb des PSD-Maske, jedoch außerhalb des Sendedatenspektrums zusätzliche Frequenzbereiche vorgesehen sind, die aufgrund der durch den Standard vorgegebenen Charakteristik der PSD-Maske nicht für die Datenübertragung vorgesehen sind, bei dem innerhalb der zusätzlichen Frequenzbereiche zumindest eine Frequenz verwendet wird, welche ausschließlich zur Crestfaktor-Reduzierung verwendet wird, die so modifiziert wird, dass sie den Crestfaktor des zu sendenden Datensymbols reduziert. (Patentanspruch 1)
– Ein Multiträger-Datenübertragungssystem, mit einem zwischen einem Sender und zumindest einer Übertragungsleitung angeordneten Sendepfad, in dem mindestens ein erstes Filter zum Hochtasten des zu sendenden digitalen Datensymbols, ein Digital-Analog-Wandler zum Wandeln des hochge tasteten, zu sendenden digitalen Datensymbols in ein analoges Datensymbols und ein Leitungstreiber zum Treiben des analoges Datensymbols über die Übertragungsleitung angeordnet sind, mit einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung, welche im Sendepfad nach dem ersten Filter und vor dem Digital-Analog-Wandler angeordnet ist und welche ein Kompensationssignal zur Reduzierung des Crestfaktors des zu sendenden Datensymbols insbesondere mittels eines Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche erzeugt. (Patentanspruch 9)

Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende Idee besteht darin, dass für die Crestfaktor-Reduzierung Träger außerhalb der für die Datenübertragung verwendeten Träger des Sendespektrums verwendet werden, so dass sendeseitig die maximal mögliche Datenübertragungsrate durch die Bereitstellung der zur Crestfaktor-Reduzierung verwendeten Trägerfrequenzen nicht verringert wird. Ferner liegen diese für die Crestfaktor-Reduzierung verwendeten Trägerfrequenzen im Bereich des Nutzspektrums für die Empfangsrichtung, so dass hier eine Echokompensation ausgeführt werden muss.

Der besondere Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens besteht darin, dass für die Sendedaten die üblicherweise verwendeten Trägerfrequenzen des Sendespektrums TX verwendet werden können. Zur Crestfaktor-Reduzierung werden erfindungsgemäß diejenigen Frequenzen verwendet, die zwischen der entsprechenden PSD-Maske des Sendespektrums und den Grenzfrequenzen für die Sendedaten innerhalb des Sendespektrums vorgesehen sind. Diese Trägerfrequenzen zwischen PSD-Maske und Spektrum der Sendedaten definieren ein zusätzliches Spektrum für die Crestfaktor-Reduzierung. Aus diesem zusätzlichen Spektrum wird ein Kompensationssignal abgeleitet, welches der Crestfaktor-Reduzierung dient. Dieses zusätzlich erzeugte Spektrum für die Crestfaktor-Reduzierung liegt vollständig innerhalb der durch den Standard vorgegebenen PSD-Maske, so dass es die durch den Standard vorgegebene spektrale PSD-Maske nicht überschreitet.

Zu diesem Zwecke ist eine Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung im Sendepfad zwischen dem digitalen Teil der Teilnehmerseite und dem analogen Teil der Teilnehmerseite angeordnet. Diese Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung erzeugt aus dem Sendesignal ein Kompensationssignal. Dieses Kompensationssignal wird typischerweise aus dem Sendesignal über eine Übertragungsfunktion eines Filters, insbesondere eines Band-Pass-Filters, gebildet und mit einem geeigneten Skalierungsfaktor gewichtet und zur Crestfaktor-Reduzierung von dem eigentlichen Sendesignal abgezogen. Durch geeignete Wahl des Skalierungsfaktors und der Übertragungsfunktion für das Band-Pass-Filter in der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung wird sicher gestellt, dass eben die entsprechend gewünschten Spektren erzeugt werden, ohne dass die durch den Standard vorgegebene spektrale PSD-Maske und das Sendedatenspektrum verletzt wird.

Das Band-Pass-Filter ist hier so ausgelegt, dass es ein zusätzliches Ausgangsspektrum liefert, welches unterhalb, oberhalb oder sowohl unterhalb als auch oberhalb des Sendedatenspektrums liegt. Mittels des Bandbassfilters wird das gewünschte Spektrum für das Kompensationssignal innerhalb der Bereiche des PSD-Spektrums gelegt, die eben nicht für die Sendedaten reserviert sind. Statt eines einzelnen Bandpasses können hier auch zwei oder mehrere Bandpässe vorgesehen sein, die eben auf die gewünschten Spektren optimiert sind.

Mittels des Skalierungsfaktors wird die Amplitude des zusätzlichen Spektrums auf die gewünschte Höhe eingestellt. Typischerweise ist der Skalierungsfaktor kleiner als 1, damit die Amplitude des Spektrums des Kompensationssignals nicht das PSD-Spektrum verletzt.

Insbesondere bei dem ADSL-Standard wird eine PSD-Maske verwendet, die hin zu sehr niedrigen Frequenzen steil abfällt und bei hohen Frequenzen flacher abfällt. Aufgrund dieser Struktur der PSD-Maske im Falle einer ADSL-Datenübertragung werden für die Crestfaktor-Reduzierung zumindest solche Spektren verwendet, die oberhalb des Sendedatenspektrums liegen. In diesem Falle wird die Abtastrate der Schaltungsanordnung zur Crestfaktorreduzierung und aller nachfolgenden, im Sendepfad angeordneten digitalen Komponenten entsprechend hoch gewählt, um ein Kompensationssignal zu bilden, welches einen Crestfaktor im Sendesignal verringert. Aus diesem Grunde ist die Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung erfindungsgemäß an einer Stelle im Sendepfad angeordnet, die nach der Hochtastung des Sendedatensignals angeordnet ist. Unter Hochtastung ist auch zu verstehen, dass das Sendesignal bereits mit einer höheren Abtastfrequenz als die Nyquistfrequenz erzeugt wird.

