DE10245282B4

DE10245282B4 - Schaltungsanordnung und Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal

Info

Publication number: DE10245282B4
Application number: DE10245282A
Authority: DE
Inventors: Heinrich 81476 Schenk
Original assignee: Lantiq Deutschland GmbH
Current assignee: Intel Germany Holding GmbH
Priority date: 2002-09-27
Filing date: 2002-09-27
Publication date: 2011-07-07
Anticipated expiration: 2022-09-28
Also published as: GB2393619B; CN1497860A; US7342975B2; GB0321651D0; US20040083254A1; CN1322729C; JP3803340B2; JP2004120766A; DE10245282A1; FR2845228A1; FR2845228B1; GB2393619A

Abstract

Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a1', b1'; an', bn') aufweist, mit einer Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1), wobei der Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1) ein erster Fehlersignalvektor zugeführt wird und die Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1) den ersten Fehlersignalvektor zu mindestens einem ersten Signalvektor (an', bn'; a1', b1') addiert, um einen fehlerkorrigierten ersten Signalvektor (an*, bn*; an*-1, bn*-1; a1'', b1*) zu erzeugen; mit einer Vielzahl von ersten Multipliziererschaltungen (14, 15, 16, 17; 14-1, 15-1, 16-1, 17-1), die der Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1) vorgeschaltet ist und die den ersten Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten (Caa (n), C(n), Cbb (n), Cab (n); Caa (1,n), Cba (1,n),...

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal.
Die diskrete Multiton-Modulation (DMT) – auch Mehrträgermodulation – ist ein Modulationsverfahren, das sich insbesondere zur Übertragung von Daten über linear verzerrende Kanäle eignet. Gegenüber sogenannten Einträgerverfahren, wie beispielsweise der Amplitudenmodulation, die nur eine Trägerfrequenz aufweist, werden bei der diskreten Multiton-Modulation eine Vielzahl von Trägerfrequenzen benutzt. Ein Signal setzt sich dabei aus vielen sinusförmigen Signalen zusammen, wobei jedes einzelne Signal eine Trägerfrequenz besitzt und in der Amplitude und Phase nach der Quadraturamplituden-Modulation (QAM) moduliert ist. Man erhält somit eine Vielzahl von quadraturamplitudenmodulierten bzw. QAM-modulierten Signalen. Pro Trägerfrequenz kann dabei eine bestimmte Anzahl an Bits übertragen werden. Dabei können sich aufgrund der Flexibilität der Anpassung der Datenrate oder des Sendespektrums an den Übertragungskanal oder die Störumgebung Vorteile gegenüber Einträgerverfahren ergeben. Die diskrete Multiton-Modulation wird beispielsweise für den digitalen Rundfunk DAB (Digital Audio Broadcast) unter der Bezeichnung OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) und zur Übertragung von Daten über Telefonleitungen, wie z. B. bei der ADSL (Asymmetric Digital Subscriber Line), eingesetzt.
Bei ADSL werden mit Hilfe eines DMT-modulierten Signals Daten von einer Vermittlungsstelle an einen analog angeschlossenen Teilnehmer über das Telefonnetz übertragen. Dabei ist durch ETSI- und ANSI-Standards festgelegt, dass jede Trägerfrequenz ungefähr 4 kHz Bandbreite aufweist und höchstens bis zu 15 Bit/s/Hz transportiert. Die tatsächliche Anzahl von Bits/s/Hz kann dabei bei jeder Trägerfrequenz unterschiedlich sein, wodurch die Datenrate und das Sendespektrum an den Übertragungskanal anpassbar ist.
Ein DMT-Übertragungssystem weist einen Codierer auf, der die Bits eines seriellen digitalen Datensignals, das übertragen werden soll, zu Blöcken zusammenfasst. Je nach Stufigkeit der QAM-Modulation wird jeweils einer bestimmten Anzahl von Bits in einem Block eine komplexe Zahl zugeordnet. Durch eine komplexe Zahl wird eine Trägerfrequenz f_i = i/T mit i = 1, 2, ..., N/2 der diskreten Multiton-Modulation dargestellt, wobei alle Trägerfrequenzen f_i äquidistant verteilt sind. T ist die Zeitdauer eines Blocks. Durch eine inverse Fouriertransformation (IFT) werden die durch Signalvektoren dargestellten Trägerfrequenzen in den Zeitbereich transformiert und stellen dort unmittelbar N Abtastwerte eines zu sendenden DMT-Signals dar. Die komplexen Signalvektoren können als komplexe Amplituden von innerhalb eines Blocks auszusendenden Cosinusschwingungen (Realteil) und Sinusschwingungen (Imaginärteil) aufgefasst werden. Wählt man für N eine Zweierpotenz, dann kann für die Transformation in den Zeitbereich die inverse schnelle Fourier-Transformation (IFFT; IFFT = Inverse Fourier Transform) angewendet werden, wobei der Realisierungsaufwand stark reduziert wird.
Nach der inversen schnellen Fouriertransformation wird ein Cyclic-Prefix durchgeführt, wobei die letzten M (M < N) der Abtastwerte noch einmal an den Anfang eines Blockes gehängt werden. Einem Empfänger wird dadurch ein periodisches Signal vorgetäuscht, wenn der durch einen Übertragungskanal erzeugte Einschwingvorgang nach M Abtastwerten entsprechend einer Zeit T·M/N abgeklungen ist. Der Entzerrungsaufwand im Empfänger lässt sich durch das Cyclic-Prefix stark reduzieren, da nach der Demodulation im Empfänger nur mit der inversen Übertragungsfunktion des Übertragungskanals multipliziert werden muss, um die linearen Verzerrungen des Übertragungskanals zu beseitigen. Dazu sind für jede Trägerfrequenz eine komplexe bzw. vier reelle Multiplikationen notwendig.
Bei ADSL ist der Übertragungskanal eine Zweidrahtleitung (Kupferdoppelader). Die Zweidrahtleitung benötigt im Verhältnis zur Länge eines Blocks eine große Zeit für den Einschwingvorgang, wodurch ein relativ großer Cyclic-Prefix erforderlich ist. Andererseits soll die durch den Cyclic-Prefix benötigte zusätzliche Übertragungskapazität möglichst gering sein. Bei einer Blocklänge von N = 512 ist bei ADSL ein Cyclic-Prefix von M = 32 festgelegt. Jedoch ist nach M = 32 Werten der Einschwingvorgang der Zweidrahtleitung noch nicht abgeklungen. Dadurch treten im Empfänger Störungen auf, die durch einen Frequenzbereichsentzerrer nicht beseitigt werden können.
Solche Störungen können im Empfänger mit Hilfe besonderer Signalverarbeitungsmaßnahmen reduziert werden. Dazu wird ein Zeitbereichsentzerrer (TDEQ; TDEQ = Time Domain Equalizer) einem Demodulator vorgeschaltet. Der Zeitbereichsentzerrer ist als ein digitales Transversalfilter, dessen Koeffizienten einstellbar sind, ausgeführt. Die Funktion des Zeitbereichsentzerrers besteht in der Verkürzung des Einschwingvorgangs des Übertragungskanals bzw. der Verkürzung der Impulsantwort des Gesamtsystems, das aus einem Sender, dem Übertragungskanal und dem Zeitbereichsentzerrer besteht. Demnach muss die Anzahl der Impulsantwortwerte des digitalen Transversalfilters möglichst kleiner der Anzahl M der Abtastwerte des Cyclic-Prefix sein. Der Entwurf solcher Zeitbereichsentzerrer ist Al-Dhahir, N., Cioffi, J. M., ”Optimum Finite-Length Equalization for Multicarrier Transceivers”, IEEE Trans. on Comm., Vol. 44, No. 1, Jan. 1996 zu entnehmen. Ein Nachteil solcher Zeitbereichsentzerrer ist jedoch der hohe zusätzliche Schaltungsaufwand, der durch die hohe Anzahl an Koeffizienten (zwischen 20 bis 40 Koeffizienten), die das als Zeitbereichsentzerrer eingesetzte digitale Transversalfilter aufweist, bedingt ist. Ein weiterer Nachteil solcher Zeitbereichsentzerrer ist der hohe Rechenaufwand, der bei einer Filterlänge von 20 bis 40 Koeffizienten ungefähr 50 bis 100 Millionen Multiplikationen pro Sekunde beträgt und mit einem entsprechend hohen Schaltungsaufwand verbunden ist. Zusätzlich muss zur Adaption des digitalen Transversalfilters jeder Koeffizient eingestellt werden.
5 zeigt eine in der DE 199 01 465 C2 beschriebene Schaltungsanordnung zur empfängerseitigen Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal. Ein Seriell-Parallel-Wandler 1 empfängt digitale Abtastwerte eines mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signals IN. Der Seriell-Parallel-Wandler 1 bildet aus den zugeführten digitalen Abtastwerten Blöcke, wobei ein Block eine Vielzahl von N parallelen Signalen aufweist, die einem Demodulator 2 zugeführt werden. Dabei sollte N eine Zweierpotenz sein.
Der Demodulator 2 ist ein schneller Fourier-Transformator, der die Vielzahl von N zugeführten parallelen Signalen im Zeitbereich in eine Vielzahl von n Trägerfrequenzen f₁ – f_n im Frequenzbereich umsetzt, wobei jede Trägerfrequenz bei der diskreten Multiton-Modulation für eine Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) verwendet wird. Jede Trägerfrequenz weist einen Signalvektor a₁, b₁ bis a_n, b_n auf. Jeder Signalvektor weist zwei Elemente auf, die einen Realteil und einen Imaginärteil einer komplexen Zahl darstellen. Der Betrag und die Phase der komplexen Zahl sind der Trägerfrequenz mit QAM aufmodulierten Signal zugeordnet. Die jeweilige Trägerfrequenz wird auch als Frequenzkanal oder Kanal bezeichnet. Bei ADSL werden beispielsweise von 256 Trägerfrequenzen, die jeweils einen Frequenzabstand von 4,3125 kHz aufweisen, die Trägerfrequenzen 7 bis 250 entsprechend einem Frequenzsprektrum von 30,1875 kHz bis 1078,125 kHz für die Signalübertragung genutzt, während der darunter liegende Frequenzbereich bis 4 kHz für die Sprachübertragung verwendet wird.
