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Technisches Gebiet
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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens eines Leuchtmittels umfassend einen Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung, einen Wechselrichter, der zumindest einen ersten und einen zweiten elektronischen Schalter umfasst, die seriell unter Ausbildung eines Brückenmittelpunkts zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt sind, einen Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung an das mindestens eine Leuchtmittel, eine Ansteuervorrichtung für zumindest den ersten und den zweiten elektronischen Schalter sowie eine Strommessvorrichtung, die ausgelegt und angeordnet ist, den Strom durch den Wechselrichter zu messen. Die Erfindung betrifft überdies ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben mindestens eines Leuchtmittels.
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Stand der Technik
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Die vorliegende Erfindung betrifft die Problematik, dass bei Betriebsgeräten mit SELV(Safety Extra Low Voltage)-Ausgang die berührbare Spannung am Ausgang in keinem Fehlerfall eine vorgebbare Spannung, beispielsweise 60 V, überschreiten darf. Dies muss durch entsprechende Schutzbeschaltungen gewährleistet sein.
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Aus dem Stand der Technik ist es bekannt, eine entsprechende Schutzvorrichtung sekundärseitig hardwaremäßig zu schalten und eine entsprechende Information mittels Optokoppler an die Ansteuervorrichtung zu geben, welche die Schaltungsanordnung dann abschaltet. Alternativ ist es bekannt, den Wert der Ausgangsspannung zu messen, diesen Wert über einen Optokoppler an die Ansteuervorrichtung zu übertragen, wobei die Ansteuervorrichtung ausgelegt ist, dann, wenn der gemessene Wert der Ausgangsspannung einen vorgebbaren Wert überschreitet, die Abschaltung der Schaltungsanordnung zu veranlassen.
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Nachteilig an diesen bekannten Vorgehensweisen ist der Umstand, dass beide einen Optokoppler benötigen. Für gewisse Einsatzgebiete derartiger Schaltungsanordnungen, insbesondere wenn als Leuchtmittel LEDs verwendet werden, ist der mit der Verwendung eines Optokopplers einher gehende Kostenaufwand unerwünscht hoch.
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Darstellung der Erfindung
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Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine gattungsgemäße Schaltungsanordnung und ein Verfahren derart weiterzubilden, dass ein zuverlässiger Schutz vor zu hohen Spannungen am SELV-Ausgang bereitstellbar ist, ohne auf die Verwendung eines Optokopplers zurückgreifen zu müssen.
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Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 17.
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Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass dies besonders einfach und kostengünstig durch einen zweistufigen Prozess gelöst werden kann: Zunächst wird dann, wenn die Ausgangsspannung einen ersten vorgebbaren Schwellwert überschreitet, der Ausgang kurzgeschlossen. Damit wird in jedem Fall verhindert, dass eine zu hohe Spannung am SELV-Ausgang anliegt. Dieser Kurzschluss lässt sich dann anschließend primärseitig detektieren und auswerten, um die Ansteuervorrichtung jedenfalls derart anzusteuern, dass diese durch entsprechende Ansteuerung des Wechselrichters dessen Betrieb derart beeinflusst, dass der sekundärseitige Kurzschlussstrom zumindest reduziert wird.
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Wie die Erfinder nämlich festgestellt haben, wird durch einen sekundärseitigen Kurzschluss der Mittelwert des Stroms durch den Wechselrichter reduziert, dadurch, dass der Wirkleistungsanteil des Stroms durch den Wechselrichter sinkt. Es entstehen zwar sekundärseitig Verluste in der Kurzschlussvorrichtung, sodass in einem Kurzschlussfall eine gewisse Wirkleistung an die Sekundärseite übertragen wird. Jedoch ist diese sehr viel niedriger als im normalen Betriebsfall.
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In Ausführungsbeispielen der vorliegenden Erfindung wurde ein Absinken des Mittelwerts des Stroms durch den Wechselrichter im Kurzschlussfall auf etwa ein Fünftel des Mittelwerts im normalen Betriebsfall festgestellt. Dieses Absinken lässt sich leicht detektieren und zur entsprechenden Ansteuerung des Wechselrichters verwenden. Auf diese Weise wird nicht nur ein zuverlässiger Schutz vor zu hohen Spannungen am SELV-Ausgang realisiert, darüber hinaus werden die Bauteile der Kurzschlussvorrichtung vor zu hohen Verlusten geschützt. Da der sekundärseitige Kurzschluss immer indirekt primärseitig detektiert wird, kann auf diese Weise die Verwendung eines teuren und wenig langzeitstabilen Optokopplers vermieden werden. Dennoch wird eine sehr sichere und kostengünstige Lösung bereitgestellt.