Vor allem durch höherfrequenten Signalen im Sendepfad besteht die Gefahr, dass das Nyquist-Kriterium verletzt wird. Um dies zu verhindern ist die Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung vorteilhafterweise unmittelbar hinter dem ersten Hochtasten des Sendesignals angeordnet. Vorteilhafterweise ist die vor einem auf der Vermittlungsseite angeordneten Digital/Analog-Wandler. Da in diesem Falle im Sendepfad nur noch ein hinter dem Digital/Analog-Wandler liegendes analoges Filter angeordnet ist, kann das durch die Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung erreichte Ausmaß der Crestfaktor-Reduktion nicht nennenswert durch weitere Filterkomponenten im Sendepfad verändert werden.

Allgemein betrachtet kann die Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung an jeder beliebigen Stelle im Sendepfad angeordnet sein, bei der die Abtastfrequenz ausreichend hoch ist. In einer weiteren Ausgestaltung kann die Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung auch nach einer ersten Hochtastung des Sendesignals, jedoch vor einer zweiten, weiteren Hochtastung des Sendesignals angeordnet werden.

Durch die Überlagerung des Sendedatensignals mit dem Kompensationssignal zur Crestfaktorreduzierung wird ein Signal addiert, welches zu einem zusätzlichen Echoanteil führt. Dieser zusätzliche Echoanteil wird durch bekannte Maßnahmen zur Echokompensation allerdings nicht mit berücksichtigt. In einer sehr vorteilhaften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung wird die zur Crestfaktor-Reduktion verwendete additive Symbolfolge für das Kompensationssignal für die Echokompensation mit herangezogen. Auf diese Weise wird auch trotz Crestfaktor-Reduktion eine optimale Echokompensation gewährleistet. Zu diesem Zwecke ist eine Schaltungsanordnung vorgesehen, die diese zusätzliche Echokompensation vornimmt, indem sie die additive Symbolfolge für das Kompensationssignal mit berücksichtigt.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind den Unteransprüchen sowie der Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung entnehmbar.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der in den Figuren der Zeichnung angegebenen Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt dabei:
1 qualitativ zwei Spektren, wie sie beispielsweise bei einer bekannten ADSL-Datenübertragung verwendet werden;
2 erfindungsgemäße Spektren auf der Teilnehmerseite (TX) und (RX) zur Crestfaktor-Reduzierung;
3 ein weiteres erfindungsgemäßes Spektrum auf der Teilnehmerseite (TX), wie es beispielsweise bei einer ADSL-Datenübertragung verwendet wird;
4 ein erstes Schaltbild eines Übertragungssystems mit erfindungsgemäßer Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduktion unter Einbeziehung der Echokompensation;
5 ein zweites Schaltbild eines Übertragungssystems mit erfindungsgemäßer Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduktion mit Echokompensationsmitteln;
6 ein drittes Schaltbild eines Übertragungssystems mit erfindungsgemäßer Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduktion mit Echokompensationsmitteln;
7 ein viertes Schaltbild eines Übertragungssystems mit erfindungsgemäßer Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduktion mit Echokompensationsmitteln;
8 anhand eines Blockschaltbildes ein besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel für eine Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung.
In allen Figuren der Zeichnung sind gleiche bzw. funktionsgleiche Elemente, Signale und Funktionen – sofern nichts anderes angegeben ist – gleich bezeichnet worden.
2 zeigt erfindungsgemäße Spektren auf der Teilnehmerseite (TX) und (RX) zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Crestfaktor-Reduzierung, wobei die Spektren stark idealisiert dargestellt sind. Die Ordinate bezeichnet die spektrale Leistungsdichte SLD der entsprechenden Spektren wohingegen die Abszisse die entsprechenden Frequenzen f angibt.
In 2 bezeichnet das Bezugszeichen 1 die PSD-Maske auf der Teilnehmerseite (TX-PSD) und das Bezugszeichen 2 die entsprechende PSD-Maske (RX-PSD) auf der Teilnehmerseite. Innerhalb der PSD-Maske 1 ist ein Sendedatenspektrum 3 vorgesehen.
Dieses Sendedatenspektrum verwendet Trägerfrequenzen im Bereich zwischen den Grenzfrequenzen fc1 bis fc2. Innerhalb des PSD-Spektrums 2 ist ein Empfangsdatenspektrum 4 vorgesehen, welches entsprechend Trägerfrequenzen im Bereich zwischen den Grenzfrequenzen fc3 bis fc4 verwendet. Die Grenzfrequenz fc3 des Sendedatenspektrums 4 entspricht der Grenzfrequenz fc1 des Sendedatenspektrums 3.
Es zeigt sich, dass zwischen der PSD-Maske 1 und dem Sendedatenspektrum 3 Frequenzbereiche vorhanden sind, die für die Datenübertragung nicht genutzt werden. Erfindungsgemäß werden nun diese Frequenzbereiche für die Crestfaktor-Reduzierung verwendet. Hierzu sind zwei Frequenzbereiche 5, 6 vorgesehen, wobei das Frequenzspektrum 5 unterhalb der Frequenzen des Sendedatenspektrums 3 vorgesehen ist, wohingegen das Frequenzspektrum 6 oberhalb der Frequenzen des Sendedatenspektrums 3 angeordnet ist. Das Frequenzspektrum 5 ist hier im Bereich der Frequenzen fc9 bis fc10 angeordnet, wobei gilt: fc10 ≤ fc1. Gleichermaßen befinden sich die Frequenzen des Frequenzspektrums 6 im Bereich von fc7 bis fc8, wobei gilt: fc7 ≥ fc2. Beide Frequenzbereiche 5, 6 zur Crestfaktorreduzierung sind erfindungsgemäß noch innerhalb der PSD-Maske 1 angeordnet und verletzen somit nicht den entsprechenden Standard für die Datenübertragung.