Entsprechend der Vielzahl von Signalvektoren bzw. Trägerfrequenzen sind n Frequenzbereichsentzerrer 3-1, ..., 3-n (FDEQ; FDEQ = Frequency Division Equalizer) zur Entzerrung der Signalvektoren a₁, b₁ bis a_n, b_n vorgesehen. Ein Frequenzbereichsentzerrer dient zur Kanalentzerrung eines Signalvektors. Der Frequenzbereichsentzerrer multipliziert das Eingangssignal desselben mit dem jeweiligen inversen komplexen Kanalübertragungsfunktionswert. Dazu ist jeder Frequenzbereichsentzerrer an die für eine Trägerfrequenz spezifische Übertragungscharakteristik des Übertragungskanals anpassbar. Am Ausgang jedes Frequenzbereichsentzerrers 3-1, ..., 3-n liegt jeweils ein entzerrter Signalvektor a₁', b₁' bis a_n', b_n' an.
Jedem Frequenzbereichsentzerrer 3-1, ..., 3-n ist jeweils eine Entscheiderschaltung 4-1 bzw. 4-n nachgeschaltet. Eine Entscheiderschaltung entscheidet, welcher Signalzustand im Signalzustandsraum der mit QAM modulierten Trägerfrequenzen einem zugeführten Signalvektor zugeordnet wird. Ein Signalzustand entspricht einem wertdiskreten Signalvektor a₁'', b₁'' bis a_n'', b_n'', der eine wertdiskrete Amplitude und eine wertdiskrete Phase aufweist. Entscheidend für eine korrekte Zuordnung eines Signalvektors zu einem wertdiskreten Signalvektor ist ein durch die Übertragung möglichst wenig gestörter Signalvektor.
Jeder Entscheiderschaltung 4-1, ..., 4-n ist jeweils eine Decoderschaltung 5-1 bzw. 5-n nachgeschaltet. Eine Decoderschaltung decodiert aus einem zugeführten wertdiskreten Signalvektor a₁'', b₁'' bis a_n'', b_n'' die im Signalvektor enthaltenen binären Signale OUT0 bis OUTn.
Ein beliebiger entzerrter Signalvektor a₁', b₁' wird als Referenzsignalvektor benutzt. Der dem Referenzsignalvektor zugeordnete Frequenzkanal wird daher als Referenzfrequenzkanal bezeichnet. Der Referenzsignalvektor des Referenzfrequenzkanals wird von der ersten Entscheiderschaltung 4-1 in einen wertdiskreten Referenzsignalvektor a₁'', b₁'' umgesetzt. Der Referenzsignalvektor wird zur Korrektur aller übrigen Signalvektoren verwendet. Dies ist aufgrund der Abhängigkeit der einzelnen Signalvektoren untereinander möglich.
Aus dem Referenzsignalvektor wird ein Fehlersignalvektor erzeugt, der zur Korrektur aller anderen Signalvektoren benutzt wird. Der Realteil a₁' und der wertdiskrete Realteil a₁'' des Referenzsignalvektors werden dazu einer ersten Subtrahiererschaltung 6 zugeführt und voneinander subtrahiert. Am Ausgang der ersten Subtrahiererschaltung 6 liegt ein Realteil Δa₁ einer komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa₁, Δb₁ enthaltene Fehlersignal darstellt. Der Imaginärteil b₁' und der wertdiskrete Imaginärteil b₁'' des Referenzsignalvektors werden entsprechend einer zweiten Subtrahiererschaltung 7 zugeführt. Am Ausgang der zweiten Subtrahiererschaltung 7 liegt ein Imaginärteil Δb₁ der komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa₁, Δb₁ enthaltene Fehlersignal darstellt. Die Formel zur Bildung der Elemente des Fehlersignalvektors aus den Elementen des Referenzsignalvektors lautet: Δa₁ = a ' / 1 – a '' / 1 und Δb₁ = b ' / 1 – b '' / 1
Der Fehlersignalvektor Δa₁, Δb₁ wird jedoch an den zu korrierenden Signalvektor mit Hilfe von Koeffizienten angepasst und zu dem Signalvektor, der einem zu korrigierenden Frequenzkanal entspricht, zur Korrektur addiert.
Dieses Verfahren ist im folgenden am Beispiel eines beliebigen Frequenzkanals, der einem entzerrten Signalvektor a_n', b_n' entspricht, beschrieben. Es wird jeder Frequenzkanal außer dem Frequenzkanal, der den Referenzsignalvektor aufweist, korrigiert. Der Realteil Δa₁ des Fehlersignalvektors wird einer ersten Multipliziererschaltung 8 und parallel einer zweiten Multipliziererschaltung 11 zugeführt. Die erste Multipliziererschaltung 8 multipliziert den Realteil Δa₁ des Fehlersignalvektors mit einem ersten Koeffizienten C_aa ⁿ. Die zweite Multipliziererschaltung 11 multipliziert den Realteil Δa₁ des Fehlersignalvektors mit einem zweiten Koeffizienten C_ab ⁿ. Der Imaginärteil Δb₁ des Fehlersignalvektors wird einer dritten Multipliziererschaltung 9 und parallel einer vierten Multipliziererschaltung 10 zugeführt. Die dritte Multipliziererschaltung 9 multipliziert den Imaginärteil Δb₁ des Fehlersignalvektors mit einem dritten Koeffizienten C_ba ⁿ. Die vierte Multipliziererschaltung 10 multipliziert den Imaginärteil Δb₁ des Fehlersignalvektors mit einem vierten Koeffizienten C_bb ⁿ.
Die Ausgangssignale der ersten Multipliziererschaltung 8 und der dritten Multipliziererschaltung 9 werden einer ersten Addiererschaltung 12 zugeführt. Ein Realteil a_n' des entzerrten Signalvektors a_n', b_n', der am Ausgang eines Frequenzbereichsentzerrers 3-n anliegt, wird ebenfalls der ersten Addiererschaltung 12 zugeführt. Die erste Addiererschaltung 12 addiert die drei zugeführten Signale zu einem fehlerkorrigierten Realteil a_n* des Signalvektors. Die Ausgangssignale der zweiten Multipliziererschaltung 11 und der vierten Multipliziererschaltung 10 werden einer zweiten Addiererschaltung 13 zugeführt. Der zweiten Addiererschaltung 13 wird weiterhin ein Imaginärteil b_n' des entzerrten Signalvektors a_n', b_n', der am Ausgang des zweiten Frequenzbereichsentzerrers 3-n anliegt, zugeführt. Am Ausgang der zweiten Addiererschaltung 13, die die drei zugeführten Signale addiert, liegt ein fehlerkorrigierter Imaginärteil b_n* des Signalvektors an.
Das vorher beschriebene Verfahren lässt sich durch die folgenden Formeln ausdrücken: a * / n = a ' / n + C n / aa·Δa₁ + C n / ba·Δb₁ b * / n = b ' / n + C n / ab·Δa₁ + C n / bb·Δb₁
Der fehlerkorrigierte Realteil a_n* und der fehlerkorrigierte Imaginärteil b_n* des fehlerkorrigierten Signalvektors a_n*, b_n* werden einer zweiten Entscheiderschaltung 4-n zugeführt, die den fehlerkorrigierten Realteil a_n* und den fehlerkorrigierten Imaginärteil b_n* in einen wertdiskreten Realteil a_n'' bzw. in einen wertdiskreten Imaginärteil b_n'' eines wertdiskreten Signalvektors a_n'', b_n'' umsetzt. Der wertdiskrete Signalvektor an'', b_n'' wird einer Decoderschaltung 5-n zugeführt. Die Decoderschaltung 5-n decodiert aus dem zugeführten Signalvektor das Signal OUTn.
Für jeden Signalvektor außer dem Referenzsignalvektor wird bei diesem Verfahren der Fehlersignalvektor entsprechend dem zu korrigierenden Frequenzkanal gewichtet und zu dem den Frequenzkanal zugeordneten entzerrten Signalvektor addiert. Die Gewichtungskoeffizienten C_aa ⁿ, C_ba ⁿ, C_ab ⁿ und C_bb ⁿ zur Gewichtung des Fehlersignalvektors können mit einem iterativen Algorithmus zur Fehlerminimierung, wie beispielsweise dem Mean-Square-Error-Algorithmus (MSE-Algorithmus), schrittweise eingestellt werden. C n / aa(k) = C n / aa(k – 1) – g·Δa₁(k)·Δa_n(k) C n / bb(k) = C n / bb(k – 1) – g· Δb₁(k)·Δb_n(k) C n / ab(k) = C n / ab(k – 1) – g·Δa₁(k)·Δb_n(k) C n / ba(k) = C n / ba(k – 1) – g·Δb₁(k)·Δa_n(k) (1)
k bezeichnet einen diskreten Zeitpunkt und g gibt eine Stellgröße an. Zur Berechnung der Gewichtungskoeffizienten C_aa ⁿ, C_ba ⁿ, C_ab ⁿ und C_bb ⁿ entsprechend den Gleichungen (1) wird sowohl der Fehlersignalvektor Δa₁, Δb₁ des Referenzsignalvektors als auch ein Fehlersignalvektor Δa_n, Δb_n des zu korrigierenden n-ten Kanals benötigt. Der Fehlersignalvektor Δa_n, Δb_n des zu korrigierenden n-ten Kanals wird dabei entsprechend dem Fehlersignalvektor des Referenzfrequenzkanals gebildet.
Wenn ein Signalvektor nur im unteren Frequenzbereich entstört werden soll, reicht ein vereinfachter Algorithmus mit symmetrischen Gewichtungskoeffizienten C_aa ⁿ, C_ba ⁿ, C_ab ⁿ und C_bb ⁿ aus. Dies kann beispielsweise bei einem Einsatz eines dem Demodulator 2 und dem Seriell-Parallel-Wandler 1 vorgeschalteten Zeitbereichsentzerrers der Fall sein. Die Anforderungen an den Zeitbereichsentzerrer sind dann geringer als die Anforderungen an einen Zeitbereichsentzerrer ohne Störkompensation.
