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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung
eines Schalters in einem Schaltnetzteil, insbesondere in einem freischwingenden
Schaltnetzteil, die eine Funktionalität zur Reduktion der Leistungsabgabe
bei geringer Last aufweist, gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1 (
US
5 689 407 A ).
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Die
grundsätzliche
Funktion einer derartigen Ansteuerschaltung, die beispielsweise
eine integrierte Schaltung des Typs TDA 16846 der Anmelderin ist, wird
nachfolgend zum besseren Verständnis
anhand von 1 erläutert.
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1 zeigt den grundsätzlichen
Aufbau eines Schaltnetzteils mit einer Ansteuerschaltung CON, die
einen in Reihe zu einer Primärspule
Lp eines Transformators TR geschalteten, in dem Beispiel als MOSFET
ausgebildeten Schalter T1 ansteuert. Einer sekundärseitigen
Spule Ls des Transformators TR ist üblicherweise eine Gleichrichteranordnung
Ds, Cs nachgeschaltet, die die Versorgung einer Last Rl mit einer
Ausgangsspannung Vs übernimmt,
wobei die Last in 1 durch
einen ohmschen Widerstand R1 gebildet ist.
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Aufgabe
des Schaltnetzteils ist es in hinlänglich bekannter Weise eine
primärseitig
zur Verfügung stehende
Versorgungsspannung Vp, die in dem Beispiel gemäß 1 durch einen Brückengleichrichter BR und einen
dem Brückengleichrichter
BR nachgeschalteten Kondensator C1 aus einer Wechselspannung erzeugt
wird, in eine annäherungsweise
lastunabhängige
Ausgangsspannung VS umzusetzen.
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Viele
Verbraucher, die mittels derartiger Schaltnetzteile versorgt werden,
können
einen Zustand hoher Leistungsaufnahme (Normalbetrieb) und einen
Zustand geringer Leistungsaufnahme (Stand-By-Betrieb) annehmen.
Beispiele hierfür
sind Fernseh geräte
und andere Geräte
der Unterhaltungselektronik aber auch Haushaltsgeräte.
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Der
Vollständigkeit
halber sei erwähnt,
dass bei hoher Leistungsaufnahme des Verbrauchers und bei eingeschwungenem
Betrieb des Schaltnetzteils die Frequenz mit welcher der Schalter
T1 jeweils leitend angesteuert wird und/oder die Zeitdauer für welche
der Schalter T1 angesteuert bleibt, lastabhängig variiert, um über die
von der Primärseite
auf die Sekundärseite übertragene
Leistung, die Ausgangsspannung Vs zu regeln. Die Energie, die die
Primärspule
Lp bei geschlossenem Schalter T1 aufnimmt und bei anschließend geöffnetem
Schalter T1 an die Sekundärseite
abgibt, ist dabei von der durch das Ansteuersignal AI vorgegebenen
Einschaltdauer des Schalters T1 abhängig, wobei die Leistungsaufnahme
mit den Zeitdauern zunimmt, für
welche der Schalter T1 jeweils geschlossen bleibt. Die Schaltfrequenz
des Schalters T1 und die Dauer der Ansteuerperioden der Ansteuerimpulse
ist während
des eingeschwungenen Zustands abhängig von einem Regelsignal
Vr, das der Ansteuerschaltung CON zugeführt ist, und das von der Ausgangsspannung
Vs abhängig
ist.
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Die
Spannungsversorgung der Ansteuerschaltung CON wird während des
eingeschwungenen Zustands über
eine Hilfswicklung Lr des Transformators TR übernommen, die bei geöffnetem Schalter
T1 einen Teil der zuvor von der Primärspule Lp aufgenommenen Energie über eine
Diode D1 einem Kondensator C2 zuführt, der an einen Versorgungsspannungsanschluss
A1 der Ansteuerschaltung zugeführt
ist.
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Nach
dem Einschalten des Schaltnetzteils, wenn der Spannungsversorgungskondensator
C2 ungeladen ist und wegen einer mangelnden Versorgungsspannung
noch keine Ansteuerung des Schalters T1 erfolgen kann, um den Kondensator
C2 über die
Hilfswicklung Lr aufzuladen, erfolgt ein Aufladen des Kondensators
C2 direkt durch die Primärspannung
Vp über
einen widerstand R1. Eine dauerhafte Spannungsversorgung über diesen
Wider stand R1 ist wegen der dabei auftretenden hohen Verluste allerdings
unerwünscht.
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Die
bekannte Ansteuerschaltung CON ist dazu ausgebildet, erste Ansteuerimpulse
für den Schalter
T1 zu erzeugen, wenn die Versorgungsspannung einen oberen Schwellenwert
erreicht, wozu die Ansteuerschaltung CON in einen Zustand hoher
Leistungsaufnahme übergeht,
um die zur Erzeugung der Ansteuerimpulse AI intern vorhandenen Schaltungskomponenten
ausreichend zu versorgen. Die Stromaufnahme im Zustand hoher Leistungsaufnahme übersteigt
dabei den über
den Anlaufwiderstand R1 gelieferten Strom, so dass die über dem Speicherkondensator
anliegende Versorgungsspannung VCC zunächst absinkt, bis über die
Primärspule Lp
und die Hilfswicklung Lr ausreichend Energie auf den Kondensator
C2 übertragen
wird.
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Nach
dem Erreichen des oberen Schwellenwertes der Versorgungsspannung
VCC werden von der bekannten Ansteuerschaltung CON Ansteuerimpulse
im Burst-Modus erzeugt, das heißt
Ansteuerimpulse, die jeweils gleich lang und gleichmäßig beabstandet
sind. Dieser Burst-Modus wird so lange aufrecht erhalten, bis sekundärseitig
eine bestimmte Ausgangsspannung Vs ereicht ist und die oben erläuterte Regelung
der Ausgangsspannung Vs im eingeschwungenen Zustand einsetzt. Übersteigt
die Ausgangsspannung Vs dabei einen vorgegebenen Maximalwert, wenn
beispielsweise keine Last oder eine Last mit nur geringer Leistungsaufnahme
angeschlossen ist, so wird über
das Regelsignal Vr die weitere Erzeugung von Ansteuerimpulsen unterbrochen,
wobei in dem dargestellten Beispiel die maximale Ausgangsspannung
Vs durch die Durchbruchspannung D2 einer Zenerdiode gegeben ist,
die im Durchbruchsfall über
einen Optokoppler einen an einen Regeleingang A2 angeschlossenen
Kondensator C3 entlädt, über dem
die Regelspannung Vr anliegt. Diese Regelspannung Vr wird in der
Ansteuerschaltung CON in nicht näher
dargestellter Weise ausgewertet, um bei Unterschreiten eines vorgegebenen
Schwellenwertes die Erzeugung von Ansteuerimpulsen im Burst-Modus
zu unterbinden.