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Eine bevorzugte Ausführungsform zeichnet sich dadurch aus, dass die Auswertevorrichtung ausgelegt ist dann, wenn der Mittelwert den zweiten vorgebbaren Schwellwert unterschreitet, die Ansteuervorrichtung derart anzusteuern, dass diese durch entsprechende Ansteuerung zumindest des ersten und des zweiten elektronischen Schalters den Betrieb des Wechselrichters stoppt oder, insbesondere durch Änderung der Frequenz des Wechselrichters, den Strom in der Kurzschlussvorrichtung auf einen positiven, aber in der Amplitude reduzierten Wert einstellt. Durch die Einstellung eines reduzierten Stroms in der Kurzschlussvorrichtung kann die Schaltungsanordnung aktiv bleiben, Rücksetz-Zeitdauern bei einem Wiedereinschalten können vermieden werden.
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Bevorzugt umfasst die Kurzschlussvorrichtung eine Durchbruchvorrichtung, insbesondere mit einer Funktionalität eines Triacs oder eines Thyristors. Dabei können tatsächliche Triacs oder Thyristoren verwendet werden oder auch entsprechende Nachbildungen, beispielsweise realisiert durch MOSFETs.
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Besonders vorteilhaft umfasst die Kurzschlussvorrichtung eine Spannungsbegrenzungsvorrichtung, insbesondere eine Zenerdiode, eine TVS-Diode, einen DIAC oder eine Spannungsreferenz, beispielsweise einen Baustein LM431, mit der der erste vorgebbare Schwellwert einstellbar ist, wobei die Spannungsbegrenzungsvorrichtung derart mit der Durchbruchvorrichtung gekoppelt ist, dass die Durchbruchvorrichtung dann, wenn die Ausgangsspannung den ersten vorgebbaren Schwellwert überschreitet, durchbricht. Dies verhindert auf besonders zuverlässige Weise das Auftreten unzulässig hoher Spannungswerte am SELV-Ausgang.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform umfasst die Auswertevorrichtung einen Kondensator sowie zumindest einen dritten elektronischen Schalter, wobei der Kondensator derart mit dem dritten elektronischen Schalter gekoppelt ist, dass dieser bei Überschreiten eines dritten vorgebbaren Schwellwerts einer über dem Kondensator abfallenden Spannung leitend geschaltet wird. Wird der Mittelwert des Stroms durch den Wechselrichter zum Laden des Kondensators verwendet, kann auf diese Weise besonders einfach das Überschreiten des entsprechenden Schwellwerts detektiert werden.
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In diesem Zusammenhang ist es bevorzugt, wenn die Auswertevorrichtung einen Ladepfad und einen Entladepfad umfasst, die zwischen die Strommessvorrichtung und den Kondensator gekoppelt sind, wobei der Ladepfad derart ausgelegt ist, dass die im Betrieb entlang des Ladepfads abfallende Spannung geringer ist, insbesondere um mindestens eine Diodenspannung, als die im Betrieb über dem Entladepfad abfallende Spannung. Auf diese Weise kann der Ladestrom mehr Ladung auf den Kondensator liefern als der Entladestrom abzieht. Insbesondere dann, wenn die Differenz der über dem Ladepfad und Entladepfad abfallenden Spannung mindestens eine Diodenspannung beträgt, kann dadurch ein Potential kreiert werden, mit dem der dritte elektronische Schalter angesteuert werden kann, da dessen Schaltschwelle ja auch einer Diodenspannung enspricht.
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Der Ladepfad umfasst bevorzugt zumindest die Serienschaltung einer ersten Diode und eines ersten ohmschen Widerstands, wobei der Entladepfad zumindest die Serienschaltung einer zweiten Diode, einer dritten Diode sowie eines zweiten ohmschen Widerstands umfasst. Dadurch, dass der Entladepfad eine weitere Diode aufweist, lässt sich die oben erwähnte Forderung besonders einfach realisieren. Dadurch ergibt sich weiterhin der Vorteil, dass die über der Temperatur stark schwankende Diodenstrecke sowohl beim dritten elektronischen Schalter als auch bei der den Offset generierenden ersten, zweiten und dritten Diode auftritt. Wenn demnach alle Bauteile thermisch eng gekoppelt sind, kann diese Streuung zuverlässig kompensiert werden.
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Überdies wird bevorzugt der erste ohmsche Widerstand größer gewählt als der zweite ohmsche Widerstand. Auf diese Weise lässt sich ein Feintuning vornehmen. Insbesondere lässt sich damit präzise der erste vorgebbare Schwellwert und entsprechend der dritte vorgebbare Schwellwert einstellen.