Die Gewichtungskoeffizienten C_aa ⁿ, C_ba ⁿ, C_ab ⁿ und C_bb ⁿ berechnen sich in diesem Fall wie folgt: C n / bb(k) = C n / aa(k – 1) C n / ba(k) = –C n / ab(k – 1) (2a)
Durch die Symmetrie der Gewichtungskoeffizienten verringert sich vorteilhafterweise der benötigte Speicherplatz zur Speicherung der Gewichtungskoeffizienten. In diesem Fall lautet der Algorithmus zur Einstellung wie folgt: C n / aa(k) = C n / aa(k – 1) – g·(Δa₁(k)·Δa_n(k) + Δb₁(k)·Δb_n(k)) C n / ab(k) = C n / ab(k – 1) – g·(Δa₁(k)·Δb_n(k) – Δb₁(k)·Δa_n(k)) (2b)
Die Stellgröße g wird zur Vereinfachung der Multiplikation als Zweierpotenz 2^–μ gewählt. Dadurch kann für die Multiplikation mit der Stellgröße ein einfaches Schieberegister verwendet werden. Eine weitere Vereinfachung kann dadurch erreicht werden, dass für den Realteil Δa_i und den Imaginärteil Δb_i eines Fehlersignalvektors lediglich das Vorzeichen benutzt wird (dies gilt auch für den vereinfachten Algorithmus nach den Gleichungen (2b)). Somit reduzieren sich die Multiplikationen innerhalb der Klammern der Gleichungen (2b) auf eine Einbit-Operation.
Ein Vorteil dieses Verfahrens besteht in dem geringeren Realisierungsaufwand, da die Kompensation im Block-Takt des FFT-Demodulators und nicht im Takt der Abtastfrequenz durchgeführt werden muss und andererseits eine einfache Einstellmöglichkeit der Koeffizienten gegeben ist.
Eine genaue Analyse des oben unter Bezugnahme auf 5 beschriebenen Kompensationsverfahrens zeigt jedoch, dass eine vollständige Auslöschung des durch den Einschwingvorgang des Übertragungskanals verursachten Fehlers mit Hilfe eines Referenzfrequenzkanals nur unter den folgenden Bedingungen möglich ist:

1) Der Einschwingvorgang muss nach einem Block des FFT-Demodulators abgeklungen sein; und
2) Der Übertragungskanal einschließlich Sende- und Empfangsfilter muss durch eine Übertragungsfunktion zweiter Ordnung beschreibbar sein bzw. der Einschwingvorgang muss durch eine lineare Differenzialgleichung zweiter Ordnung mit konstanten Koeffizienten beschreibbar sein.

Da die erste Bedingung zwar üblicherweise erfüllt ist, aber die zweite Bedingung üblicherweise nicht erfüllt ist, kann mit der Schaltungsanordnung von 5 der durch den Einschwingvorgang verursachte Fehler auch nicht vollständig beseitigt werden. Es verbleibt ein Restfehler. Ein Nachteil der Schaltungsanordnung von 5 besteht daher darin, dass bei Systemen mit ungünstigem Einschwingverhalten möglicherweise eine Kompensation des Einschwingvorgangs nicht mit der notwendigen Genauigkeit möglich ist, so dass in diesen Fällen das oben beschriebene Verfahren und die oben beschriebene Schaltungsanordnung nur bedingt einsetzbar sind.
Ein weiterer Nachteil der Schaltungsanordnung von 5 besteht darin, dass der Frequenzkanal des Referenzsignalvektors, d. h. der Referenzfrequenzkanal, nicht vollständig für die Datenübertragung genutzt werden kann, da dieser nicht kompensiert wird. Außerdem kann eine durch den Referenzfrequenzkanal verursachte Fehlentscheidung zu einer Fehlervervielfachung innerhalb des betrachteten FFT-Blockes führen.
Ein weiterer Nachteil der Schaltungsanordnung von 5 besteht darin, das diese schaltungstechnisch sehr aufwendig ist.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal und eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens zu schaffen, die einfach sind und eine effiziente und fehlerfreie Datenübertragung ermöglichen.
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal nach Patentanspruch 1 oder 10 und durch ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal nach Patentanspruch 13 oder 21 gelöst.
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor aufweist, mit einer Vielzahl von ersten Addiererschaltungen, wobei der Vielzahl von ersten Addiererschaltungen ein erster Fehlersignalvektor zugeführt wird und die Vielzahl von ersten Addiererschaltungen den ersten Fehlersignalvektor zu mindestens einem ersten Signalvektor addiert, um einen fehlerkorrigierten ersten Signalvektor zu erzeugen; und einer Vielzahl von ersten Multipliziererschaltungen, die der Vielzahl von ersten Addiererschaltungen vorgeschaltet ist und die den ersten Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten multipliziert; und mindestens einer weiteren Vielzahl von ersten Addiererschaltungen, die der Vielzahl von ersten Addiererschaltungen nachgeschaltet ist, wobei der mindestens einen weiteren Vielzahl von ersten Addiererschaltungen jeweils ein weiterer Fehlersignalvektor zugeführt wird, und wobei die mindestens eine weitere Vielzahl von ersten den jeweiligen weiteren Fehlersignalvektor zu dem mindestens einen Signalvektor addiert, um einen fortschreitend fehlerkorrigierten Signalvektor zu erzeugen; und mindestens einer weiteren Vielzahl von ersten Multipliziererschaltungen, die der mindestens einen weiteren Vielzahl von ersten Addiererschaltungen vorgeschaltet ist und die den jeweiligen weiteren Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten multipliziert, wobei der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor einer Trägerfrequenz ist, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
In den Unteransprüchen finden sich vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen der in Anspruch 1 oder 10 angegebenen Schaltungsanordnung und des in Anspruch 13 oder 21 angegebenen Verfahrens.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor einer Trägerfrequenz, die im Frequenzbereich benachbart zu einer Trägerfrequenz liegt, die zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor einer Trägerfrequenz, die im Frequenzbereich einer Trägerfrequenz, die zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird, unmittelbar vorhergeht.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist der jeweils weitere Fehlersignalvektor ein Signalvektor einer Trägerfrequenz, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung ist der jeweils weitere Fehlersignalvektor jeweils eine zeitlich vorhergehende Version eines bestimmten Fehlersignalvektors.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung umfasst die Schaltungsanordnung ferner mindestens eine Pufferschaltung zur Speicherung einer zeitlich vorhergehenden Version eines Fehlersignalvektors.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung umfasst die Schaltungsanordnung ferner eine Entscheiderschaltung, die den fehlerkorrigierten ersten Signalvektor in einen wertdiskreten ersten Signalvektor abbildet; und eine Subtrahiererschaltung zur Bildung eines zweiten Fehlersignalvektors, die den ersten Signalvektor und den wertdiskreten ersten Signalvektor voneinander subtrahiert, wobei der zweite Fehlersignalvektor verwendet wird, um einen fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor eines zweiten Signalvektors einer unmittelbar zu der Trägerfrequenz des ersten Signalvektors benachbarten Trägerfrequenz zu erzeugen.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung umfasst die Schaltungsanordnung ferner eine Vielzahl von zweiten Addiererschaltungen, wobei der Vielzahl von zweiten Addiererschaltungen der zweite Fehlersignalvektor zugeführt wird und die Vielzahl von zweiten Addiererschaltungen den zweiten Fehlersignalvektor zu dem zweiten Signalvektor addiert, um den fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor zu erzeugen; und eine Vielzahl von zweiten Multipliziererschaltungen, die der Vielzahl von zweiten Addiererschaltungen vorgeschaltet ist und die den zweiten Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten multipliziert.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnung umfasst die Schaltungsanordnung ferner eine weitere Entscheiderschaltung, die den fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor in einen wertdiskreten zweiten Signalvektor abbildet; und eine weitere Subtrahiererschaltung zur Bildung eines dritten Fehlersignalvektors, die den zweiten Signalvektor und den wertdiskreten zweiten Signalvektor voneinander subtrahiert, wobei der dritte Fehlersignalvektor verwendet wird, um einen fehlerkorrigierten dritten Signalvektor eines dritten Signalvektors einer unmittelbar zu der Trägerfrequenz des zweiten Signalvektors benachbarten Trägerfrequenz zu erzeugen.
Die Erfindung betrifft ferner eine Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor aufweist, mit Entscheiderschaltungen denen jeweils ein Referenzsignalvektor zugeführt wird, die den jeweiligen Referenzsignalvektor in einen jeweiligen wertdiskreten Referenzsignalvektor abbilden; Subtrahiererschaltungen zur Bildung eines jeweiligen Fehlersignalvektors, die den jeweiligen Referenzsignalvektor und den jeweiligen wertdiskreten Referenzsignalvektor voneinander subtrahieren; Gruppen von ersten Addiererschaltungen, wobei jeder Gruppe von ersten Addiererschaltungen jeweils ein Fehlersignalvektor zugeführt wird und die Gruppen von ersten Addiererschaltungen den jeweiligen Fehlersignalvektor zu mindestens einem Signalvektor addieren, um einen fortschreitend fehlerkorrigierten Signalvektor zu erzeugen; und Gruppen von ersten Multipliziererschaltungen, die jeweils einer Gruppe von ersten Addiererschaltungen vorgeschaltet sind und die den jeweiligen Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten multiplizieren.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnungen sind die einstellbaren Koeffizienten durch eine Stellgröße einstellbar.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Schaltungsanordnungen ist für die Stellgröße eine Zweierpotenz gewählt.
Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor aufweist, mit den Schritten des Multiplizierens von mindestens einem Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten; und des Addierens des mit den einstellbaren Koeffizienten multiplizierten mindestens einen Fehlersignalvektors zu mindestens einem Signalvektor, um einen fehlerkorrigierten Signalvektor zu erzeugen; und des Multiplizierens eines jeweiligen weiteren Fehlersignalvektors mit einstellbaren Koeffizienten; und des Addierens des jeweiligen mit den einstellbaren Koeffizienten multiplizierten weiteren Fehlersignalvektors zu dem mindestens einen Signalvektor, um einen fortschreitend fehlerkorrigierten Signalvektor zu erzeugen, wobei der mindestens eine Fehlersignalvektor ein Signalvektor einer Trägerfrequenz ist, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Gemäß einer bevorzugten Weiterbildung des Verfahrens ist der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor einer Trägerfrequenz, die im Frequenzbereich benachbart zu einer Trägerfrequenz liegt, die zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Verfahrens ist der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor einer Trägerfrequenz, die im Frequenzbereich einer Trägerfrequenz, die zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird, unmittelbar vorhergeht.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Verfahrens ist der jeweils weitere Fehlersignalvektor jeweils ein Signalvektor einer Trägerfrequenz, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Verfahrens ist der jeweils weitere Fehlersignalvektor jeweils eine zeitlich vorhergehende Version eines bestimmten Fehlersignalvektors.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Verfahrens umfasst das Verfahren ferner die Schritte des Abbildens des fehlerkorrigierten ersten Signalvektors in einen wertdiskreten ersten Signalvektor; und des Subtrahierens des ersten Signalvektors und des wertdiskreten ersten Signalvektors voneinander zur Bildung eines zweiten Fehlersignalvektors, wobei der zweite Fehlersignalvektor verwendet wird, um einen fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor eines zweiten Signalvektors einer unmittelbar zu der Trägerfrequenz des ersten Signalvektors benachbarten Trägerfrequenz zu erzeugen.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Verfahrens umfasst das Verfahren ferner die Schritte des Multiplizierens des zweiten Fehlersignalvektors mit einstellbaren Koeffizienten; und des Addierens des mit den einstellbaren Koeffizienten multiplizierten zweiten Fehlersignalvektors zu dem zweiten Signalvektor, um den fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor zu erzeugen.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung des Verfahrens umfasst das Verfahren ferner die Schritte des Abbildens des fehlerkorrigierten zweiten Signalvektors in einen wertdiskreten zweiten Signalvektor; und des Subtrahierens des zweiten Signalvektors und des wertdiskreten zweiten Signalvektors voneinander zur Bildung eines dritten Fehlersignalvektors, wobei der dritte Fehlersignalvektor verwendet wird, um einen fehlerkorrigierten dritten Signalvektor eines dritten Signalvektors einer unmittelbar zu der Trägerfrequenz des zweiten Signalvektors benachbarten Trägerfrequenz zu erzeugen.
Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor aufweist, mit den Schritten des Abbildens eines jeweiligen Referenzsignalvektors in einen jeweiligen wertdiskreten Referenzsignalvektor; des Subtrahierens des jeweiligen Referenzsignalvektors und des jeweiligen wertdiskreten Referenzsignalvektors voneinander zur Bildung eines jeweiligen Fehlersignalvektors; des Multiplizierens des jeweiligen Fehlersignalvektors mit einstellbaren Koeffizienten; des Multiplizierens eines jeweiligen weiteren Fehlersignalvektors mit einstellbaren Koeffizienten; des Addierens des jeweiligen mit den einstellbaren Koeffizienten multiplizierten Fehlersignalvektors zu mindestens einem Signalvektor; und des Addierens des jeweiligen mit den einstellbaren Koeffizienten multiplizierten weiteren Fehlersignalvektors zu dem mindestens einen Signalvektor, um einen fortschreitend fehlerkorrigierten Signalvektor zu erzeugen.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Verfahren sind die einstellbaren Koeffizienten durch eine Stellgröße einstellbar.
Gemäß einer weiteren bevorzugten Weiterbildung der Verfahren ist für die Stellgröße eine Zweierpotenz gewählt wird.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass der Realisierungsaufwand der beschriebenen Schaltungsanordnungen und des beschriebenen Verfahrens gemessen in Anzahl der Multiplikationen je Sekunde für die Korrektur sowie für die adaptive Einstellung erheblich geringer als bei den derzeit verwendeten Verfahren und Schaltungsanordnungen ist.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass mit den hier beschriebenen Schaltungsanordnungen eine Verringerung des durch das Einschwingen einer Übertragungsstrecke (Sende- und Empfangsfilter sowie Übertragungskanal) verursachten Restfehlers der Ausgangssignale auf ein vorgegebenes Maß immer möglich ist. Je nach Eigenschaften der Übertragungsstrecke kann eine Schaltungsanordnung gewählt werden, mit der ein hinreichend kleiner Restfehler erzielt werden kann.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass durch die Verwendung von Fehlersignalvektoren mit Trägerfrequenzen, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet werden, auf den Einsatz von sonst notwendigen Entscheiderschaltungen und Subtrahierschaltungen zum Erzeugen von Fehlersignalvektoren aus Referenzsignalvektoren mit Trägerfrequenzen, die zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet werden, verzichtet werden kann. Die Schaltungsanordnung wird dadurch erheblich vereinfacht und der Aufwand für deren Herstellung erheblich reduziert.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
1 ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal gemäß der vorliegenden Erfindung;
2 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung;
3 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung;
4 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung; und
5 eine bekannte Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation erzeugten Signal.
Bei der Teilnehmeranschlusstechnik, wie z. B. ADSL, werden nicht alle für die FFT-Demodulation verwendeten Frequenzkanäle auch tatsächlich für die Datenübertragung genutzt. Um über die gleiche Leitung gleichzeitig zu dem digitalen Datensignal auch noch ein analoges Sprachsignal übertragen zu können, bleiben bei ADSL die ersten fünf bis sechs Frequenzkanäle ungenutzt. Da andererseits für die Kompensation des Einschwingvorgangs der Signalvektor von prinzipiell jedem beliebigen Frequenzkanal als Referenzsignalvektor herangezogen werden kann, kann somit auch der Signalvektor eines nicht für die Datenübertragung genutzten Frequenzkanals herangezogen werden. In diesem Fall braucht der Fehlersignalvektor auch nicht mit Hilfe einer Entscheiderschaltung erzeugt zu werden. Der Signalvektor am Ausgang eines FFT-Demodulators für den für die Datenübertragung nicht genutzten Referenzfrequenzkanal kann unmittelbar zur Kompensation des Fehleranteils bedingt durch den Einschwingvorgang verwendet werden.
1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung. Die Schaltungsanordnung weist einen Demodulator 2 auf, dem Blöcke, die aus einer Vielzahl von N parallelen Signalen bestehen, durch einen Seriell-Parallel-Wandler (nicht gezeigt) zugeführt werden. Der Demodulator 2 ist vorzugsweise ein schneller Fourier-Transformator, der die Vielzahl von N zugeführten parallelen Signalen im Zeitbereich in eine Vielzahl von n Trägerfrequenzen f₁ – f_n im Frequenzbereich umsetzt, wobei jede Trägerfrequenz bei der diskreten Multiton-Modulation für eine Quadratur-Amplituden-Modulation (QAM) verwendet wird. Jede Trägerfrequenz weist einen Signalvektor auf, wobei hier lediglich der Signalvektor a_n, b_n für den n-ten Frequenzkanal gezeigt ist, der hier ein für die Datenübertragung verwendeter Frequenzkanal bzw. Nutzfrequenzkanal ist. Jeder Signalvektor weist 2 Elemente auf, die einen Realteil und einen Imaginärteil einer komplexen Zahl darstellen. Der Betrag und die Phase der komplexen Zahl sind der Trägerfrequenz mit QAM aufmodulierten Signal zugeordnet.
Folgend dem Demodulator 2 ist für jeden Frequenzkanal ein Frequenzbereichsentzerrer angeordnet. Hier ist lediglich der Frequenzbereichsentzerrer 3-n für den n-ten Frequenzkanal gezeigt, der den Signalvektor a_n, b_n entzerrt und daraus einen entzerrten Signalvektor a_n', b_n' erzeugt.
Bei der in 1 gezeigten Schaltungsanordnung wird ein Signalvektor eines Frequenzkanals, der nicht zur Datenübertragung verwendet wird, als Referenzsignalvektor a_r, b_r verwendet und zur Korrektur aller übrigen entzerrten Signalvektoren verwendet. Der Referenzsignalvektor a_r, b_r wird an den zu korrigierenden Signalvektor mit Hilfe von Koeffizienten angepasst und zu diesem Signalvektor zur Korrektur addiert. In 1 ist dies am Beispiel des n-ten Frequenzkanals beschrieben. Es wird jeder Frequenzkanal außer dem Frequenzkanal, der den Referenzsignalvektor aufweist, korrigiert. Zur Korrektur des entzerrten Signalvektors a_n', b_n' wird der Realteil a_r des Referenzsignalvektors einer ersten Multipliziererschaltung 14 und parallel einer zweiten Multipliziererschaltung 15 zugeführt. Die erste Multipliziererschaltung 14 multipliziert den Realteil a_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r mit einem ersten Koeffizienten C_aa ⁽ⁿ⁾. Die zweite Multipliziererschaltung 15 multipliziert den Realteil a_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r mit einem zweiten Koeffizienten C_ab ⁽ⁿ⁾. Der Imaginärteil b_r des Referenzsignalvektors wird einer dritten Multipliziererschaltung 16 und parallel einer vierten Multipliziererschaltung 17 zugeführt. Die dritte Multipliziererschaltung 16 multipliziert den Imaginärteil b_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r mit einem dritten Koeffizienten C_ba ⁽ⁿ⁾. Die vierte Multipliziererschaltung 17 multipliziert den Imaginärteil b_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r mit einem weiteren Koeffizienten C_bb ⁽ⁿ⁾.
Die Ausgangssignale der ersten Multipliziererschaltung 14 und der dritten Multipliziererschaltung 16 werden einer ersten Addiererschaltung 18 zugeführt. Der Realteil a_n' des entzerrten Signalvektors, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-n anliegt, wird ebenfalls der ersten Addiererschaltung 18 zugeführt. Die erste Addiererschaltung 18 addiert die drei zugeführten Signale zu einem fehlerkorrigierten Realteil a_n* eines fehlerkorrigierten Signalvektors. Die Ausgangssignale der zweiten Multipliziererschaltung 15 und der vierten Multipliziererschaltung 17 werden einer zweiten Addiererschaltung 19 zugeführt. Der zweiten Addiererschaltung 19 wird ferner ein Imaginärteil b_n' des entzerrten Signalvektors, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-n anliegt, zugeführt. Am Ausgang der zweiten Addiererschaltung 19, die die drei zugeführten Signale addiert, liegt ein fehlerkorrigierter Imaginärteil b_n* des fehlerkorrigierten Signalvektors an. Der fehlerkorrigierte Realteil a_n* und der fehlerkorrigierte Imaginärteil b_n* des fehlerkorrigierten Signalvektors werden dann einer Decoderschaltung (nicht gezeigt) zugeführt.