3 zeigt ein weiteres erfindungsgemäßes Spektrum zur Crestfaktor-Reduzierung, bei dem die für die Crestfaktor-Reduzierung verwendeten Frequenzbereiche 6 lediglich oberhalb des Sendedatenspektrums angeordnet sind. Im Falle von 3 handelt es sich um eine PSD-Maske, wie sie beispielsweise bei einer ADSL-Datenübertragung verwendet wird. Diese PSD-Maske fällt an der linken Flanke, also hin zu niedrigen Frequenzen, sehr viel steiler ab als bei der rechten Flanke, also bei höheren Frequenzen. Bei diesen höheren Frequenzen ist somit zwischen dem Sendedatenspektrum 3 und der PSD-Maske 1 ausreichend Platz für die zur Crestfaktor-Reduzierung verwendeten Trägerfrequenzen 6.
Eine wesentliche Randbedingung bei der Auswahl dieser Frequenzspektren 5, 6 zur Crestfaktor-Reduzierung besteht – wie bereits vorstehend ausgeführt – darin, dass diese die durch den Standard vorgegebene spektrale PSD-Maske nicht überschreiten dürfen. Dies lässt sich durch eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung bewerkstelligen, bei der für die Erzeugung des Kompensationssignals ein geeignet gewählter Skalierungsfaktor und ein Band-Pass-Filter, der eine Übertragungsfunktion nachbildet, verwendet werden.
Die 4 bis 7 zeigen anhand von Blockschaltbildern vereinfachte Übertragungssysteme, welche eine solche erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung aufweisen und welche ein durch die Crestfaktor-Reduzierung erzeugtes zusätzliches Echo bei der Echokompensation mit berücksichtigen. Die verschiedenen Ausführungsbeispiele in den 4 bis 7 unterscheiden sich durch verschiedene Ausführungen der Einrichtungen zur Echokompensation. In den Blockschaltbildern entsprechend der 4, 5 und 7 sind für die Echokompensation des durch die Crestfaktor-Reduktion erzeugten zusätzlichen Echos jeweils gesonderte Echopfade vorgesehen, wohingegen in dem Blockschaltbild gemäß 6 ein gemeinsamer Echopfad zur Echokompensation vorgesehen ist.
Anhand des Blockschaltbildes in 4 soll zunächst eine erste erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zur Crestfaktor-Reduzierung unter Berücksichtigung einer Echokompensation erläutert werden.
In 4 ist mit Bezugszeichen 10 das Übertragungssystem bezeichnet. Das Übertragungssystem 10 besteht aus einem digitalen Teil 11 und einem analogen Teil 12. Das Übertragungssystem 10 enthält ferner einen Sendepfad 13 und einen Empfangspfad 14. Der Sendepfad 13 ist zwischen einem Ausgang eines Senders 15 und einem Eingang einer Gabelschaltung 16 an geordnet, wohingegen der Empfangspfad 14 zwischen einem Ausgang der Gabelschaltung 16 und einem Eingang eines Empfängers 17 vorgesehen ist. Sender 15 und Empfänger 17 sind jeweils im digitalen Teil 11 und die Gabelschaltung 16 ist im analogen Teil 12 des Übertragungssystems 10 vorgesehen. Die Gabelschaltung 16 bzw. die Hybridschaltung ist typischerweise als passives RC-Netzwerk mit einem Transformator ausgebildet. Die Gabelschaltung 16 dient der physikalischen Trennung des Sendepfades 13 von dem Empfangspfad 14. Ausgangsseitig ist die Gabelschaltung 16 mit einer Leitung 18 zur Datenübertragung verbunden.
Dem Sender 15 ist im Sendepfad 13 nacheinander ein Sendefilter 19, die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung 20 zur Crestfaktor-Reduzierung (nachfolgend: CF-Schaltung), eine Addiereinrichtung 21, ein Digital/Analog-Wandler 22, ein analoges Filter 23 und ein Leitungstreiber 24 angeordnet. Das Sendefilter 19 und die Schaltung 20 zur Crestfaktor-Reduzierung sind im digitalen Teil 11 angeordnet, wohingegen der Digital/Analog-Wandler 22, das analoge Filter 23 und der Leitungstreiber 24 im analogen Teil 12 angeordnet sind.
Im Empfangspfad 14 sind der Gabelschaltung 16 ausgangsseitig nacheinander ein analoges Filter 25, ein Analog/Digital-Wandler 26, eine Addiereinrichtung 27, ein Empfangsfilter 28 und eine weitere Addiereinrichtung 29 nachgeschaltet und dem Empfänger 17 vorgeschaltet. Das analoge Filter 25 und der Analog/Digital-Wandler 26 sind im analogen Teil 12, während die Addiereinrichtungen 27, 29 und das Empfangsfilter 28 im digitalen Teil 11 des Empfangspfades 14 angeordnet sind.
Das Sendefilter 19 dient der Hochtastung des Sendesignals, wohingegen das Empfangsfilter 28 der Abwärtstastung des Empfangssignals dient. Die Funktion der Addiereinrichtung 21 ist typischerweise in der Schaltung 20 zur Crestfaktor-Reduktion implementiert, wurde hier zur Darstellung der Echokompensation gesondert dargestellt. Der Digital/Analog-Wandler 22 sowie der Analog/Digital-Wandler 26 dienen der Signalwandlung zwischen digitalem Teil 11 und analogem Teil 12 und umgekehrt. Das analoge Filter 23 ist im vorliegenden Beispiel als Tiefpassfilter ausgebildet, welches Stufen bzw. Ecken aus dem vom Digital/Analog-Wandler 22 bereitgestellten Ausgangssignal herausfiltert. Das Tiefpassfilter 23, welches auch als Anti-Image-Filter bezeichnet wird, dient somit der Glättung des analogen Sendesignals. Das analoge Filter 25 im Empfangspfad 14 ist als sog. Anti-Alias-Filter ausgebildet. Dieses analoge Filter 25 filtert solche Frequenzen aus dem empfangsseitigen Signal heraus, durch welche das Abtasttheorem im Analog/Digital-Wandler 26 verletzt werden würde.