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Zudem
ist die Ansteuerschaltung CON dazu ausgebildet, einen Zustand niedriger
Leistungsaufnahme anzunehmen, wenn die Versorgungsspannung VCC unter
einen unteren Schwellenwert abgesunken ist, bei dem eine Versorgung
der die Ansteuerimpulse erzeugenden Schaltungskomponenten nicht
mehr gewährleistet
ist, wobei die Stromaufnahme der Ansteuerschaltung CON im Zustand
niedriger Leitungsaufnahme über
den Widerstand R1 aus der Primärspannung
Vp gedeckt werden kann.
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Diese
Eigenschaften der Ansteuerschaltung CON, nämlich die Erzeugung von Ansteuerimpulsen im
Burst-Modus nach Erreichen eines oberen Schwellenwertes der Versorgungsspannung
VCC und dem damit verbundenen Übergang
in einen Zustand hoher Leistungsaufnahme, die Verhinderung der Erzeugung
von Ansteuerimpulsen bei Unterschreiten eines unteren Schwellenwertes
des Regelsignals Vr und der Übergang
in einen Zustand niedriger Leistungsaufnahme bei Unterschreiten
einer unteren Schwelle der Versorgungsspannung VCC werden bei bekannten
Ansteuerschaltungen für
die Spannungsversorgung von Lasten mit geringer Leistungsaufnahme,
insbesondere von Lasten im Stand-By-Betrieb genutzt, wie in 2 anhand zeitlicher Verläufe der
Versorgungsspannung VCC, der Ansteuerimpulse und des Regelsignals
erläutert
ist.
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Zunächst wird
davon ausgegangen, dass der Kondensator C2 ungeladen und die Versorgungsspannung
VCC dementsprechend Null ist. Die Versorgungsspannung VCC steigt
nach dem Bereitstellen der Primärspannung
Vp langsam an, indem der Kondensator C2 über den Widerstand R1 aufgeladen wird. Über eine
an den Spannungsversorgungsanschluss A1 angeschlossene Stromquelle
CS1 wird auch der Kondensator C3 am Regeleingang A2 aufgeladen,
wobei dieser Kondensator üblicherweise eine
geringere Kapazität
als der Kondensator C2 aufweist und auf eine geringere Spannung
als dieser Kondensator aufgeladen wird, so dass die Regelspannung
Vr schnell einen oberen Wert erreicht.
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Erreicht
die Versorgungsspannung VCC zum Zeitpunkt t10 einen oberen Schwellenwert
V1, so steigert die Ansteuerschaltung ihre Leistungsaufnahme von
einem unteren Wert auf einen oberen Wert und beginnt Ansteuerimpulse
im Burst-Modus zu erzeugen. Die Versorgungsspannung VCC beginnt
abzusinken, da die Stromaufnahme der Ansteuerschaltung CON höher ist
als der über
den widerstand R1 gelieferte Strom und zunächst nur wenig Energie über die
Hilfswicklung Lr bereitgestellt wird. In dem dargestellten Beispiel
ist die im Burst-Modus auf die Sekundärseite übertragene Leistung größer als
die von der Last RL aufgenommene Leistung, so dass die Ausgangsspannung
ansteigt, bis die Durchbruchspannung der Zenerdiode D2 erreicht
ist und der Kondensator C3 am Regeleingang über den Optokoppler OC1 entladen
wird. Erreicht die Regelspannung Vr dabei zum Zeitpunkt t20 einen
unteren Schwellenwert, so wird die Erzeugung von Ansteuerimpulsen
AI beendet. Die Stromversorgung der Ansteuerschaltung erfolgt dann
ausschließlich über den Widerstand
R1. Da die Ansteuerschaltung den Zustand hoher Leistungsaufnahme
jedoch beibehält sinkt
die Versorgungsspannung weiter ab, da die gelieferte Leistung nicht
zur Deckung der Leistungsaufnahme ausreicht.
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Die
Versorgungsspannung VCC sinkt so lange ab, bis sie zum Zeitpunkt
t30 einen unteren Schwellenwert V2 erreicht und die Ansteuerschaltung
in einen Zustand niedriger Leistungsaufnahme übergeht, für den der über den Widerstand gelieferte Strom
ausreicht, so dass die Versorgungsspannung VCC ausgehend vom Zeitpunkt
t30 wieder ansteigt, bis sie erneut den oberen Schwellenwert erreicht.
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Dieser
Zyklus dauert so lange an, bis die Leistungsaufnahme der Last RL
ansteigt, wenn die Last beispielsweise von Stand-By-Betrieb auf Normalbetrieb umschaltet
und während
des Burst-Modus übertragene
Leistung nicht ausreicht, um die Ausgangsspannung Vs auf einen Wert
oberhalb der Durchbruchspannung der Zenerdiode D2 anzuheben.
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Nachteilig
bei dieser bekannten Ansteuerschaltung ist, dass die Zeitdauer,
die zwischen den Zeitpunkten vergeht, zu denen die Ansteuerschaltung
CON in den Zustand hoher Leistungsaufnahme übergeht, um Ansteuerimpulse
im Burst-Modus zu erzeugen, und zu denen Energie auf die Sekundärseite übertragen
wird, um die veränderliche
Last RL zu versorgen, abhängig
von der Primärspannung
Vp sehr lange sein kann, was zu einer starken Welligkeit der Ausgangsspannung
Vs führt.