Eine genaue Analyse zeigt, dass für ein Übertragungssystem, das mit einer Übertragungsfunktion n-ter Ordnung exakt beschrieben werden kann und dessen Einschwingvorgang nach einem Block des FFT-Demodulators vollständig abgeklungen ist, für die Kompensation des Einschwingvorgangs genau n/2 Referenzfrequenzkanäle erforderlich sind. Bei einer Übertragungsfunktion 2-ter Ordnung (n = 2) ist daher ein Referenzfrequenzkanal notwendig, bei einer Übertragungsfunktion 4-ter Ordnung (n = 4) sind zwei Referenzfrequenzkanäle und bei einer Übertragungsfunktion 6-ter Ordnung (n = 6) sind drei Referenzfrequenzkanäle notwendig u. s. w. Durch Erhöhung der Anzahl der Referenzfrequenzkanäle kann somit bei einem realen Übertragungssystem der verbleibende durch den Einschwingvorgang des Übertragungskanals verursachte Restfehler weiter reduziert werden.
2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung. Bei der gezeigten Schaltungsanordnung werden anstatt eines Referenzfrequenzkanals m Referenzfrequenzkanäle für die Korrektur eines beliebigen n-ten Frequenzkanals verwendet, wobei keiner der Referenzfrequenzkanäle für die Datenübertragung verwendet wird. Die durch den Demodulator 2 erzeugten Trägerfrequenzen der Referenzfrequenzkanäle weisen Referenzsignalvektoren a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr auf. Wie bei dem Ausführungsbeispiel von 1 werden die m Realteile a_1r bis a_mr der jeweiligen Referenzsignalvektoren a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr jeweils einer ersten Multipliziererschaltung 14-1 bis 14-m und jeweils einer zweiten Multipliziererschaltung 15-1 bis 15-m zugeführt. Jede erste Multipliziererschaltung 14-1 bis 14-m multipliziert den Realteil a_1r bis a_mr des jeweiligen Referenzsignalvektors mit einem jeweiligen zugeordneten ersten Koeffizienten C_aa ^(1,n) bis C_aa ^(m,n), und jede zweite Multipliziererschaltung 15-1 bis 15-m multipliziert den Imaginärteil b_1r bis b_mr des jeweiligen Referenzsignalvektors mit einem jeweiligen zugeordneten zweiten Koeffizienten C_ab ^(1,n) bis C_ab ^(m,n). Die m Imaginärteile b_1r bis b_mr der jeweiligen Referenzsignalvektoren a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr werden jeweils einer dritten Multipliziererschaltung 16-1 bis 16-m und jeweils einer vierten Multipliziererschaltung 17-1 bis 17-m zugeführt. Jede dritte Multipliziererschaltung 16-1 bis 16-m multipliziert den Imaginärteil b_1r bis b_mr des jeweiligen Referenzsignalvektors mit einem jeweiligen zugeordneten dritten Koeffizienten C_ba ^(1,n) bis C_ba ^(m,n), und jede vierte Multipliziererschaltung 17-n bis 17-m multipliziert den Imaginärteil b_1r bis b_mr des jeweiligen Referenzsignalvektors mit einem jeweiligen zugeordneten vierten Koeffizienten C_bb ^(1,n) bis C_bb ^(m,n)
Die Ausgangssignale der jeweiligen ersten Multipliziererschaltung 14-1 bis 14-m und der jeweiligen dritten Multipliziererschaltung 16-1 bis 16-m werden einer jeweiligen ersten Addiererschaltung 18-1 bis 18-m zugeführt. Ausgehend von dem Realteil a_n' des entzerrten Signalvektors des n-ten Nutzfrequenzkanals, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-n anliegt und der Addiererschaltung 18-1 der ersten Addiererschaltungen 18-1 bis 18-m zugeführt wird, wird an jedem Ausgang einer ersten Addiererschaltung 18-1 bis 18-m ein fortschreitend fehlerkorrigierter Realteil a_n* – 1 bis einschließlich a_n* – m des Signalvektors geliefert.
Die Ausgangssignale der jeweiligen zweiten Multipliziererschaltungen 15-1 bis 15-m und der jeweiligen vierten Multipliziererschaltung 17-1 bis 17-m werden einer jeweiligen zweiten Addiererschaltung 19-1 bis 19-m zugeführt. Ausgehend von dem Imaginärteil b_n' des entzerrten Signalvektors des n-ten Nutzkanals, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-n anliegt und der Addiererschaltung 19-1 der zweiten Addiererschaltungen 19-1 bis 19-m zugeführt wird, wird an jedem Ausgang einer zweiten Addiererschaltung 19-1 bis 19-m ein fortschreitend fehlerkorrigierter Imaginärteil b_n* – 1 bis b_n* – m des Signalvektors geliefert.
Alternativ zu diesem in 2 gezeigten Ausführungsbeispiel lassen sich auch Referenzfrequenzkanäle verwenden, die gleichzeitig für die Datenübertragung genutzt werden. In diesem Fall müssen die entsprechenden Fehlersignale mit Hilfe einer Entscheiderschaltung erzeugt werden.
Wie weiter oben bereits erwähnt, hängt der verbleibende Restfehler neben dem Einschwingverhalten auch von der Wahl des Referenzfrequenzkanals ab. Eine weitere genauere Analyse zeigt, dass sich der Restfehler bei der Kompensation des Einschwingvorgangs eines beliebigen Frequenzkanals verringert, wenn zur Kompensation ein Referenzfrequenzkanal herangezogen wird, dessen Frequenzabstand möglichst klein zu diesem beliebigen Frequenzkanal ist. In diesem Sinne ist es günstig, wenn zur Kompensation des Einschwinganteils eines Nutzfrequenzkanals als Referenzfrequenzkanal immer ein benachbarter Frequenzkanal verwendet wird.
3 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung. Folgend einem Demodulator 2 sind Frequenzbereichsentzerrer 3-1, 3-2, 3-3 ... angeordnet, die die Signalvektoren a₁, b₁; a₂, b₂; a₃, b₃ ... von Nutzfrequenzkanälen entzerren. Es sind lediglich beispielsweise drei Signalvektoren und Frequenzbereichsentzerrer gezeigt, es kann jedoch eine beliebige Anzahl von Signalvektoren bzw. Nutzfrequenzkanälen verarbeitet werden. Wie in 3 zu sehen ist, wird zur Kompensation bzw. Korrektur eines ersten Nutzfrequenzkanals mit den Signalvektoren a₁, b₁ ein vorhergehender nicht zur Datenübertragung benutzter Frequenzkanal verwendet. Dieser als Referenzfrequenzkanal verwendete Frequenzkanal weist einen Signalvektor a_r, b_r auf und die Fehlerwerte desselben können unmittelbar am Ausgang des Demodulators 2 abgegriffen werden. Der Realteil a_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r wird einer Multipliziererschaltung 14 und parallel einer Multipliziererschaltung 15 zugeführt. Die Multipliziererschaltung 14 multipliziert den Realteil a_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r mit einem Koeffizienten C_aa ⁽¹⁾. Die Multipliziererschaltung 15 multipliziert den Realteil a_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r mit einem Koeffizienten C_ab ⁽¹⁾. Der Imaginärteil b_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r wird einer Multipliziererschaltung 16 und parallel einer Multipliziererschaltung 17 zugeführt. Die Multipliziererschaltung 16 multipliziert den Imaginärteil b_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r mit einem Koeffizienten C_ba ⁽¹⁾, und die Multipliziererschaltung 17 multipliziert den Imaginärteil b_r des Referenzsignalvektors a_r, b_r mit einem Koeffizienten C_bb ⁽¹⁾.
Ausgangssignale der Multipliziererschaltung 14 und der Multipliziererschaltung 16 werden einer Addiererschaltung 18 zugeführt. Ein Realteil a₁' des entzerrten Signalvektors des ersten Nutzfrequenzkanals, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-1 anliegt, wird ebenfalls der Addiererschaltung 18 zugeführt. Die Addiererschaltung 18 addiert die drei zugeführten Signale zu einem fehlerkorrigierten Realteil a₁* eines fehlerkorrigierten Signalvektors. Ausgangssignale der Multipliziererschaltung 15 und der Multipliziererschaltung 17 werden einer Addiererschaltung 19 zugeführt. Ein Imaginärteil b₁' des Signalvektors des Nutzfrequenzkanals, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-1 anliegt, wird ebenfalls der Addiererschaltung 19 zugeführt. Die Addiererschaltung 19 addiert die drei zugeführten Signale zu einem fehlerkorrigierten Imaginärteil b₁* des fehlerkorrigierten Signalvektors. Der fehlerkorrigierte Signalvektor a₁*, b₁* wird dann durch eine erste Entscheiderschaltung 4-1 in einen wertdiskreten Signalvektor a₁'', b₁'' umgesetzt.
Der erste Nutzfrequenzkanal mit dem wertdiskreten Signalvektor a₁'', b₁'' wird dann als Referenzfrequenzkanal für die Korrektur eines zweiten benachbarten Nutzfrequenzkanals verwendet. Der zweite Nutzfrequenzkanal weist einen Signalvektor a₂, b₂ auf. Aus dem wertdiskreten Signalvektor a₁'', b₁'' und dem entzerrten Signalvektor a₁', b₁' wird ein Fehlersignalvektor erzeugt, der zur Korrektur des entzerrten Signalvektors a₂', b₂' des zweiten Nutzfrequenzkanals verwendet wird. Der Realteil a₁' des entzerrten Signalvektors a₁', b₁' und der wertdiskrete Realteil a₁'' des Signalvektors werden dazu einer ersten Subtrahiererschaltung 6-1 zugeführt und voneinander subtrahiert. An einem Ausgang der ersten Subtrahiererschaltung 6-1 liegt ein Realteil Δa₁ einer komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa₁, Δb₁ enthaltene Fehlersignal darstellt. Der Imaginärteil b₁' des entzerrten Signalvektors a₁', b₁' und der wertdiskrete Imaginärteil b₁'' des Signalvektors werden entsprechend einer zweiten Subtrahiererschaltung 7-1 zugeführt. An einem Ausgang der zweiten Subtrahiererschaltung 7-1 liegt ein Imaginärteil Δb₁ der komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa₁, Δb₁ enthaltene Fehlersignal darstellt. Der Realteil Δa₁ des Fehlersignalvektors wird einer Multipliziererschaltung 8-1 und parallel einer Multipliziererschaltung 11-1 zugeführt. Die Multipliziererschaltung 8-1 multipliziert den Realteil Δa₁ des Fehlersignalvektors mit einem Koeffizienten C_aa ⁽²⁾. Die Multipliziererschaltung 11-1 multipliziert den Realteil Δa₁ des Fehlersignalvektors mit einem Koeffizienten C_ab ⁽²⁾. Der Imaginärteil Δb₁ des Fehlersignalvektors wird einer Multipliziererschaltung 9-1 und parallel einer Multipliziererschaltung 10-1 zugeführt. Die Multipliziererschaltung 9-1 multipliziert den Imaginärteil Δb₁ des Fehlersignalvektors mit einem Koeffizienten C_ba ⁽²⁾. Die Multipliziererschaltung 10-1 multipliziert den Imaginärteil Δb₁ des Fehlersignalvektors mit einem Koeffizienten C_bb ⁽²⁾.