Das Übertragungssystem 10 weist ferner eine Schaltung zur Echokompensation 30 auf, welche im digitalen Teil 11 zwischen dem Sendepfad 13 und dem Empfangspfad 14 angeordnet ist. Diese Schaltungsanordnung 30 weist eine Verzögerungseinrichtung 31 und ein Filter 32 auf, welche zueinander in Reihe angeordnet sind und welche einen ersten Echopfad 33 bilden. Der Echopfad 33 ist zwischen dem Ausgang des Senders 15 und der Addiereinrichtung 29 angeordnet. Ferner ist ein zweiter Echopfad 34 vorgesehen, der zwischen dem Kompensationsausgang der CF-Schaltung 20 und der Addiereinrichtung 27 angeordnet ist. Im zweiten Echopfad 34 ist ein Filter 35 angeordnet. Das Filter 32 sowie das Filter 35 sind vorteilhafter Weise als digitale FIR-Filter (impulse response filter) ausgebildet. Die Filterkoeffizienten der FIR-Filter 32, 35 werden über ein Stellglied 36 eingestellt. Das Stellglied 36 ist eingangsseitig mit dem Ausgang der Addiereinrichtung 29 verbunden und steuert ausgangsseitig die FIR-Filter 32, 35 mit einem aus dem echokompensierten Empfangsignal abgeleiteten Signal derart an, dass deren Filterkoeffizienten geeignet trainiert und damit eingestellt werden.
Nachfolgend wird die Funktionsweise des in 4 dargestellten Übertragungssystems 10 näher erläutert.
Der Sender 15 im Sendepfad 13 erzeugt eine digitale Symbolfolge st(t), welche im Sendefilter 19 aufwärts getastet wird. Dieses hochgetastete Signal s1(t) wird der CF-Schaltung 20 und der Addiereinrichtung 21 zugeführt, welche im Sendepfad 13 daraus das Signal s2(t) erzeugen. Nach der Digital/Analog-Wandlung des Signals s2(t) im Digital/Analog-Wandler 22 und nach dem Durchlaufen des Tiefpassfilters 23 entsteht hieraus ein Sendesignal stx(t), welches dem Eingang des nachgeschalteten Leitungstreibers 24 zugeführt wird. Dieses Sendesignal stx(t) wird im Leitungstreiber 24 verstärkt, so dass das Signal sld(t) entsteht, welches dem Eingang der nachgeschalteten Gabelschaltung 16 zugeführt wird. Über die Gabelschaltung 16 wird dieses Signal sld(t) auf die Leitung 18, z.B. eine Telefonleitung, gegeben.
Die Elemente im Sendepfad 13, der Gabelschaltung 16, der Leitung 18 und des Empfangspfades 14 bilden zusammen eine Echoübertragungsfunktion. Mit Hec1(jw) und Hec2(jw) sind die jeweiligen Anteile aus dem ersten und dem zweiten Echopfad 33, 34 bezeichnet. Im Empfangssignal srx(t) ist ein Teil des gesendeten Signals sld(t) in Form eines Echos vorhanden. Zur Kompensation dieses Echos wird im ersten Echopfad 33 in bekannter Weise die Symbolfolge st(t) abgegriffen und im Echokompensationsfilter 32 gefiltert. Es entsteht so das erste Echokompensationssignal sec1(t). In der Addiereinrichtung 29 wird von dem Empfangssignal srx(t) nun das so gewonnene Echokompensationssignal sec1(t) abgezogen. Der Frequenzgang des Echokompensationsfilters 32 wird in bekannter Weise so lange mittels des Stellgliedes 36 trainiert, bis der Echoanteil in dem dem Empfänger 17 zugeführten Signal se(t) einen vorgebbaren Restfehler unterschreitet.
Die erfindungsgemäße CF-Schaltung 20 erzeugt aus dem ausgangsseitig von dem Sendefilter 19 bereitgestellte Signal s1(t) ein Signal s2(t), welches sich durch Subtraktion des verzögerten Signals s1t(t) mit einem Kompensationssignal c·sbp(t) ergibt. Durch dieses Kompensationssignal c·sbp(t) wird das zu sendende Signal geändert, was wiederum zu einem Teilecho mit der Übertragungsfunktion Hec2(jw) führt. Dieses Teilecho wird allerdings durch das Echokompensationssignal sec1(t) im ersten Echopfad 33 nicht mit berücksichtigt. Aus diesem Grunde wird das Kompensationssignal c·sbp(t) dem FIR-Filter 35 im zweiten Echopfad 34 zugeführt, der daraus ein zweites Echokompensationssignal sec2(t) erzeugt. Dieses zweite Echokompensationssignal sec2(t) wird in der ersten Addiereinrichtung 27 von dem digitalen Signal, welches von dem Analog/Digital-Wandler 26 erzeugt wird, abgezogen. Daraus resultiert das Empfangssignal srx(t), welches in bekannter Weise dem Empfangsfilter 28 zugeführt wird.
In der Schaltungsanordnung in 4 gilt: Hec1(z) = H1(z)·H3(z)·Hec2(z) (1)
Mit Hec1(z) und Hec2(z) sind die jeweiligen Übertragungsfunktionen der Filter 32 bzw. 35 bezeichnet und mit H1(z) und H3(z) sind die Übertragungsfunktionen des Sendefilters 19 bzw. des Empfangsfilters 28 bezeichnet.