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Der Kondensator ist bevorzugt zwischen die Steuerelektrode und die Bezugselektrode des dritten elektronischen Schalters gekoppelt, wobei die Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters mit einer Versorgungsspannung gekoppelt ist. Dabei hat es sich als vorteilhaft erwiesen, wenn zwischen die Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters und die Versorgungsspannung ein dritter ohmscher Widerstand oder die Serienschaltung eines dritten ohmschen Widerstands und eines PTC-Widerstands gekoppelt ist. Insbesondere im Fall der Verwendung des zusätzlichen PTC-Widerstands kann damit unter Verwendung nur eines zusätzlichen Bauteils eine Temperaturabschaltung oder eine Temperaturrückregelung realisiert werden.
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Die Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters ist bevorzugt mit der Ansteuervorrichtung gekoppelt. Bereits auf diese Weise lässt sich eine gewünschte Ansteuerung der Ansteuervorrichtung im Falle eines sekundärseitigen Kurzschlusses auslösen. Besonders bevorzugt ist jedoch eine Variante, bei der die Auswertevorrichtung weiterhin einen vierten elektronischen Schalter umfasst, dessen Steuerelektrode mit der Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters gekoppelt ist, dessen Bezugselektrode mit einem Bezugspotential gekoppelt ist und dessen Arbeitselektrode mit der Ansteuervorrichtung gekoppelt ist. Der Vorteil dieser Realisierung gegenüber der zuvor erwähnten Realisierung besteht darin, dass man dadurch eine Invertierung des Signals erreicht. Dies eröffnet die Möglichkeit, im Fehlerfall aktiv zu schalten. Weiterhin kann bei Realisierung des dritten elektronischen Schalters als Bipolartransistor die Gefahr eines erhöhten Stromflusses in der Anlaufphase der Schaltungsanordnung vermieden werden.
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Bevorzugt ist der PTC-Widerstand zwischen der Steuerelektrode des vierten elektronischen Schalters und der Arbeitselektrode des dritten elektronischen Schalters angeordnet.
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Der dritte elektronische Schalter kann als Bipolartransistor ausgebildet sein beziehungsweise der vierte elektronische Schalter als MOSFET.
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Zur galvanischen Trennung des Eingangs der Schaltungsanordnung von ihrem Ausgang kann zwischen den Wechselrichter und den Ausgang der Schaltungsanordnung ein Transformator gekoppelt sein. Schließlich kann die Schaltungsanordnung weiterhin einen Gleichrichter umfassen, wobei die Sekundärseite des Transformators mit dem Eingang des Gleichrichters gekoppelt ist und der Ausgang des Gleichrichters mit dem Ausgang der Schaltungsanordnung. Insbesondere im Falle von LEDs als Leuchtmittel kann auf diese Weise ein Gleichstrom an die LEDs bereitgestellt werden.
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Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
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Die mit Bezug auf die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
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Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
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Im Nachfolgenden werden nunmehr Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Dabei zeigen:
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1 in schematischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung; und
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2 in schematischer Darstellung ein zweites Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungs-anordnung.
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Bevorzugte Ausführung der Erfindung
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Im Nachfolgenden werden für gleiche und gleich wirkende Bauelemente dieselben Bezugszeichen verwendet. Diese werden der Übersichtlichkeit halber nur einmal eingeführt.
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1 zeigt in schematischer Darstellung ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Diese umfasst einen Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss E1, E2 zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung V1. Diese kann beispielsweise eine so genannte Zwischenkreisspannung darstellen, die unter Verwendung eines Gleichrichters sowie eines Spannungswandlers aus einer Netzwechselspannung abgeleitet worden ist. Zwischen die Eingangsanschlüsse E1, E2 ist ein Wechselrichter gekoppelt, der vorliegend in Halbbrückenanordnung ausgeführt ist. Dieser umfasst einen ersten und einen zweiten elektronischen Schalter M1, M2, die seriell unter Ausbildung eines Halbbrückenmittelpunkts HBM zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss E1, E2 gekoppelt sind. Seriell zu den Schaltern M1, M2 ist ein Shunt-Widerstand R2 angeordnet, der dazu dient, den Strom IW durch den Wechselrichter zu messen. Zur Ansteuerung der Schalter M1, M2 ist eine Ansteuervorrichtung 10 vorgesehen. Parallel zur Serienschaltung des Schalters M2 und des Shunt-Widerstands R2 ist ein SChaltentlastungskondensator C3 gekoppelt. Mit dem Halbbrückenmittelpunkt HBM ist weiterhin eine Resonanzdrossel L3 gekoppelt, deren anderer Anschluss über die Parallelschaltung eines Kondensators C4 sowie der Primärinduktivität eines Transformators Tr und einem seriell dazu angeordneten Kondensator C1 mit dem Eingangsanschluss E2 gekoppelt ist, der vorliegend das Bezugspotential der Schaltungsanordnung darstellt. Der Kondensator C4 dient als Resonanzkondensator, während der Kondensator C1 als Auskoppelkondensator die Halbbrückenanordnung vervollständigt.