Eine Verkürzung dieser
Zeitdauer kann erreicht werden, wenn der Ladewiderstand R1 verkleinert
wird, was allerdings im Dauerbetrieb zu einer erhöhten Verlustleistung
führt. Erhöht man den
Wert der Versorgungsspannung, bei der die Ansteuerschaltung wieder
in den Zustand niedriger Leistungsaufnahme übergeht und die der Spannung
V2 in 2 entspricht,
so besteht die Gefahr, dass die Ansteuerschaltung bereits bei geringen Schwankungen
der Versorgungsspannung wieder ausschaltet.
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In
dem Datenblatt "TOP210,
TOPSwitch® Family,
Three-terminal Off-line PWM Switch", Power Integrations, February 1996,
ist eine integrierte Steuerschaltung für ein Schaltnetzteil beschrieben,
die einen Leistungstransistor und eine Ansteuerschaltung für diesen
Leistungstransistor umfasst. Diese Ansteuerschaltung steuert den
Leistungstransistor getaktet an, wenn deren Versorgungsspannung
einen oberen Schwellenwert erreicht bzw. übersteigt. Die getaktete Ansteuerung
des Leistungstransistors wird dabei wieder unterbrochen, sobald
die Versorgungsspannung unter einen unteren Schwellenwert abgesunken
ist.
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In
der
US 5,689,407 A ist
eine Ansteuerschaltung für
ein Schaltnetzteil beschrieben, die in einem Standby-Betriebszustand betrieben
werden kann. Im Standby-Betrieb beginnt die Ansteuerschaltung Ansteuerimpulse
für einen
Leistungstransistor zu erzeugen, wenn die Versorgungsspannung der Ansteuerschaltung
einen oberen Schwellenwert erreicht hat, während die Ansteuerung des Leistungstransistors
unterbrochen wird, wenn die Versorgungsspannung auf einen unteren
Schwel lenwert abgesunken ist. Der Übergang der Ansteuerschaltung
in den Standby-Betriebszustand erfolgt dabei nach Maßgabe eines
von außen
an die Steuerschaltung angelegten Standby-Signals.
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Ansteuerschaltung
und ein Ansteuerverfahren für
einen Schalter in einem Schaltnetzteil zur Verfügung zu stellen, die eine Funktionalität zur Reduktion
der Leistungsabgabe bei geringer an einen Ausgang des Netzteils
angeschlossenen Last aufweist und bei der eine Welligkeit der Ausgangsspannung
bei einer geringen an das Schaltnetzteil angeschlossenen Last reduziert
ist.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung gemäß den Merkmalen der Ansprüche 1 und
16 und ein Verfahren nach Anspruch 14 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen
der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
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Die
erfindungsgemäße Ansteuerschaltung für einen
Schalter in einem Schaltnetzteil umfasst einen Versorgungseingang
zum Anlegen einer Versorgungsspannung, einen Regeleingang zum Anlegen eines
von einer Ausgangsspannung des Schaltnetzteils abhängigen Regelsignals
und eine Ausgangsklemme zum Bereitstellen von Ansteuerimpulsen, wobei
die Ansteuerschaltung abhängig
von der Versorgungsspannung und dem Regelsignal Ansteuerimpulse
für den
Schalter erzeugt und während
des Betriebs ei nen Zustand hoher Leistungsaufnahme oder einen Zustand
niedriger Leistungsaufnahme annimmt. Erfindungsgemäß ist die
Ansteuerschaltung dazu ausgebildet, dass sie abhängig von der Versorgungsspannung
und dem Regelsignal den Zustand hoher Leistungsaufnahme oder den
Zustand niedriger Leistungsaufnahme annimmt.
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Die
erfindungsgemäße Ansteuerschaltung ist
insbesondere derart ausgebildet, dass sie abhängig von dem Wert der Versorgungsspannung
und des Regelsignals Ansteuerimpulse erzeugt, deren Dauer von dem
Wert des Regelsignals abhängig
ist oder deren Dauer von dem Wert des Regelsignals unabhängig ist,
wobei letztere Funktionsweise im folgenden als Burst-Modus bezeichnet
wird. Die Erzeugung von Ansteuerimpulsen, deren Dauer von dem Wert
des Regelsignals unabhängig
ist (Burst-Modus),
beginnt dann, wenn die Versorgungsspannung einen ersten Schwellenwert
der Versorgungsspannung erreicht hat, und die Erzeugung von Ansteuerimpulsen,
deren Dauer von dem Wert des Regelsignals unabhängig ist, d. h. der Burst-Modus
endet dann, wenn das Regelsignal einen ersten Schwellenwert des
Regelsignals erreicht hat.
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Die
Ansteuerschaltung ist zudem beispielsweise derart ausgebildet, dass
sie bei Erreichen eines ersten Schwellenwertes, insbesondere eines oberen
Schwellenwertes, der Versorgungsspannung den Zustand hoher Leistungsaufnahme
annimmt, dass sie bei Erreichen eines zweiten Schwellenwertes, insbesondere
eines unteren Schwellenwertes, der Versorgungsspannung einen Zustand
niedriger Leistungsaufnahme annimmt, und dass sie einen Zustand
niedriger Leistungsaufnahme annimmt, wenn das Regelsignal einen
ersten Schwellenwert, üblicherweise
einen unteren Schwellenwert, erreicht hat und die Versorgungsspannung
einen dritten, zwischen dem ersten und zweiten Schwellenwert der Versorgungsspannung
liegenden Schwellenwert erreicht hat.
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Die
Ansteuerschaltung geht damit bereits dann in den Zustand niedriger
Leistungsaufnahme über,
bei der ein Ansteigen der Versorgungsspannung bis zur Erzeugung
der nächsten
Ansteuerimpulse bzw. bis zum nächsten Übergang
in einen Zustand hoher Leistungsaufnahme erfolgt, wenn aufgrund des
Regelsignals klar ist, dass eine kleine Last sekundärseitig
angeschlossen ist. Die Differenz zwischen dem ersten Schwellenwert
und dem dritten Schwellenwert der Versorgungsspannung ist vorzugsweise
wesentlich kleiner als die Differenz zwischen dem ersten Schwellenwert
und dem zweiten Schwellenwert der Versorgungsspannung, so dass bei
dem erfindungsgemäßen Schaltnetzteil
im Vergleich zu bekannten Schaltnetzteilen die Zeitdauern, während derer
keine Ansteuerimpulse im Burst-Modus erzeugt werden, wesentlich
kürzer
sind, was zu einer Verringerung der Welligkeit der Ausgangsspannung
beiträgt.