Da in dem Übertragungssystem 10 in 4 für die adaptierten Echokompensatoren in der Gleichung (1) H1(z) und H3(z) fest vorgegeben sind, kann Hec2(z) aus Hec1(z) abgeleitet werden.
Die Einstellung des Stellgliedes 36 wird also sowohl für das FIR-Filter 32 als auch für das FIR-Filter 35 herangezogen. Da das FIR-Filter 35 jedoch eine andere Abtastrate als das FIR-Filter 32 aufweist, müssen die Koeffizienten des FIR-Filters 32 auf die Abtastrate von dem FIR-Filter 35 umgerechnet werden, um die Koeffizienten des FIR-Filters 35 zu erhalten.
Falls die Abtastraten der Sendesymbolfolge stx(t) verschieden von der der Empfangssymbolfolge srx(t) ist, muss in den Echopfaden 33, 34 eine Aufwärts- oder Abwärtstastung vorgenommen werden, damit die Abtastraten der Symbolfolgen sec1(t), sec2(t) und srx(t) gleich sind. Diese Einrichtungen für eine Aufwärts- bzw. Abwärtsabtastung in den Echopfaden 33, 34 wurde in 4 der besseren Übersichtlichkeit wegen nicht dargestellt.
Das Übertragungssystem 10 in 4 hat den Nachteil, dass die Echokompensation des durch das Kompensationssignal c·sbp(t) hervorgerufenen Echoanteils im zweiten Echopfad 34 bei einer hohen Abtastfrequenz durchgeführt werden muss, wodurch das Echokompensationsfilter 35 entsprechend viele Filterkoeffizienten aufweisen muss. Die 5 und 6 zeigen Ausführungsbeispiele für eine Schaltungsanordnung mit Crestfaktor-Reduktion und Echokompensation, bei der dies vermieden wird.
Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in 4 weist das Übertragungssystem 10 in 5 keinen zweiten Echopfad 34 mit darin angeordnetem FIR-Filter 35 auf. Die Funktionalität dieses zweiten Echopfades 34 ist hier vielmehr im ersten Echopfad 33 mit implementiert. Zu diesem Zwecke ist der Ausgang der CF-Schaltung 20, an dem das Kompensationssignal c·sbp(t) abgegriffen wird, über ein Filter 37 mit einer im ersten Echopfad 33 angeordneten Addiereinrichtung 38 verbunden. Diese Addiereinrichtung 38 ist zwischen der Verzögerungseinrichtung 31 und dem FIR-Filter 32 im ersten Echopfad 33 angeordnet. Das Filter 37 weist eine Übertragungsfunktion H2(z) auf und dient der Abwärtsabtastung des Kompensationssignals c·sbp(t). Das so gefilterte Kompensationssignal c·sbp(t) wird von dem geeignet verzögerten Signal st(t) abgezogen und das daraus resultierende Signal wird dem FIR-Filter 32 zugeführt. Das FIR-Filter 32 erzeugt daraus das Echokompensationssignal sec1(t), welches in der Addiereinrichtung 29 von dem gefilterten digitalen Empfangssignal srx(t) abgezogen wird.
Für die Echokompensation in dem Übertragungssystem 10 der 5 gilt im für den Empfänger 17 relevanten Frequenzbereich (unter Vernachlässigung der jeweiligen Verzögerung): Hec1(z) = H1(z)·H3(z)·Hec2(z) (2) Hec2(z)·H3(z) = Hec1(z)·H2(z) (3) H2(z) = 1/H1(z) (4)
H2(z) bezeichnet hier die Übertragungsfunktionen des Filters 37.
Im Unterschied zu den Ausführungsbeispielen der 4 und 5 werden im Ausführungsbeispiel der 6 die für die Echokompensation herangezogenen Signale nicht vom Ausgang des Senders 15 bzw. von einem Ausgang der CF-Schaltung 20, an dem das Kompensationssignal c·sbp(t) abgreifbar ist, abgegriffen. Vielmehr bildet ausschließlich die digitale Symbolfolge s2(t), welches von der CF-Schaltung 20 erzeugt und dem nachgeschalteten Digital/Analog-Wandler 22 zugeführt wird, das für die Echokompensation herangezogene Signal. Im für den Empfänger relevanten Frequenzbereich gilt hier: Hec1(z) = Hec2(z)·H3(z)/H2(z) (5)
Der Echopfad 33 ist hier also zwischen dem Ausgang der Addiereinrichtung 21 und der Addiereinrichtung 29 angeordnet. In diesem Echopfad 33 ist zunächst das Filter 37 und anschließend das FIR-Filter 32 vorgesehen. Im Unterschied zu den Ausführungsbeispielen der 4 und 5 kann damit auf die Verzögerungseinrichtung 31 und damit auf die Addiereinrichtung 38 verzichtet werden.
7 zeigt ein viertes, besonders bevorzugtes Schaltbild eines Übertragungssystems mit erfindungsgemäßer Schaltungsan ordnung zur Crestfaktor-Reduktion und Echokompensationsmitteln.