Ausgangssignale der Multipliziererschaltung 8-1 und der Multipliziererschaltung 9-1 werden einer Addiererschaltung 12-1 zugeführt. Der Realteil a₂' des entzerrten Signalvektors des zweiten Nutzfrequenzkanals, der an einem Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-2 anliegt, wird ebenfalls der Addiererschaltung 12-1 zugeführt. Die Addiererschaltung 12-1 addiert die drei zugeführten Signale zu einem fehlerkorrigierten Realteil a₂* des fehlerkorrigierten Signalvektors. Ausgangssignale der Multipliziererschaltung 11-1 und der Multipliziererschaltung 10-1 werden einer Addiererschaltung 13-1 zugeführt. Der Addiererschaltung 13-1 wird weiterhin ein Imaginärteil b₂' des entzerrten Signalvektors des zweiten Nutzfrequenzkanals, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-2 anliegt, zugeführt. An einem Ausgang der Addiererschaltung 13-1, die die drei zugeführten Signale addiert, liegt ein fehlerkorrigierter Imaginärteil b₂* des fehlerkorrigierten Signalvektors an. Der fehlerkorrigierte Signalvektor a₂*, b₂* wird dann durch eine Entscheiderschaltung 4-2 in einen wertdiskreten Signalvektor a₂'', b₂'' umgesetzt.
Der zweite Nutzkanal mit dem wertdiskreten Signalvektor a₂'', b₂'' wird nun als Referenzfrequenzkanal für die Korrektur eines benachbarten dritten Nutzfrequenzkanals verwendet. Der dritte Nutzfrequenzkanal weist einen Signalvektor a₃, b₃ auf. Aus dem wertdiskreten Signalvektor a₂'', b₂'' und dem entzerrten Signalvektor a₂', b₂' des zweiten Nutzfrequenzkanals wird ein Fehlersignalvektor erzeugt, der zur Korrektur des Signalvektors des dritten Nutzfrequenzkanals verwendet wird.
Der Realteil a₂' des entzerrten Signalvektors a₂', b₂' und der wertdiskrete Realteil a₂'' des Signalvektors werden dazu einer Subtrahiererschaltung 6-2 zugeführt und voneinander subtrahiert. An einem Ausgang der Subtrahiererschaltung 6-2 liegt ein Realteil Δa₂ einer komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa₂, Δb₂ enthaltene Fehlersignal darstellt. Der Imaginärteil b₂' des entzerrten Signalvektors a₂', b₂' und der wertdiskrete Imaginärteil b₂'' des Signalvektors werden entsprechend einer zweiten Subtrahiererschaltung 7-2 zugeführt. Am Ausgang der zweiten Subtrahiererschaltung 7-2 liegt ein Imaginärteil Δb₂ der komplexen Zahl an, die das im Fehlersignalvektor Δa₂, Δb₂ enthaltene Fehlersignal darstellt. Der Realteil Δa₂ des Fehlersignalvektors wird einer Multipliziererschaltung 8-2 und parallel eine Multipliziererschaltung 11-2 zugeführt. Die Multipliziererschaltung 8-2 multipliziert den Realteil Δa₂ des Fehlersignalvektors mit einem Koeffizienten C_aa ⁽³⁾. Die Multipliziererschaltung 11-2 multipliziert den Realteil Δa₂ des Fehlersignalvektors mit einem Koeffizienten C_ab ⁽³⁾. Der Imaginärteil Δb₂ des Fehlersignalvektors wird einer Multipliziererschaltung 11-2 und parallel einer Multipliziererschaltung 10-2 zugeführt. Die Multipliziererschaltung 11-2 multipliziert den Imaginärteil Δb₂ des Fehlersignalvektors mit einem Koeffizienten C_ba ⁽³⁾. Die Multipliziererschaltung 10-2 multipliziert den Imaginärteil Δb₂ des Fehlersignalvektors mit einem Koeffizienten C_bb ⁽³⁾.
Ausgangssignale der Multipliziererschaltung 8-2 und der Multipliziererschaltung 9-2 werden einer Addiererschaltung 12-2 zugeführt. Der Realteil a₃' des entzerrten Signalvektors des dritten Nutzfrequenzsignals, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-3 anliegt, wird ebenfalls der Addiererschaltung 12-2 zugeführt. Die Addiererschaltung 12-2 addiert die drei zugeführten Signale zu einem fehlerkorrigierten Realteil a₃* des fehlerkorrigierten Signalvektors. Ausgangssignale der Multipliziererschaltung 11-2 und der Multipliziererschaltung 10-2 werden einer Addiererschaltung 13-2 zugeführt. Der Addiererschaltung 13-2 wird weiterhin ein Imaginärteil b₃' des entzerrten Signalvektors des dritten Nutzfrequenzkanals, der am Ausgang des Frequenzbereichsentzerrers 3-3 anliegt, zugeführt. Am Ausgang der Addiererschaltung 13-2, die die drei zugeführten Signale addiert, liegt ein fehlerkorrigierter Imaginärteil b₃* des fehlerkorrigierten Signalvektors an.
Den Addiererschaltungen 12-2 und 13-2 folgt eine weitere Entscheiderschaltung 4-3 zum Erzeugen eines wertdiskreten Signalvektors a₃'', b₃'' aus dem fehlerkorrigierten Signalvektor a₃*, b₃*. Fortgesetzt können zur Korrektur eines vierten Nutzfrequenzkanals mit dem dritten Nutzfrequenzkanal als Referenzfrequenzkanal Subtrahiererschaltungen 6-3 und 7-3 vorgesehen sein, die aus dem entzerrten dritten Signalvektor a₃', b₃' und dem wertdiskreten Signalvektor a₃'', b₃'' einen Fehlersignalvektor Δa₃, Δb₃ erzeugen. Dies kann für eine beliebige Anzahl von Nutzfrequenzkanälen fortgeführt werden. Als Referenzfrequenzkanal für den Kanal n wird immer der Kanal n–1 herangezogen.
Die Schaltungsanordnungen nach 1, 2 und 3 stellen Grundstrukturen dar, aus denen man weitere Strukturen ableiten kann. So lässt sich z. B. eine Entzerrerstruktur angeben, bei der die zwei letzten noch nicht für die Datenübertragung genutzten Frequenzkanäle als Referenzfrequenzkanäle für die ersten 8 Nutzfrequenzkanäle verwendet werden und der achte Nutzfrequenzkanal als Referenzfrequenzkanal für die verbleibenden Nutzfrequenzkanäle herangezogen wird. Es kann somit eine in Bezug auf einen möglichst geringen Restfehler optimale Schaltungsanordnung angegeben werden.
Wie bereits dargelegt, können die hier beschriebenen Schaltungsanordnungen zur Entzerrung nur angewendet werden, wenn der Einschwingvorgang innerhalb eines durch den FFT-Demodulator gelieferten Blockes (FFT-Blockes) abgeklungen ist. Dies ist üblicherweise der Fall. Für Übertragungssysteme, deren Einschwingvorgänge nicht innerhalb eines FFT-Blockes abgeklungen sind, z. B. aufgrund von Filtern im Sender und/oder Empfänger mit sehr steilen Filterflanken, lassen sich die in 1, 2 und 3 beschriebenen Schaltungsanordnungen erweitern und zur Entzerrung auch derartiger Systeme einsetzen. Zur Kompensation des Einschwingfehlers müssen dann zusätzlich zum Referenzkanalfehler des aktuellen FFT-Blocks die Referenzkanalfehler der vorangegangenen FFT-Blöcke herangezogen werden.
4 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung, bei der der Fehler des aktuellen FFT-Blocks sowie die Fehler der vorhergehenden FFT-Blöcke zur Fehlerkompensation verwendet werden. Bezüglich der verwendeten Referenzfrequenzkanäle entspricht die Schaltungsanordnung nach 4 der Schaltungsanordnung nach 1. Die Schaltungsanordnungen nach 2 und 3 können ebenfalls derart erweitert werden, dass zur Kompensation nicht nur der Fehler des aktuellen FFT-Blockes sondern auch die Fehler der vorhergehenden FFT-Blöcke herangezogen werden. Auf eine gesonderte Darstellung derartiger Schaltungsanordnungen wird hierin jedoch verzichtet.
Das Ausführungsbeispiel ist für einen n-ten Nutzkanal gezeigt. Zur Speicherung von vorhergehenden Signalvektoren a_r-1, b_r-1; a_r-2, b_r-2; a_r-3, b_r-3 ... des Referenzfrequenzkanals, der nicht zur Datenübertragung verwendet wird, sind Pufferschaltungen oder Zeitglieder 20-1, 20-2, ... vorgesehen. Der Realteil und der Imaginärteil des aktuellen Signalvektors a_r-1, b_r-1 und der vorhergehenden Signalvektoren a_r-2, b_r-2; a_r-3, b_r-3; ... des Referenzfrequenzkanals werden Multipliziererschaltungen 14 bis 17 mit Koeffizienten C_aa ^(n,1), C_ba ^(n,1), C_bb ^(n,1), C_ab ^(n,1), C_aa ^(n,2), C_ba ^(n,2), C_bb ^(n,2) und C_ab ^(n,2) etc. und dann Addiererschaltungen 18-1, 18-2 und 19-1, 19-2 zugeführt, um aus dem entzerrten Signalvektor a_n', b_n' des n-ten Nutzfrequenzkanals sukzessive fortschreitend fehlerkorrigierte Signalvektoren a_n*-1, b_n*-1; a_n*-2, b_n*-2; ... zu erzeugen.