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Die
erfindungsgemäße Ansteuerschaltung weist
gemäß einem
Ausführungsbeispiel
eine an den Ausgang gekoppelte Impulserzeugungsschaltung auf, der
ein Ein- und Ausschaltsignal zugeführt ist, das von der Versorgungsspannung
und dem Regelsignal abhängig
ist, und das die Impulserzeugungsschaltung ein- und ausschaltet bzw. für die Erzeugung
von Ansteuerimpulsen freigibt. Ist die Impulserzeugungsschaltung
eingeschaltet, befindet sich die Ansteuerschaltung im Zustand hoher
Leistungsaufnahme, ist die Impulserzeugungsschaltung ausgeschaltet,
befindet sich die Ansteuerschaltung im Zustand niedriger Leistungsaufnahme.
Das Ein- und Ausschaltsignal schaltet bei einem Ausführungsbeispiel
die Impulserzeugungsschaltung für
die Erzeugung von Ansteuerimpulsen ein, wenn die ansteigende Versorgungsspannung
einen oberen Wert der Versorgungsspannung erreicht, und das Ein-
und Ausschaltsignal schaltet die Impulserzeugungsschaltung für die Erzeugung
von Ansteuerimpulsen aus, wenn die Versorgungsspannung den unteren Schwellenwert
der Versorgungsspannung erreicht oder wenn die Versorgungsspannung
den mittleren Schwellenwert der Versorgungsspannung erreicht und
das Regelsignal den unteren Schwellenwert des Regelsignals erreicht.
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Der
Impulserzeugungsschaltung ist bei einem Ausführungsbeispiel weiterhin das
Regelsignal und ein Auswahlsignal zugeführt, wobei das Auswahlsignal
die Impulserzeugungsschaltung für
die Erzeugung von Ansteuerimpulsen, deren Dauer von dem Regelsignal
abhängig
ist oder deren Dauer von dem Regelsignal unabhängig ist, freigibt. Das Freigabesignal
schaltet die Impulserzeugungsschaltung damit in den Burst-Modus
oder in einen Normalbetrieb. Dabei schaltet das Auswahlsignal die
Impulserzeugungsschaltung vom Burst-Modus in den Normalbetrieb,
wenn das Regelsignal für
eine vorgegebene Zeitdauer nachdem die Versorgungsspannung den oberen
Schwellenwert erreicht hat, den unteren Schwellenwert des Regelsignals
nicht unterschritten hat.
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Vorzugsweise
weist die Ansteuerschaltung weiterhin eine an den Versorgungseingang
gekoppelte Stromüberlaufschaltung
auf, die weiterhin an eine Klemme für ein Versorgungspotential
angeschlossen ist und die den Anstieg der Versorgungsspannung begrenzt,
um so unabhängig
von der Primärspannung
ein konstantes Ansteigen der Versorgungsspannung zu erreichen.
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Die
vorliegende Erfindung wird nachfolgend in Ausführungsbeispielen anhand von
Figuren näher erläutert. In
den Figuren zeigt
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1 einen
prinzipiellen Aufbau eines freischwingenden Schaltnetzteils mit
einer Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Schalters,
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2 Zeitliche
Verläufe
einer Versorgungsspannung, von Ansteuerimpulsen und eines Regelsignals
bei einer Ansteuerschaltung nach dem Stand der Technik,
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3 Schaltungskomponenten
einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung,
die zur Regelung der Leistungsaufnahme der Ansteuerschaltung und
zur Erzeugung von Ansteuerimpulsen dienen,
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4 beispielhafte
zeitliche Verläufe
der in 3 bezeichneten Signale,
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5 erstes
Ausführungsbeispiel
einer Stromüberlaufschaltung
für eine
erfindungsgemäße Ansteuerschaltung,
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6 zweites
Ausführungsbeispiel
einer Stromüberlaufschaltung
für eine
erfindungsgemäße Ansteuerschaltung.
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In
den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen
gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
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Hinsichtlich
des grundsätzlichen
Aufbaus eines Schaltnetzteils und der Funktion einer Ansteuerschaltung
zur Ansteuerung eines Schalters in einem Schaltnetzteil wird auf
die Beschreibung zu 1 verwiesen, die auch für die folgende
Beschreibung herangezogen werden kann, da sich die äußere Beschaltung
der Ansteuerschaltung von bekannten Ansteuerschaltungen nicht unterscheidet.
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3 zeigt
ein Ausführungsbeispiel
einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung,
wobei insbesondere die Komponenten dargestellt sind, die für eine Spannungsversorgung
einer geringen Last, insbesondere einer Last im Stand-By-Betrieb
vorhanden sind. Die externe Beschaltung der Ansteuerschaltung entspricht
der Ansteuerschaltung gemäß 1,
so dass die Anschlussklemmen entsprechend bezeichnet und diesbezüglich auf
die Beschreibung zu 1 verwiesen wird.
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Die
in dem Ausführungsbeispiel
gemäß 3 dargestellte
Ansteuerschaltung CON umfasst eine Impulserzeugungsschaltung LR,
der das an der Eingangsklemme A2 anliegende Regelsignal Vr, ein Ein-
und Ausschaltsignal ON/OFF und ein Auswahlsignal BURST zugeführt ist.
Ein Ausgang OUT' der Impulserzeugungs schaltung
LR ist über
ein noch zu erläuterndes
Und-Gatter G3 und einen Ausgangstreiber AT an den Ausgang OUT der
Ansteuerschaltung CON gekoppelt.
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Der
Aufbau und die Funktionsweise der Impulserzeugungsschaltung LR kann
dem Aufbau und der Funktionsweise einer herkömmlichen derartigen Impulserzeugungsschaltung,
beispielsweise der in der Ansteuerschaltung des Typs TDA 16846 der
Anmelderin entsprechen.