Im Unterschied zu dem Ausführungsbeispiel in 4 wird hier im zweiten Echopfad 34 auf das aufwendige FIR-Filter 35, welches vom Stellglied 36 angesteuert wird, verzichtet. Als Ersatz für dieses FIR-Filter 32 wird hier eine Verzögerungseinrichtung 40 sowie eine Korrektureinrichtung 41 verwendet, die im zweiten Echopfad 34 nacheinander angeordnet sind. Die Korrektureinrichtung 41 ist dabei der Verzögerungseinrichtung 40 vorgeschaltet. Die Reihenfolge der Korrektureinrichtung 41 und Verzögerungseinrichtung 40 sind auch vertauschbar. Die Korrektureinrichtung 41 wichtet das Kompensationssignal c·sbp(t) mit einer Konstante, typischerweise < 1, und führt das so gewichtete Signal der Verzögerungseinrichtung 40 zu. Die Verzögerungseinrichtung 40 verzögert dieses Signal und erzeugt somit das Echokompensationssignal sec2(t) welches der Addiereinrichtung 27 zugeführt wird. Die Verzögerungseinrichtung 40 und die Korrektureinrichtung 41 werden von einer Recheneinheit 42 angesteuert. Die Recheneinheit 42 wird wiederum von dem Stellglied 36 angesteuert und errechnet aus dem Ansteuersignal den Wert der Konstante k der Korrektureinrichtung 41 sowie die Verzögerungsdauer tau innerhalb der Verzögerungseinrichtung 40. Dieser gegenüber dem Ausführungsbeispiel in 4 dargestellten, vereinfachten Ausführung liegt folgende Erkenntnis zugrunde:
Das FIR-Filter 35 aus 4 muss die Echoübertragungsfunktion Hec2(jw) eigentlich nur im Frequenzband des Kompensationssignals c·sbp(t) nachbilden, da es auch nur mit c·sbp(t) stimuliert wird. Da das Spektrum des Kompensationssignals c·sbp(t) nur sehr schmal ist, ergeben sich die folgenden Gleichungen: Hec2(z) = Hec2(z)f(sbp) für den Fall, dass f(sbp) die mittlere Frequenz des Bandes von c·sbp (t) ist. Somit gilt dann Hec2(z) = [Hec1(z)/(H1(z)·H3(z))]f(sbp)
Abkürzend sei [Hec1(z)/(H1(z)·H3(z))] ≔ Hecho(z)dann gilt: Hec2(z) = Hecho(z)f(sbp) = Betrag(Hecho(z))f(sbp)·exp(j·Phase(Hecho(z))f(sbp mit der (Gruppen-)Laufzeit tau(f(sbp)) = [δPhase(Hecho(z)/δf)]f(sbp und dem vereinfacht im Spektrum von c·sbp(t) konstanten Betrag
|(Hecho(z))_f(sbp) ≔ k|
gilt also: Hec2(z) = k·exp(j·2·π·f(sbp)·tau(f(sbp))).
Die Übertragungsfunktion Hec2(z) des FIR-Filters 35 aus 4 hat also vereinfacht nur den Betrag und die Laufzeit der Echoübertragungsfunktion an der Mittenfrequenz des Spektrums c·sbp(t) und kann daher auf sehr einfach Weise lediglich durch eine Konstante k und eine Verzögerung tau nachgebildet werden. Da H1(z) und H3(z) bekannt sind, kann man nach Einschwingen des Echokompensators Hec2(z) aus dessen Koeffizienten die Werte von k und tau in der Recheneinheit 42 bestimmen und so den entsprechenden Wert für den Echopfad 34 einstellen.
8 zeigt anhand eines Blockschaltbildes ein besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel für die CF-Schaltung 20. Die CF-Schaltung 20 enthält einen Eingang 50 und einen Ausgang 51, wobei in den Eingang 50 die digitale Symbolfolge s1(t) eingekoppelt wird und aus dem Ausgang 51 die Crestfaktor-reduzierte digitale Symbolfolge s2(t) abgreifbar ist. Die CF-Schaltung 20 weist einen Signalpfad 52 und einen dazu parallel angeordneten Kompensationspfad 53 auf. Im Signalpfad 52 ist eine Verzögerungseinrichtung 54 vorgesehen. Die Verzögerungseinrichtung 54 kann beispielsweise als FIFO-Speicher ausgebildet sein und dient dem Zweck, eine Verzögerung eines Signals im Kompensationspfad 53 auszugleichen.
Im Kompensationspfad 53 sind nacheinander eine Abschneideeinrichtung 55, ein Band-Pass-Filter 56 und eine Korrektureinrichtung 57 angeordnet. Die Abschneideeinrichtung 55 schneidet diejenigen Bereiche des digitalen Eingangssignals s1(t), die betragsmäßig oberhalb einer vorgegebenen Grenze sind, ab. Dies wird auch als Clipping bezeichnet. In einer zwischen der Abschneideeinrichtung 55 und dem Band-Pass-Filter 56 angeordneten Addiereinrichtung 58 wird das so geänderte Signal sc(t) von dem digitalen Eingangssignal s1(t) abgezogen. Das so erzeugte Signal sd(t) wird dem Band-Pass-Filter 56 zugeführt, der das Bandpass gefilterte Signal sbp(t) erzeugt, welches in der Korrektureinrichtung 57 mit einem Korrekturfaktor c multipliziert wird. Daraus ergibt sich das Kompensationssignal c·sbp(t). Dieses Kompensationssignal c·sbp(t) wird bei der am Ausgang 51 befindlichen Addiereinrichtung 21 von dem verzögerten Eingangssignal s1t(t) abgezogen. Das sich daraus ergebende Crestfaktor-reduzierte Ausgangssignal s2(t) ist dann am Ausgang 51 abgreifbar.
Die CF-Schaltung 20 weist ferner einen zweiten Ausgang 59 auf, an dem das Kompensationssignal c·sbp(t) abgreifbar ist.
Dieses Kompensationssignal c·sbp(t) kann, wie vorstehend anhand der 4 bis 7 ausgeführt wurde, für die Echokompensation, die u.a. durch die CF-Schaltung 20 hervorgerufen wurde, herangezogen werden.
Obwohl die vorliegende Erfindung vorstehend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, ist sie darauf nicht beschränkt, sondern auf vielfältige Weise modifizierbar.