Bezüglich der Einstellung der für die Kompensation erforderlichen Koeffizienten kann die Vorgehensweise, die zu 5 beschreiben ist, angewendet werden und es wird weiterhin auf die DE 199 01 465 C2 verwiesen. Alle Koeffizienten lassen sich in einfacher Weise mit Hilfe eines iterativen Einstellalgorithmus während des Verbindungsaufbaus einstellen und auch während der Datenübertragung nachstellen, wobei eine laufende Anpassung an eventuelle Übertragungskanalveränderungen möglich ist. Besonders vorteilhaft in Bezug auf eine einfache Realisierung ist in diesem Zusammenhang der sogenannte sign-sign Algorithmus, bei dem nur die Vorzeichen der Fehlers der Referenzfrequenzkanäle vor der Kompensation und der Fehler der entsprechenden Nutzfrequenzkanäle verwendet werden.
Gegenüber dem derzeit am häufigsten angewandten Verfahren der Entzerrung mit Hilfe eines Zeitbereichsentzerrers ergibt sich mit den hier beschriebenen Schaltungsanordnungen und Verfahren ein besseres Verhalten in Bezug auf verbleibenden Restfehler. Besonders aufwändige Verfahren zur Einstellung der Koeffizienten von Zeitbereichsentzerrern können durch ein einfaches iteratives Einstellverfahren ersetzt werden. Die Anzahl der notwendigen Multiplikationen je Sekunde ist geringer, da das hier angegebene Kompensationsverfahren im Frequenzbereich mit dem Block-Takt des FFT-Demodulators arbeitet.
Mit den hier beschriebenen Schaltungsanordnungen kann eine Verringerung des durch das Einschwingen einer Übertragungsstrecke (Sende- und Empfangsfilter sowie Übertragungskanal) verursachten Restfehlers der Ausgangssignale auf ein vorgegebenes Maß immer erreicht werden. Je nach Eigenschaften der Übertragungsstrecke kann eine Schaltungsanordnung gewählt werden, mit der ein hinreichend kleiner Restfehler erzielt werden kann.
Durch die Verwendung von Fehlersignalvektoren mit Trägerfrequenzen, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet werden, kann auf den Einsatz von sonst notwendigen Entscheiderschaltungen und Subtrahierschaltungen zum Erzeugen von Fehlersignalvektoren aus Referenzsignalvektoren mit Trägerfrequenzen, die zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet werden, verzichtet werden. Die Schaltungsanordnung wird dadurch erheblich vereinfacht und der Aufwand für deren Herstellung erheblich reduziert.
Bezugszeichenliste

2: Demodulator
3: Frequenzbereichsentzerrer
4: Entscheiderschaltung
5: Decoderschaltung
6: Subtrahiererschaltung
7: Subtrahiererschaltung
8: Multipliziererschaltung
9: Multipliziererschaltung
10: Multipliziererschaltung
11: Multipliziererschaltung
12: Addiererschaltung
13: Addiererschaltung
14: Multipliziererschaltung
15: Multipliziererschaltung
16: Multipliziererschaltung
17: Multipliziererschaltung
18: Addiererschaltung
19: Addiererschaltung
20: Pufferschaltung

Claims

Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a₁', b₁'; a_n', b_n') aufweist, mit einer Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1), wobei der Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1) ein erster Fehlersignalvektor zugeführt wird und die Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1) den ersten Fehlersignalvektor zu mindestens einem ersten Signalvektor (a_n', b_n'; a₁', b₁') addiert, um einen fehlerkorrigierten ersten Signalvektor (a_n*, b_n*; a_n*-1, b_n*-1; a₁'', b₁*) zu erzeugen; mit einer Vielzahl von ersten Multipliziererschaltungen (14, 15, 16, 17; 14-1, 15-1, 16-1, 17-1), die der Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1) vorgeschaltet ist und die den ersten Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten (C_aa ⁽ⁿ⁾, C⁽ⁿ⁾, C_bb ⁽ⁿ⁾, C_ab ⁽ⁿ⁾; C_aa ^(1,n), C_ba ^(1,n), C_bb ^(1,n), C_ab ^(1,n); C_aa ⁽¹⁾, C_ba ⁽¹⁾, C_bb ⁽¹⁾, C_ab ⁽¹⁾; C_aa ^(n,1), C_ba ^(n,1), C_bb ^(n,1), C_ab ^(n,1)) multipliziert; mit mindestens einer weiteren Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18-2, 19-2 bis 18-m, 19-m), die der Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18, 19; 18-1, 19-1) nachgeschaltet ist, wobei der mindestens einen weiteren Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18-2, 19-2 bis 18-m, 19-m) jeweils ein weiterer Fehlersignalvektor (a_2r, b_2r bis a_mr, b_mr; a_r-2, b_r-2, a_r-3, b_r-3) zugeführt wird, und wobei die mindestens eine weitere Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18-2, 19-2 bis 18-m, 19-m) den jeweiligen weiteren Fehlersignalvektor (a_2r, b_2r bis a_mr, b_mr; a_r-2, b_r-2, a_r-3, b_r-3) zu dem mindestens einen Signalvektor (a_n', b_n') addiert, um einen fortschreitend fehlerkorrigierten Signalvektor (a_n*-2, b_n*-2 bis a_n*-m, b_n'-m) zu erzeugen; mit mindestens einer weiteren Vielzahl von ersten Multipliziererschaltungen (14-2, 15-2, 16-2, 17-2 bis 14-m, 15-m, 16-m, 17-m), die der mindestens einen weiteren Vielzahl von ersten Addiererschaltungen (18-2, 19-2 bis 18-m, 19-m) vorgeschaltet ist und die den jeweiligen weiteren Fehlersignalvektor (a_2r, b_2r bis a_mr, b_mr; a_r-2, b_r-2, a_r-3, b_r-3) mit einstellbaren Koeffizienten (C_aa ^(2,n), C_ba ^(2,n), C_bb ^(2,n), C_ab ^(2,n) bis C_aa ^(m,n), C_ba ^(m,n), C_bb ^(m,n), C_ab ^(m,n); C_aa ^(n,2), C_ba ^(n,2), C_bb ^(n,2), C_ab ^(n,2)) multipliziert, wobei der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor (a_r, b_r; a_1r, b_1r; a_r-1, b_r-1) einer Trägerfrequenz ist, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor (a_r, b_r) einer Trägerfrequenz ist, die im Frequenzbereich benachbart zu einer Trägerfrequenz liegt, die zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor (a_r, b_r) einer Trägerfrequenz ist, die im Frequenzbereich einer Trägerfrequenz, die zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird, unmittelbar vorhergeht.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der jeweils weitere Fehlersignalvektor jeweils ein Signalvektor (a_2r, b_2r bis a_mr, b_mr) einer Trägerfrequenz ist, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der jeweils weitere Fehlersignalvektor (a_r-2, b_r-2, a_r-3, b_r-3) jeweils eine zeitlich vorhergehende Version eines bestimmten Fehlersignalvektors (a_r-1, b_r-1) ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung zur Speicherung einer zeitlich vorhergehenden Version eines Fehlersignalvektors (a_r-1, b_r-1) mindestens eine Pufferschaltung (20-1, 20-2) aufweist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung ferner folgende Merkmale aufweist: – eine Entscheiderschaltung (4-1), die den fehlerkorrigierten ersten Signalvektor (a₁*, b₁*) in einen wertdiskreten ersten Signalvektor (a₁'', b₁'') abbildet; und – eine Subtrahiererschaltung (6-1, 7-1) zur Bildung eines zweiten Fehlersignalvektors (Δa₁, Δb₁), die den ersten Signalvektor (a₁', b₁') und den wertdiskreten ersten Signalvektor (a₁'', b₁'') voneinander subtrahiert, wobei der zweite Fehlersignalvektor (Δa₁, Δb₁) verwendet wird, um einen fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor (a₂*, b₂*) eines zweiten Signalvektors (a₂', b₂') einer unmittelbar zu der Trägerfrequenz des ersten Signalvektors (a₁', b₁') benachbarten Trägerfrequenz zu erzeugen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung ferner folgende Merkmale aufweist: – eine Vielzahl von zweiten Addiererschaltungen (12-1, 13-1), wobei der Vielzahl von zweiten Addiererschaltungen (12-1, 13-1) der zweite Fehlersignalvektor (Δa₁, Δb₁) zugeführt wird und die Vielzahl von zweiten Addiererschaltungen (12-1, 13-1) den zweiten Fehlersignalvektor (Δa₁, Δb₁) zu dem zweiten Signalvektor (a₂', b₂') addiert, um den fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor (a₂*, b₂*) zu erzeugen; und – eine Vielzahl von zweiten Multipliziererschaltungen (8-1, 9-1, 10-1, 11-1), die der Vielzahl von zweiten Addiererschaltungen (12-1, 13-1) vorgeschaltet ist und die den zweiten Fehlersignalvektor (Δa₁, Δb₁) mit einstellbaren Koeffizienten (C_aa ⁽²⁾, C_ba ⁽²⁾, C_bb ⁽²⁾, C_ab ⁽²⁾) multipliziert.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung ferner folgende Merkmale aufweist: – eine weitere Entscheiderschaltung (4-2), die den fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor (a₂*, b₂*) in einen wertdiskreten zweiten Signalvektor (a₂'', b₂'') abbildet; und – eine weitere Subtrahiererschaltung (6-2, 7-2) zur Bildung eines dritten Fehlersignalvektors (Δa₂, Δb₂), die den zweiten Signalvektor (a₂', b₂') und den wertdiskreten zweiten Signalvektor (a₂'', b₂'') voneinander subtrahiert, wobei der dritte Fehlersignalvektor (Δa₂, Δb₂) verwendet wird, um einen fehlerkorrigierten dritten Signalvektor (a₃*, b₃*) eines dritten Signalvektors (a₃', b₃') einer unmittelbar zu der Trägerfrequenz des zweiten Signalvektors (a₂', b₂') benachbarten Trägerfrequenz zu erzeugen.