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Die
Impulserzeugungsschaltung LR erzeugt nach Maßgabe des Auswahlsignals BURST
Ansteuerimpulse AI',
deren Dauer und/oder gegenseitiger zeitlicher Abstand im Normalbetrieb
von dem Regelsignal Vr abhängig
ist oder Ansteuersignale im Burst-Modus, die vorzugsweise jeweils
gleiche Dauer aufweisen und bei denen zwei zeitlich benachbarte Ansteuerimpulse
jeweils den gleichen zeitlichen Abstand aufweisen. Ansteuerimpulse,
deren zeitlicher Abstand und/oder deren zeitliche Dauer von den
Regelsignal Vr abhängig
ist, werden für
den eingeschwungenen Zustand des Schaltnetzteils bzw. zur Versorgung
großer
Lasten benötigt.
Ansteuerimpulse im Burst-Modus werden während der Anlaufphase und während der
Versorgung kleiner Lasten, insbesondere von Lasten im Stand-By-Betrieb
erzeugt.
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Bei
der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung
wird die Abgabe von Ansteuerimpulsen AI am Ausgang OUT verhindert,
wenn das Regelsignal Vr kleiner als ein unterer Schwellenwert Vru
des Regelsignals Vr wird. Hierzu ist ein erster Komparator K1 vorhanden,
der das an der Eingangsklemme A1 anliegende Regelsignal Vr mit dem
unteren Schwellenwert Vru vergleicht, der beispielhaft zu einem
Wert von 2V angenommen ist. Unterschreitet das Regelsignal Vr den
Wert des unteren Schwellenwertes Vru, so steht am Ausgang des ersten
Komparators K1 ein logischer High-Pegel zur Verfügung, der ein dem Komparator
K1 nachgeschaltetes RS-Flip-Flop FF3 setzt. Ein Ausgangssignal dieses
Flip-Flops FF3 wird einem invertierenden Eingang des bereits oben
erwähnten
Und-Gatters G3 zugeführt.
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Unabhängig davon,
ob die Ansteuerimpulse AI' Impulse
während
des Burst-Modus oder während des
eingeschwungenen Zustands sind, werden die Ansteuerimpulse AI' nur dann durch den
Ausgangstreiber AT verstärkt
als Ausgangsimpulse AI abgegeben, wenn das RS-Flip-Flop FF3 nicht
gesetzt ist, d.h. wenn das Regelsignal Vr größer als der untere Schwellenwert
Vru ist. Wie bereits oben erläutert wurde,
deutet ein den unteren Schwellenwert Vru unterschreitendes Regelsignal
Vr auf eine Sekundärspannung
Vs hin, die größer als
ein maximal zulässiger
Wert ist, wobei dieser zulässige
Wert bezugnehmend auf 1 durch die Durchbruchspannung
der Zenerdiode D2 gegeben ist. In diesem Fall sollen keine weiteren
Ansteuerimpulse Ai erzeugt werden, um eine weitere Leistungsabgabe
an die Sekundärseite und
damit ein möglicherweise
weiteres Ansteigen der Ausgangsspannung Vs zu verhindern.
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Das
Ein- und Ausschaltsignal ON/OFF ist bestimmt durch das Ausgangssignal
eines weiteres RS-Flip-Flops FF2. Dieses Flip-Flop FF2 wird gesetzt durch einen zweiten
Komparator K2, dessen Plus-Eingang die an dem Eingang A1 anliegende Versorgungsspannung
VCC und dessen Minus-Eingang ein oberes Schwellenwertsignal Von
zugeführt ist.
Das Flip-Flop FF2 wird damit gesetzt, wenn die Versorgungsspannung
VCC den Wert des oberen Schwellensignals Von, das beispielhaft zu
12V angenommen ist, erreicht, um dadurch die Impulserzeugungsschaltung
LR einzuschalten, wobei die Ansteuerschaltung CON bei eingeschalteter
Impulserzeugungsschaltung LR einen Zustand hoher Leistungsaufnahme
annimmt. Dies resultiert aus dem erhöhten Leistungsverbrauch, den
die Impulserzeugungsschaltung LR in eingeschalteten Zustand für die Erzeugung
der Ansteuerimpulse AI' benötigt.
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Die
Impulserzeugungsschaltung LR wird ausgeschaltet, wenn das RS-Flip-Flop
FF2 zurückgesetzt
wird. Dies erfolgt zum Einen dann, wenn die Versorgungsspannung
VCC auf oder unter den Wert eines unteren Schwellenwertsignals Vuv,
das in dem Bei spiel zu 8V angenommen ist, abgesunken ist. Dazu sind
die Versorgungsspannung VCC einem Minus-Eingang und das untere Schwellenwertsignal Vuv,
das beispielhaft zu 8V angenommen ist, einem Plus-Eingang eines
weiteren Komparators K4 zugeführt,
wobei der Ausgang dieses weiteren Komparators K4 über ein
Oder-Glied G2 dem Rücksetz-Eingang
R des RS-Flip-Flops FF2 zugeführt
ist.
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Das
RS-Flip-Flop FF2 wird zum Anderen dann zurückgesetzt, um die Impulserzeugungsschaltung
LR abzuschalten, wenn das Flip-Flop
FF3 gesetzt ist, wenn das Regelsignal Vr also unter den Wert des
unteren Schwellenwertsignals Vru abgesunken ist und wenn die Versorgungsspannung
VCC unter den Wert eines mittleren Schwellenwertsignals Voff, das
in dem Beispiel zu 11,9V angenommen ist und das zwischen dem oberen
Schwellenwertsignal Von und dem unteren Schwellenwertsignal Vuv
liegt, abgesunken ist. Dazu ist dem Rücksetz-Eingang des Flip-Flops
FF2 ein Ausgangssignals eines Und-Gatters G1 zugeführt, dessen
einem Eingang das Ausgangssignal des Flip-Flops FF3 zugeführt ist
und dessen anderem Eingang ein Ausgangssignal eines weiteren Komparators
K3 zugeführt
ist, wobei an dem Plus-Eingang des weiteren Komparators K3 das mittlere
Schwellenwertsignal Voff der Versorgungsspannung VCC und an dem
Minus-Eingang des weiteren Komparators K3 die Versorgungsspannung VCC
anliegt.