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Das über der Sekundärinduktivität L2 des Transformators Tr abfallende Signal wird einem Gleichrichter zugeführt, der vorliegend die Dioden D1 bis D4 umfasst.
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Die Spannung VA am Ausgang des Gleichrichters wird am Ausgang der Schaltungsanordnung, der einen ersten und einen zweiten Ausgangsanschluss A1, A2 umfasst, an das mindestens eine Leuchtmittel, das vorliegend die Serienschaltung mehrerer LEDs darstellt, bereitgestellt. Parallel zum Ausgang ist ein Kondensator C2 gekoppelt, der der Stabilisierung der Ausgangsspannung VA dient.
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Parallel zum Ausgang A1, A2 ist weiterhin eine Kurzschlussvorrichtung 12 gekoppelt, die vorliegend eine zwischen die Ausgangsanschlüsse A1, A2 gekoppelte Serienschaltung einer Zenerdiode D7 und eines ohmschen Widerstands R3 umfasst, wobei der zwischen der Zenerdiode D7 und dem ohmschen Widerstand R3 gelegene Knoten N1 mit der Zündelektrode eines Thyristors D6 gekoppelt ist, der ebenfalls zwischen die Ausgangsanschlüsse A1, A2 gekoppelt ist.
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Die Schaltungsanordnung umfasst weiterhin eine Auswertevorrichtung 14, die mit dem Knoten N2 gekoppelt ist, der den Kopplungspunkt zwischen dem elektronischen Schalter M2 und dem Shunt-Widerstand R2 darstellt. Wie weiter unten noch genauer ausgeführt werden wird, dient die Auswertevorrichtung 14 insbesondere dazu, zu erfassen, wenn der Mittelwert des Stroms IW einen vorgebbaren Schwellwert unterschreitet, um dann die Ansteuervorrichtung 10 derart anzusteuern, dass der Strom IK in der Kurzschlussvorrichtung 12 zumindest reduziert wird.
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Zu diesem Zweck ist ein Kondensator C5 vorgesehen, der mit seinem Anschluss N3 über einen Ladepfad PL, der die Serienschaltung einer Diode D10 und eines ohmschen Widerstands R5 umfasst, sowie über einen Entladepfad PE, der die Serienschaltung eines ohmschen Widerstands R4 sowie zweier Dioden D8, D9 umfasst, mit dem Knoten N2 gekoppelt ist. Während der Knoten N3 weiterhin mit der Steuerelektrode eines elektronischen Schalters Q1 gekoppelt ist, ist der andere Anschluss N4 des Kondensators C5 mit dessen Bezugselektrode gekoppelt. Die Arbeitselektrode des Schalters Q1 ist über einen ohmschen Widerstand R6 mit einer Spannungsquelle V2 gekoppelt, die beispielsweise eine Gleichspannung von 15 V bereitstellt. Sie ist weiterhin mit der Steuerelektrode eines elektronischen Schalters M3 gekoppelt, dessen Bezugselektrode mit dem Knoten N4 und damit mit dem Eingangsanschluss E2, d.h. mit dem Bezugspotential, gekoppelt ist. Die Arbeitselektrode des Schalters M3 ist mit der Ansteuervorrichtung 10 gekoppelt.
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Zur Funktionsweise: Die in 1 dargestellte erfindungsgemäße Schaltungsanordnung dient dazu, die Bedingungen, die an einen SELV-Ausgang geknüpft sind, zuverlässig zu gewährleisten. Beispielsweise bei der Verwendung von LEDs als Leuchtmittel darf die Ausgangsspannung VA zu keinem Zeitpunkt einen Wert von 60 V überschreiten. Zudem sollte der Ausgang A1, A2 sicher gegen einen Kurzschluss der Last sein, sodass es im Kurzschlussfall zu keiner Zerstörung der Schaltungsanordnung kommt.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist ausgelegt, in einem ersten Schritt dafür zu sorgen, dass eine drohende Überspannung rechtzeitig vor Erreichen der absolut erlaubten Spannung begrenzt wird. Dies wird durch Einleitung eines sekundärseitigen Kurzschlusses mit Hilfe der Kurzschlussvorrichtung 12 bewirkt. Wird demnach am Ausgang A1, A2 eine durch die Zenerdiode D7 vorgegebene Schwellspannung überschritten, wird der Thyristor D6 kurzgeschlossen. Anstelle eines Thyristors kann auch ein Triac oder eine Thyristornachbildung verwendet werden.