Schaltungsanordnung zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a₁', b₁'; a_n', b_n') aufweist, mit – Entscheiderschaltungen denen jeweils ein Referenzsignalvektor (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) zugeführt wird, die den jeweiligen Referenzsignalvektor (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) in einen jeweiligen diskreten Referenzsignalvektor abbilden; – Subtrahiererschaltungen zur Bildung eines jeweiligen Fehlersignalvektors, die den jeweiligen Referenzsignalvektor (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) und den jeweiligen wertdiskreten Referenzsignalvektor voneinander subtrahieren; – Gruppen von ersten Addiererschaltungen (18-1, 19-1 bis 18-m, 19-m), wobei jeder Gruppe von ersten Addiererschaltungen (18-1, 19-1 bis 18-m, 19-m) jeweils ein Fehlersignalvektor zugeführt wird und die Gruppen von ersten Addiererschaltungen (18-1, 19-1 bis 18-m, 19-m) den jeweiligen Fehlersignalvektor zu mindestens einem Signalvektor (a_n', b_n'; a₁', b₁') addieren; und – Gruppen von ersten Multipliziererschaltungen (14-1, 15-1, 16-1, 17-1 bis 14-m, 15-m, 16-m, 17-m), die jeweils einer Gruppe von ersten Addiererschaltungen (18-1, 19-1 bis 18-m, 19-m) vorgeschaltet sind und die den jeweiligen Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten (C_aa ^(1,n), C_ba ^(1,n), C_bb ^(1,n), C_ab ^(1,n) bis C_aa ^(m,n), C_ba ^(m,n), C_bb ^(m,n), C_ab ^(m,n)) multiplizieren; dadurch gekennzeichnet, dass den Entscheiderschaltungen unterschiedliche Referenzsignalvektoren (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) zugeführt werden und die Gruppen von ersten Addiererschaltungen (18-1, 19-1 bis 18-m, 19-m) zum Erzeugen eines fortschreitend fehlerkorrigierten Signalvektors (a_n*-1, b_n*-1 bis a_n*-m, b_n*-m) einer der Trägerfrequenzen ausgestaltet sind, wobei die Fehlersignalvektoren, die den Gruppen von ersten Addiererschaltungen (18-1, 19-1 bis 18-m, 19-m) zugeführt werden, mittels der unterschiedlichen Referenzsignalvektoren (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) gebildet werden und die Referenzsignalvektoren (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) anderen Trägerfrequenzen zugeordnet sind.
Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die einstellbaren Koeffizienten durch eine Stellgröße einstellbar sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass für die Stellgröße eine Zweierpotenz gewählt wird.
Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a₁', b₁'; a_n', b_n') aufweist, mit folgenden Schritten: – Multiplizieren von mindestens einem Fehlersignalvektor mit einstellbaren Koeffizienten (C_aa ⁽ⁿ⁾, C_ba ⁽ⁿ⁾, C_bb ⁽ⁿ⁾, C_ab ⁽ⁿ⁾; C_aa ^(1,n), C_ba ^(1,n), C_bb ^(1,n), C_ab ^(1,n); C_aa ⁽¹⁾, C_ba ⁽¹⁾, C_bb ⁽¹⁾, C_ab ⁽¹⁾; C_aa ^(n,1), C_ba ^(n,1), C_bb ^(n,1), C_ab ^(n,1); – Addieren des mit den einstellbaren Koeffizienten multiplizierten mindestens einen Fehlersignalvektors zu mindestens einem Signalvektor (a_n', b_n'; a₁', b₁'), um einen fehlerkorri gierten Signalvektor (a_n*, b_n*; a_n*-1, b_n*-1; a₁*, b₁*) zu erzeugen, – Multiplizieren eines jeweiligen weiteren Fehlersignalvektors (a_2r, b_2r bis a_mr, b_mr; a_r-2, b_r-2, a_r-3, b_r-3) mit einstellbaren Koeffizienten (C_aa ^(2,n), C_ba ^(2,n), C_bb ^(2,n), C_ab ^(2,n) bis C_aa ^(m,n) C_ba ^(m,n), C_bb ^(m,n), C_ab ^(m,n); C_aa ^(n,2), C_ba ^(n,2), C_bb ^(n,2), C_ab ^(n,2)); und – Addieren des jeweiligen mit den einstellbaren Koeffizienten (C_aa ^(2,n), C_ba ^(2,n), C_bb ^(2,n), C_ab ^(2,n) bis C_aa ^(m,n), C_ba ^(m,n), C_bb ^(m,n), C_ab ^(m,n); C_aa ^(n,2), C_ba ^(n,2), C_bb ^(n,2), C_ab ^(n,2)) multiplizierten weiteren Fehlersignalvektors (a_2r, b_2r bis a_mr, b_mr; a_r-2, b_r-2, a_r-3, b_r-3) zu dem mindestens einen Signalvektor (a_n', b_n'), um einen fortschreitend fehlerkorrigierten Signalvektor (a_n*-2, b_n'-2 bis a_n*-m, b_n*-m) zu erzeugen, wobei der mindestens eine Fehlersignalvektor ein Signalvektor (a_r, b_r; a_1r, b_1r; a_r-1, b_r-1) einer Trägerfrequenz ist, die nicht zur Datenübertragung über den übertragungskanal verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor (a_r, b_r) einer Trägerfrequenz ist, die im Frequenzbereich benachbart zu einer Trägerfrequenz liegt, die zur Datenübertragung über den übertragungskanal verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Fehlersignalvektor ein Signalvektor (a_r, b_r) einer Trägerfrequenz ist, die im Frequenzbereich einer Trägerfrequenz, die zur Datenübertragung über den übertragungskanal verwendet wird, unmittelbar vorhergeht.
Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der jeweils weitere Fehlersignalvektor jeweils ein Signalvektor (a_2r, b_2r bis a_mr, b_mr) einer Trägerfrequenz ist, die nicht zur Datenübertragung über den Übertragungskanal verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 13 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass der jeweils weitere Fehlersignalvektor (a_r-2, b_r-2, a_r-3, b_r-3) jeweils eine zeitlich vorhergehende Version eines bestimmten Fehlersignalvektors (a_r-1, b_r-1) ist.
Verfahren nach Anspruch 13, 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner folgende Schritte aufweist: – Abbilden des fehlerkorrigierten ersten Signalvektors (a₁*, b₁*) in einen wertdiskreten ersten Signalvektor (a₁'', b₁''); und – Subtrahieren des ersten Signalvektors (a₁', b₁') und des wertdiskreten ersten Signalvektors (a₁'', b₁'') voneinander zur Bildung eines zweiten Fehlersignalvektors (Δa₁, Δb₁), wobei der zweite Fehlersignalvektor (Δa₁, Δb₁) verwendet wird, um einen fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor (a₂*, b₂*) eines zweiten Signalvektors (a₂', b₂') einer unmittelbar zu der Trägerfrequenz des ersten Signalvektors (a₁', b₁') benachbarten Trägerfrequenz zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner folgende Schritte aufweist: – Multiplizieren des zweiten Fehlersignalvektors (Δa₁, Δb₁) mit einstellbaren Koeffizienten (C_aa ⁽²⁾, C_ba ⁽²⁾, C_bb ⁽²⁾, C_ab ⁽²⁾); und – Addierendes mit den einstellbaren Koeffizienten (C_aa ⁽²⁾, C_ba ⁽²⁾, C_bb ⁽²⁾, C_ab ⁽²⁾) multiplizierten zweiten Fehlersignalvektors (Δa₁, Δb₁) zu dem zweiten Signalvektor (a₂', b₂'), um den fehlerkorrigierten zweiten Signalvektor (a₂*, b₂*) zu erzeugen.
Verfahren nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass das Verfahren ferner folgende Schritte aufweist: – Abbilden des fehlerkorrigierten zweiten Signalvektors (a₂*, b₂*) in einen wertdiskreten zweiten Signalvektor (a₂'', b₂''); und – Subtrahieren des zweiten Signalvektors (a₂', b₂') und des wertdiskreten zweiten Signalvektors (a₂'', b₂'') voneinander zur Bildung eines dritten Fehlersignalvektors (Δa₂, Δb₂), wobei der dritte Fehlersignalvektor (Δa₂, Δb₂) verwendet wird, um einen fehlerkorrigierten dritten Signalvektor (a₃*, b₃*) eines dritten Signalvektors (a₃', b₃') einer unmittelbar zu der Trägerfrequenz des zweiten Signalvektors (a₂', b₂') benachbarten Trägerfrequenz zu erzeugen.
Verfahren zur Kompensation von Störungen bei einem mit diskreter Multiton-Modulation (DMT) erzeugten Signal, wobei das mit diskreter Multiton-Modulation erzeugte Signal im Frequenzbereich eine Vielzahl von Trägerfrequenzen aufweist, die zur Datenübertragung über einen Übertragungskanal verwendet werden, und wobei jede Trägerfrequenz einen Signalvektor (a₁', b₁'; a_n', b_n') aufweist, mit folgenden Schritten: – Abbilden eines jeweiligen Referenzsignalvektors (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) in einen jeweiligen diskreten Referenzsignalvektor; – Subtrahieren des jeweiligen Referenzsignalvektor (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) und des jeweiligen wertdiskreten Referenzsignalvektors voneinander zur Bildung eines jeweiligen Fehlersignalvektors; – Multiplizieren des jeweiligen Fehlersignalvektors mit einstellbaren Koeffizienten (C_aa ^(1,n), C_ba ^(1,n), C_bb ^(1,n), C_ab ^(1,n) bis C_aa ^(m,n), C_ba ^(m,n), C_bb ^(m,n), C_ab ^(m,n)); und – Addieren des jeweiligen mit den einstellbaren Koeffizienten (C_aa ^(1,n), C_ba ^(1,n), C_bb ^(1,n), C_ab ^(1,n) bis C_aa ^(m,n), C_ba ^(m,n), C_bb ^(m,n), C_ab ^(m,n)) multiplizierten Fehlersignalvektors zu mindestens einem Signalvektor (a_n', b_n'; a₁', b₁'); dadurch gekennzeichnet, dass den Entscheiderschaltungen unterschiedliche Referenzsignalvektoren (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) zugeführt werden und die Fehlersignalvektoren zum Erzeugen eines fortschreitend fehlerkorrigierten Signalvektors (a_n*-1, b_n*-1 bis b_n*-m) einer der Trägerfrequenzen addiert und mittels der unterschiedlichen Referenzsignalvektoren (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) gebildet werden, wobei die Referenzsignalvektoren (a_1r, b_1r bis a_mr, b_mr) anderen Trägerfrequenzen zugeordnet sind.
Verfahren nach einem der Ansprüche 13 bis 21, dadurch gekennzeichnet, dass die einstellbaren Koeffizienten durch eine Stellgröße einstellbar sind.
Verfahren nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, dass für die Stellgröße eine Zweierpotenz gewählt wird.