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Die
Differenz zwischen dem ersten Schwellenwertsignal Von und dem mittleren
Schwellenwertsignal Voff ist wesentlich kleiner als die Differenz
zwischen dem ersten Schwellenwertsignal von und dem unteren Schwellenwertsignal
Vuv und beträgt
in dem Beispiel lediglich 12,5% der Differenz zwischen dem oberen
und unteren Schwellenwertsignal Von bzw. Voff.
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Das
Auswahlsignal BURST, welches bestimmt, ob Ansteuerimpulse AI' im Burst-Modus oder im
Normalmodus, also abhängig
von dem Regelsignal Vr, erzeugt werden, ist bestimmt durch das Ausgangssignal
eines weiteren RS-Flip-Flops FF1. Dieses Flip-Flop FF1 wird über einen Flankendetektor ED1
gesetzt, wenn das Ein- und Ausschaltsignal einen logischen High-Pegel
annimmt, wenn also das RS-Flip-Flop FF2 gesetzt wird, weil die Versorgungsspannung
VCC den Wert des oberen Schwellenwertsignals Von erreicht hat. Das
RS-Flip-Flop FF1 wird zurückgesetzt,
um die Impulserzeugungsschaltung LR in den Normalbetrieb – bei welchem
die Ansteuerimpulse AI' abhängig von
dem Regelsignal Vr erzeugt werden – umzuschalten, nachdem das
Ein- und Ausschaltsignal für
eine vorgegebene Zeitdauer einen logischen High-Pegel beibehalten
hat. Dazu ist das Ein- und Ausschaltsignal einem Eingang TEN eines
Zählers
T zugeführt,
der mit Vorliegen einer steigenden Flanke das Ein- und Ausschaltsignals
jeweils bei einem Ausgangswert zu zählen beginnt und der dann einen
logischen High-Pegel an seinem Ausgang TO abgibt, um das Flip-Flop
FF1 zurückzusetzen,
wenn das am Eingang TEN anliegende Signal bis zum Erreichen eines
Zählerendwertes
einen High-Pegel beibehalten hat.
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Die
Funktionsweise der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung
gemäß 3 wird
nachfolgend anhand von 4 erläutert, wobei in 4 zeitlich Verläufe ausgewählter Signale
gemäß 3 dargestellt
sind. 4 zeigt die zeitlichen Verläufe für zwei unterschiedliche äußere Beschaltungen
der Ansteuerschaltung nämlich
im linken Teil für
eine sekundärseitige
Spannungsabsenkung bei Stand-By-Betrieb, bei dem die Sekundärspannung
Vs beispielhaft auf einen oberen Schwellenwert Vse von 8V beschränkt ist
und im rechten Teil für
einen Betrieb ohne sekundärseitiger
Spannungsabsenkung, bei welcher die sekundärseitige Spannung Vs auf einen
oberen Schwellenwert Vse von beispielhaft 16V beschränkt ist.
Die Spannungsabsenkung kann in nicht näher dargestellter Weise dadurch
realisiert werden, dass abhängig
von der Leistungsaufnahme der angeschlossenen Last unterschiedliche
maximale Ausgangsspannungen Vs zugelassen werden, bis eine Absenkung
des Regelsignals Vr, d.h. eine Entladung des Regelkondensators C3
stattfindet. Die grundsätzliche
Funktionsweise der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung
ist unabhängig
davon, ob durch die externe Beschaltung eine Spannungsabsenkung erreicht
werden soll oder nicht, lediglich die zeitlichen Verläufe der
vorkommenden Signale ändern
sich.
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Zunächst zu
dem im linken Teil dargestellten Betrieb mit sekundärseitiger
Spannungsabsenkung:
Ist das RS-Flip-Flop FF2 zurückgesetzt
und damit die Impulserzeugungsschaltung LR abgeschaltet, so ist der
dem Versorgungskondensator C2 entnommene Strom geringer als der
in den Versorgungskondensator VCC über eine Anlaufschaltung nachgelieferte Strom,
wobei diese Anlaufschaltung, der in 1 dargestellten
Anlaufschaltung mit einem Widerstand R1 oder einer in den 5 und 6 noch
zu erläuternden
Anlaufschaltung entsprechen kann. Spannungsversorgungseingänge der
einzelnen Komponenten in 3, die Strom aus dem Versorgungskondensator
C2 entnehmen, sind aus Gründen
der Übersichtlichkeit
in 3 nicht dargestellt. Nachdem der in den Versorgungskondensator
C2 gelieferte Strom größer ist,
als der entnommene Strom, steigt die Versorgungsspanne VCC an, so
lange die Impulserzeugungsschaltung LR bei rückgesetzten RS-Flip-Flop FF2
abgeschaltet ist. Erreicht die Versorgungsspannung VCC zu einem
Zeitpunkt t1 den Wert des oberen Schwellenwertsignals von, so wird das
RS-Flip-Flop FF2 über
das Ausgangssignal K2out des Komparators K2 gesetzt, so dass das
Ausgangssignal QFF2 dieses Flip-Flops FF2 einen High-Pegel annimmt, um
die Impulserzeugungsschaltung LR einzuschalten. Die Stromaufnahme
der Verarbeitungsschaltung CON ist nun größer, als der in den Versorgungskondensator
C2 über
die Anlaufschaltung nachgelieferte Strom, so dass die Versorgungsspannung
VCC absinkt.
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Mit
dem Einschalten der Impulserzeugungsschaltung LR erzeugt diese Ansteuerimpulse
AI' im Burst-Modus,
d.h. vergleichsweise kurze Ansteuerimpulse, die gleichmäßig beabstandet
sind. Das RS-Flip-Flop FF1, das im gesetzten Zustand den Burst-Modus der Impulserzeugungsschaltung
LR festlegt, wurde bereits bei der ersten ansteigenden Flanke des
Ein- und Aus schaltsignals ON/OFF bzw. des Signals QFF2 gesetzt.