Wenngleich in 2 die Frequenzspektren, die für eine Crestfaktor-Reduzierung verwendet werden, sowohl oberhalb als auch unterhalb des Sendedatenspektrums angeordnet sind, ist dies nicht zwingend erforderlich. Vielmehr können diese auch lediglich unterhalb oder lediglich oberhalb der Frequenzen des Sendedatenspektrums (wie in 3) vorgesehen sein. Auch müssen die Spektren zur Crestfaktorreduzierung nicht notwendigerweise die Bereiche zwischen Sendedatenspektrum und PSD-Maske vollständig ausfüllen, sondern können dort auch lediglich Teilbereiche belegen.
Für die Crestfaktor-Reduzierung können zusätzlich oder alternativ auch vereinzelte Trägerfrequenzen über den ganzen Bereich von fc3 bis fc6 verwendet werden.
Die Erfindung ist nicht auf die vorstehenden Datenübertragungssysteme beschränkt, sondern lässt sich zum Zwecke der Crestfaktor-Reduzierung auf sämtliche auf Multiträger-Datenübertragung basierende Systeme und Verfahren erweitern. Insbesondere sei die Erfindung nicht auf eine ADSL-Datenübertragung beschränkt, sondern lässt sich auf sämtliche xDSL-Datenübertragungen erweitern.
In den vorstehenden Beispielen wurde jeweils von Band-Pass-Filtern ausgegangen. Statt dessen können auch beliebige Filter verwendet werden, die zusammen eine bandpassfilternde Funktionalität auf das entsprechende zu filternde Signal haben.

1: PSD-Maske (TX)
2: PSD-Maske (RX)
3: (TX-)Sendedatenspektrum
4: (RX-)Sendedatenspektrum
5: Spektrum zur Crestfaktor-Reduktion
6: Spektrum zur Crestfaktor-Reduktion
7: Spektrum zur Crestfaktor-Reduktion
10: Übertragungssystem
11: digitaler Teil
12: analoger Teil
13: Sendepfad
14: Empfangspfad
15: Sender
16: Gabelschaltung, Hybrid
17: Empfänger
18: (Telefon-)Leitung
19: Filter, Sendefilter
20: Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung
21: Addiereinrichtung
22: Digital/Analog-Wandler
23: analoges Filter, Tiefpassfilter
24: Leitungstreiber
25: analoges Filter, Anti-Alias-Filter
26: Analog/Digital-Wandler
27: Addiereinrichtung
28: Filter, Empfangsfilter
29: Addiereinrichtung
30: Schaltungsanordnung zur Echokompensation
31: Verzögerungseinrichtung
32: (FIR-)Filter
33: (erster) Echopfad
34: (zweiter) Echopfad
35: (FIR-)Filter
36: Stellglied
37: (Empfangs-)Filter
38: Addiereinrichtung
40: Verzögerungseinrichtung
41: Korrektureinrichtung
42: Recheneinheit
50: Eingang
52: Ausgang
53: Signalpfad
54: Kompensationspfad
55: Verzögerungseinrichtung
56: Abschneidevorrichtung, Clipping
57: Band-Pass-Filter
58: Korrektureinrichtung
58: Addiereinrichtung
59: (Kompensations-)Ausgang

Claims

Verfahren zur Crestfaktor-Reduzierung eines zu sendenden Datensymbols in einem Mehrträger-Datenübertragungssystem, bei dem eine standardisierte PSD-Maske (1) vorgesehen ist, welche ein durch einen Standard für die Datenübertragung vorgegebenes Frequenzspektrum für die Datenübertragung vorgibt, bei dem das zu sendende Datensymbol (st(t)) eine Funktion einer Vielzahl von Datenträgern ist und jeder Datenträger jeweils mindestens eine Frequenz aus einem Sendedatenspektrum (3) belegt, wobei das Sendedatenspektrum (3) innerhalb des Frequenzspektrum der PSD-Maske (1) angeordnet wird, bei dem innerhalb des PSD-Maske, jedoch außerhalb des Sendedatenspektrums (3) zusätzliche Frequenzbereiche (5, 6) vorgesehen sind, die aufgrund der durch den Standard vorgegebenen Charakteristik der PSD-Maske (1) nicht für die Datenübertragung vorgesehen sind, bei dem innerhalb der zusätzlichen Frequenzbereiche (5, 6) zumindest eine Frequenz verwendet wird, welche ausschließlich zur Crestfaktor-Reduzierung verwendet wird, die so modifiziert wird, dass sie den Crestfaktor des zu sendenden Datensymbols reduziert.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Träger innerhalb der zusätzlichen Frequenzbereiche (5, 6) bezüglich ihrer Frequenzen sowohl oberhalb als auch unterhalb des Sendedatenspektrums (3) liegen.
Verfahren Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Träger innerhalb der zusätzlichen Frequenzbereiche (5, 6) bezüglich ihrer Frequenzen oberhalb oder unterhalb des Sendedatenspektrums (3) liegen.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass das durch einen Standard für die Datenübertragung vorgegebene Frequenzspektrum der PSD-Maske (1) bei der Datenübertragung durch Frequenzen des zu sendenden Datensymbols (st(t)) nicht überschritten werden darf.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zu sendenden Datensymbole (st(t)) zu blockweisen Datenträgern zusammengefasst werden und durch Fourier-Transformation, insbesondere durch Inverse Diskrete Fourier-Transformation (IDFT), blockweise moduliert werden.
Verfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass innerhalb der zusätzlichen Frequenzbereiche (5, 6) die Träger so belegt werden, dass damit eine Menge an Zeitfunktionen gebildet wird, die nach einer Filterung ein Kompensationssignal (c·sbp(t)) bildet, welches einen Crestfaktor in dem zu sendenden Datensymbol (st(t)) reduziert.
Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass das für Crestfaktor-Reduzierung erzeugte Kompensationsignal (c·sbp(t)) für die Echokompensation mit berücksichtigt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass das Kompensationssignal (c·sbp(t)) aus dem zu sendenden Datensymbol (st(t)) durch Bandpassfilterung und Skalierung mit einem Faktor (c), der vorzugsweise kleiner als eins ist, abgeleitet wird, wobei die Filterkoeffizienten für die Bandpassfilterung so gewählt werden, dass solche Signalanteile aus dem zu sendenden Datensymbols (st(t)) herausgefiltert werden, deren Frequenzen außerhalb des zusätzlichen Frequenzbereichs (5, 6) liegen.
Multiträger-Datenübertragungssystem, mit einem zwischen einem Sender (15) und zumindest einer Übertragungsleitung (18) angeordneten Sendepfad (13), in dem mindestens ein erstes Filter (19) zum Hochtasten des zu sendenden digitalen Datensymbols (st(t)), ein Digital-Analog-Wandler (22) zum Wandeln des hochabgetasteten, zu sendenden digitalen Datensymbols (s1(t)) in ein analoges Datensymbols (stx(t)) und ein Leitungstreiber (24) zum Treiben des analoges Datensymbols (sld(t)) über die Übertragungsleitung (18) angeordnet sind, mit einer Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung (20), welche im Sendepfad (13) nach dem ersten Filter (19) und vor dem Digital-Analog-Wandler (22) angeordnet ist und welche ein Kompensationssignal (c·sbp(t)) zur Reduzierung des Crestfaktors des zu sendenden Datensymbols (st(t)), insbesondere mittels eines Verfahrens nach einem der vorstehenden Ansprüche erzeugt.
Datenübertragungssystem nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung (20) zwischen dem ersten Filter (19) und einem weiteren Filter zum Hochtasten des zu sendenden digitalen Datensymbols (st(t)) angeordnet ist.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung (20) zur Erzeugung des Kompensationssignals (c·sbp(t)) ein Bandpassfilter (56) aufweist, welches die Signalanteile aus dem zu sendenden Datensymbol (st(t)) herausgefiltert, die außerhalb des zusätzlichen Frequenzbereichs (5, 6) liegen, und eine Skalierungseinheit (57) aufweist, welches das bandpassgefilterte Signal (sbp(t)) mit einem Skalierungsfaktor (c), der vorzugsweise kleiner als eins ist, skaliert.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Übertragungsleitung (18) und einem Empfänger (17) eine Empfangspfad (14) vorgesehen ist, in dem ein Analog-Digital-Wandler (26) zum Wandeln eines empfangenen analogen Datensymbols (srx(t)) in ein digitales Datensymbol (srx'(t)) und mindestens ein zweites Filter (28) zum Heruntertasten des digitalen Datensymbols (srx'(t)) angeordnet sind, wobei zur Trennung des Sendepfades (13) und des Empfangspfades (14) eine Gabelschaltung (18) vorgesehen ist.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass eine Schaltung zur Echokompensation (30) vorgesehen ist, die das für die Crestfaktor-Reduzierung erzeugte Kompensationsignal (c·sbp(t)) bei der Echokompenssation mit berücksichtigt.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 12 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Sendepfad (13) und dem Empfangspfad (14) zumindest eine Schaltung zur Echokompensation (30) vorgesehen ist, die eine Echoübertragungsfunktion aufweist, die der Übertragungsfunktion eines durch die Schaltungselemente im Sendepfad (13), Gabelschaltung (16), Leitung (18) und Empfangspfad (14) hervorgerufenen Echos im Empfangspfad (14) entspricht.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 13 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung zur Echokompensation (30) zumindest einen Eingang aufweist, in den das Kompensationssignal (c·sbp(t)) und/oder das durch das Kompensationssignal (c·sbp(t)) veränderte zu sendende Signal (st(t)) einkoppelbar ist, und zumindest einen Ausgang aufweist, aus dem ein davon abgeleitetes Echokompensationssignal (sec1(t), sec2(t)) abgreifbar ist.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltung zur Echokompensation (30) einen ersten Echopfad (33), der zwischen einem Ausgang des Senders (15) und einem Eingang des Empfängers (17) angeordnet ist, und eine zweiten Echopfad (34), der vor einem Eingang des Digital-Analog-Wandlers (22) und einem Ausgang des Analog-Digital-Wandlers (26) angeordnet ist, aufweist.
Datenübertragungssystem nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Echopfad (34) zur Erzeugung eines Echokompensationssignals (sec2(t)) ein Verzögerungsglied (40) und ein Korrekturglied (41) aufweist, wobei der Korrekturfaktor (k) des Korrekturgliedes (41) und die Verzögerungskonstante (tau) des Verzögerungsglied (40) über ein Stellglied (36) einstellbar sind, über welches auch die Filterkoeffizienten des im ersten Echopfad (33) angeordneten FIR-Filters (32) einstellbar sind.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 16 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass im ersten Echopfad (33) ein Verzögerungsglied (40) vorgesehen ist, das die Verzögerung des Echos im Sende- und Empfangspfad (13, 14) mit berücksichtigt.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein einziger Echopfad (33) vorgesehen ist, der zwischen einem Ausgang der Schaltung zur Crestfaktor-Reduzierung (20) und dem Empfänger (17) angeordnet ist.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Echopfad (33, 34) jeweils ein FIR-Filter (32, 35) aufweist, dessen Filterkoeffizienten aus einem echokompensierten empfangenen Signal (se(t)), welches dem Empfänger (17) zugeführt wird, abgeleitet werden.
Datenübertragungssystem nach einem der Ansprüche 9 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass das Datenübertragungssystem (10) zur Datenübertragung nach einem xDSL-Standard, insbesondere nach dem ADSL-Standard, ausgelegt ist.