Das RS-Flip-Flop
FF3 wird bis zum Einschalten der Impulserzeugungsschaltung LR durch
den Low-Zustand des Ausgangssignals QFF2 des RS-Flip-Flop FF2 zurückgesetzt und
zum Zeitpunkt t2 gesetzt, um die Abgabe von Ansteuerimpulsen AI
an der Ausgangsklemme OUT zu verhindern, wenn zum Zeitpunkt t2 das
Regelsignal Vr auf den Wert des unteren Schwellenwertsignals Vru
abgesunken ist. Das Absinken dieses Regelsignals Vr resultiert bezugnehmend
auf 1 daraus, dass mit der Ansteuerung des Schalters
T1 im Burst-Modus Energie von der Primärseite auf die Sekundärseite übertragen
wird und die sekundärseitig von
der Last Rl aufgenommene Leistung geringer ist, als die während des
Burst-Modus übertragene
Leistung. Die sekundärseitige
Spannung Vs steigt dabei solange an, bis sie einen Maximalwert Vse
erreicht, der beispielsweise durch die Durchbruchspannung der Zenerdiode
D2 bestimmt ist. Zu diesem Zeitpunkt wird der Regelkondensator C3 über dem
Optokoppler OC1 entladen, so dass die Regelspannung Vr, die zuvor über eine
an den Versorgungseingang A1 gekoppelte Stromquelle CS1 aufrechterhalten
wurde, absinkt.
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Zu
dem Zeitpunkt t2, zu dem das Regelsignal Vr den unteren Schwellenwert
Vru erreicht hat wird das RS-Flip-Flop FF2 zurückgesetzt, um die Impulserzeugungsschaltung
LR abzuschalten. Das Flip-Flop FF2 wird nun zurückgesetzt, weil bereits vor dem
Zeitpunkt t2 die Versorgungsspannung VCC unter den Wert des mittleren
Schwellenwertsignals Voff abgesunken war.
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Bei
der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung
wird die Impulserzeugungsschaltung LR damit bereits dann abgeschaltet
bzw. die Ansteuerschaltung CON geht in einem Zustand niedriger Leistungsaufnahme über, sobald
das Regelsignal Vr einen vorgegebenen unteren Schwellenwert erreicht
hat und sobald die Versorgungsspannung einen Schwellenwert erreicht
hat, der zwischen einem oberen Schwellenwert und einem unteren Schwellenwert liegt,
wobei der obere Schwellenwert das Einschalten der Impulserzeugungsschaltung
LR bzw. den Zustand hoher Leis tungsaufnahme der Ansteuerschaltung
bestimmt. Die Zeitdauern, zwischen denen Ansteuerimpulse im Burst-Modus
bei der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung
erzeugt werden, ist damit wesentlich kürzer als bei herkömmlichen
derartigen Ansteuerschaltungen, bei welchen mit dem Ausschalten
der Impulserzeugungsschaltung ausschließlich abhängig von der Versorgungsspannung VCC
darauf gewartet wird, bis die Versorgungsspannung VCC bis auf den
unteren Schwellenwert Vuv abgesunken ist. Der untere Schwellenwert
dient dabei im wesentlichen als Unterspannungsschutz bei einer Überlast
an den Ausgangsklemmen des Netzteils.
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Nun
zu dem zeitlichen Verlauf bei äußerer Beschaltung
ohne sekundärseitiger
Spannungsabsenkung, der im rechten Teil von 4 dargestellt
ist:
Die Impulserzeugungsschaltung LR wird zum Zeitpunkt t3
eingeschaltet, wenn die Versorgungsspannung VCC den Wert des oberen
Schwellenwertsignals Von erreicht. Aufgrund bereits vorher stattgefundener
Taktzyklen liegt sekundärseitig
Vs eine Spannung an, die zunächst
größer ist
als die Versorgungsspannung VCC, so dass bezugnehmend auf 1 der
Versorgungskondensator C2 über
die Hilfswicklung LR des Transformators TR sprunghaft auf einen höheren Wert
ansteigt, wobei mit jedem weiteren Taktzyklus des Burst-Modus der
Versorgungskondensator C2 weiter geladen wird, so dass die Versorgungsspannung
VCC wie auch die Ausgangsspannung Vs mit jedem Taktzyklus der Ansteuerimpulse im
BURST-Modus weiter ansteigt. Zum Zeitpunkt t4 erreicht die sekundärseitige
Spannung Vs einen Maximalwert Vse, der in dem Beispiel zu 16V angenommen
ist, so dass zu diesem Zeitpunkt der Regelkondensator C3 entladen
wird und das Regelsignal Vr auf den unteren Schwellenwert Vru absinkt,
wodurch das Flip-Flop FF3 die weitere Abgabe von Ansteuerimpulsen
an die Ausgangsklemme OUT verhindert. Die Impulserzeugungsschaltung
LR bleibt eingeschaltet, so dass die Ansteuerschaltung CON im Zustand
hoher Leistungsaufnahme bleibt, wodurch die Versorgungsspannung
VCC absinkt, da der Versorgungskondensator C2 nun ausschließlich über eine Ansteuerschaltung,
beispielsweise über
den Widerstand R1 gemäß 1,
und nicht mehr über
die Hilfswicklung Lr aufgeladen wird. Die Impulserzeugungsschaltung
LR wird abgeschaltet, wenn die Ausgangsspannung Vcc den Wert des
mittleren Schwellenwertsignals Voff zum Zeitpunkt t5 erreicht. Anders als
bei dem links dargestellten Beispiel mit sekundärseitiger Spannungsabsenkung
erreicht bei diesem Beispiel die Versorgungsspannung VCC den Wert des
mittleren Schwellenwertsignals Voff erst nach dem Zeitpunkt, zu
dem das Regelsignal Vr auf den Wert des unteren Schwellenwertsignals
Vru abgesunken ist.
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Der
nächste
Taktzyklus beginnt zum Zeitpunkt t6, wenn die Versorgungsspannung
VCC wieder auf den Wert des oberen Schwellenwertsignals Von angestiegen
ist, nachdem die Ansteuerschaltung CON zum Zeitpunkt t5 den Zustand
niedriger Leistungsaufnahme angenommen hatte.
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Ab
dem Zeitpunkt t6 wird nun angenommen, dass die ausgangsseitig an
dem Schaltnetzteil angeschlossene Last so groß ist, dass die während des Burst-Modus übertragene
Leistung nicht ausreicht, um die Ausgangsspannung VS schnell auf
den Wert der maximal zulässigen
Ausgangsspannung Vse ansteigen zu lassen. Zum Zeitpunkt t7 setzt
der Zähler T
das RS-Flip-Flop FF1 zurück
und schaltet die Impulserzeugungsschaltung LR in den Normal-Modus um,
bei welchem die Ansteuerimpulse AI erzeugt werden, deren Dauer von
dem Regelsignal Vr abhängig
ist.
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Die
Funktionsweise des Zählers
T ist ebenfalls in 4 dargestellt, wobei Tout das
Ausgangssignal des Zählers
und Tcount ein internes Zählersignal
darstellt. Dieses interne Zählersignal
nimmt jeweils dann einen High-Pegel an, wenn das RS-Flip-Flop FF2
gesetzt wird, um die Impulserzeugungsschaltung LR einzuschalten.
Das Ausgangssignal Tout nimmt allerdings nur dann einen High-Pegel
an, wenn das interne Signal Tcount ausreichend lange einen High-Pegel
beibehalten hat.
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Nach
dem Einschalten ist bei dem Beispiel gemäß 1, bei dem
wie zuvor erläutert
die Ansteuerschaltung CON eine herkömmliche Ansteuerschaltung,
jedoch auch eine erfindungsgemäße anhand
der 3 und 4 erläuterte Ansteuerschaltung sein
kann, die Spannungsversorgung der Ansteuerschaltung während des
Anlaufens durch einen widerstand R1 gewährleistet, der zwischen den
Versorgungsanschluss A1 und einen Kondensator C1, an dem die Primärspannung
Vp anliegt, geschaltet ist.
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Wie
bereits erläutert,
ist die Geschwindigkeit, mit welcher der Kondensator C2 geladen
wird, von dem Wert der Primärspannung
Vp abhängig.
Davon ist somit auch die Zeitdauer abhängig, die minimal zwischen
zwei Taktzyklen im Burst-Modus vergeht.
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Bei
einer in 5 dargestellten Ausführungsform
der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung
CON ist eine Stromüberlaufschaltung
vorgesehen, die den auf den Versorgungskondensator C2 fließenden Strom
auf einen Maximalwert begrenzt. Bei den Ausführungsbeispielen gemäß den 5 und 6 sind
lediglich diese Überlaufstromschaltungen
dargestellt, auf die in 3 dargestellten Schaltungskomponenten,
die selbstverständlich
in entsprechender Weise zwischen die in den 5 und 6 eingezeichneten
Anschlüsse
geschaltet sind, ist aus Gründen
der Übersichtlichkeit
verzichtet.
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Die Überlaufstromschaltung
gemäß 5 umfasst
einen an den Versorgungsanschluss angeschlossenen Widerstand R2,
der die Basis-Emitter-Strecke eines PNP-Bipolartransistors T2 ansteuert.
Der Bipolartransistor T2 begrenzt den maximal auf den Versorgungskondensator
C2 fließenden
Ladestrom Ich und leitet den überschüssigen Strom über einen
als Diode geschalteten Transistor T3 nach Bezugspotential GND ab.
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Der
Widerstand R2 ist vorzugsweise an einen bei derartigen Ansteuerschaltungen
CON üblicherweise
ohnehin vorhandenen Eingang A3 für
eine Primärstromnachbildung
angeschlossen, wo bei die externe Beschaltung dieses Eingangs A3
einen Widerstand R3 zwischen dem Eingang A3 und der Primärspannung
Vp und einen Kondensator C4 zwischen dem Eingang A3 und Bezugspotential
GND vorsieht. Zur Auswertung des an dem Eingang A3 anliegenden Primärstromnachbildungssignals
ist eine Auswerteschaltung PCM vorhanden, auf dem folgend jedoch
nicht näher
eingegangen wird. Da für
die Primärstromnachbildung
ohnehin ein externer Widerstand R3 erforderlich ist, kann bei Verwendung
der erfindungsgemäßen Überlaufstromschaltung
gemäß 5 auf
einen externen Widerstand (R1 in 1) als Anlaufschaltung
verzichtet werden.
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6 zeigt
ein weiteres Ausführungsbeispiel einer
erfindungsgemäßen Überlaufstromschaltung, die
neben dem widerstand R2 einen Operationsverstärker OA1 umfasst, der die über dem
Widerstand R2 anliegende Spannung mit einer Referenzspannung VS1
vergleicht und die einen Teil des in der Zuleitung fließendes Stromes
I3 über
einen durch den Operationsverstärker
OA1 angesteuerten Transistor T3 nach Bezugspotential GND ableitet,
wenn der Ladestrom Ich einen durch die Referenzspannung VS1 abhängigen Maximalwert
erreicht hat.
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- A1,
A2
- Eingangsklemmen
- AT
- Ausgangstreiber
- BR
- Brückengleichrichter
- C1,
C2, C3
- Kondensatoren
- C4
- Kondensator
- CON
- Ansteuerschaltung
- Cs
- Kondensator
- CS1
- Stromquelle
- D1
- Diode
- D2
- Zenerdiode
- Ds
- Diode
- FF1,
FF2, FF3
- RS-Flip-Flop
- G1,
G3
- Und-Gatter
- G2
- Oder-Gatter
- GND
- Bezugspotential
- ICH
- Ladestrom
- K1,
K2, K3, K4
- Komparatoren
- Lp
- Primärspule
- Lr
- Hilfswicklung
- LR
- Impulserzeugungsschaltung
- Ls
- Sekundärspule
- OA1
- Operationsverstärker
- OC1
- Optokoppler
- OUT
- Ausgangsklemme
der Ansteuerschaltung
- R1
- Widerstand
- R2,
R3
- Widerstand
- Rl
- Last
- T1
- Schalter/Transistor
- T2
- pnp-Bipolartransistor
- T3,
T4
- npn-Bipolartransistor
- TR
- Transformator
- VCC
- Versorgungsspannung
- Vp
- Primärspannung
- Vr
- Regelsignal
- Vs
- Sekundärspannung
- VS1
- Referenzspannungsquelle