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Da im Kurzschlussfall die kurzschließenden Bauteile hohen Strombelastungen ausgesetzt sind, wird erfindungsgemäß eine Reduktion des Kurzschlussstroms, insbesondere eine Abschaltung des Kurzschlussstroms herbeigeführt. Hierzu wird die Erkenntnis ausgenützt, dass im Kurzschlussfall sowohl sekundär- als auch primärseitig eine nur geringe Wirkleistung umgesetzt wird. Diese resultiert im Wesentlichen aus der Verlustleistung der Leistungsbauteile. Dieser geringe Wirkanteil spiegelt sich in der Stromform des Stroms durch die Schalter M1, M2 des Wechselrichters wieder: Der Mittelwert des Halbbrückenstroms IW geht fast gegen null, da die Höhe des Mittelwerts ein Maß für die Wirkleistung darstellt. Die Detektion dieses Umstands erfolgt mit Hilfe eines Shunt-Widerstands R2 am unteren Schalter M2 des Wechselrichters mit anschließender Integration dieses am Shunt-Widerstand R2 abgegriffenen Signals über einen Widerstand – Näheres hierzu folgt weiter unten – und den Kondensator C5.
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Da der Shunt-Widerstand R2 wegen der in ihm umgesetzten Verlustleistung möglichst klein gehalten werden soll, besteht das Problem, dass die absolut zur Verfügung stehenden Signale ebenfalls sehr klein sind. Beispielsweise beträgt die Spannung UR2 für den Kurzschlussfall 10 mV und 250 mV für den Normalbetrieb. Um einen Schalter, insbesondere einen Bipolartransistor, schalten zu können, ist daher diese Spannung im Kurzschlussfall nicht ausreichend. Deshalb wird vorliegend der Ladewiderstand des Integrators nicht mit einem einfachen Widerstand realisiert, sondern mit einer Anordnung, die die Bauelemente R4, R5, D8, D9 und D10 umfasst.
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Da der Ladepfad PL eine Diode weniger umfasst als der Entladepfad PE, würde mit gleichwertigen Widerständen R4 und R5 ein Offset von einer Diodenspannung auf das Mittelwertsignal aufgesetzt werden. Damit würde jedoch in jedem Fall die Einschaltspannung des Schalters Q1 erreicht werden, da diese ebenfalls eine Diodenspannung darstellt, sodass der Schalter Q1 in allen Fällen, das heißt sowohl im Kurzschlussfall als auch im Normalbetrieb, leitend geschaltet wäre. Aus diesem Grund wird der Widerstand R5 größer als der Widerstand R4 gewählt, sodass der durch die zusätzliche Diode erzielte Offset wieder etwas abgesenkt wird. Dabei wird das Verhältnis R5 zu R4 so eingestellt, dass im Kurzschlussfall der Schalter Q1 nicht-leitend geschaltet wird, jedoch im normalen Betriebsfall schon.
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Mit einer derartigen Anordnung ließe sich bereits eine Ansteuerung der Ansteuervorrichtung und damit eine Reduktion, insbesondere Abschaltung, des Kurzschlussstroms im Falle eines sekundärseitigen Kurzschlusses auslösen. Wie bereits oben erwähnt, wird bevorzugt ein weiterer Schalter M3 vorgesehen, dessen Steuerelektrode mit der Arbeitselektrode des Schalters Q1 gekoppelt ist. Im normalen Betriebsfall ist, wie erwähnt, der Schalter Q1 leitend geschaltet, weshalb die Steuerelektrode des Schalters M3 im normalen Betriebsfall auf Bezugspotential geklemmt ist. Dadurch wird der Schalter M3 geöffnet, das heißt nicht-leitend, gehalten. Tritt nun ein sekundärseitiger Kurzschluss auf, wird der Schalter Q1 nicht-leitend geschaltet, während der Schalter M3 infolge der Kopplung seiner Steuerelektrode mit der Spannungsquelle V2 dann leitend geschaltet wird. Dieses Signal kann an der Arbeitselektrode des Schalters M3 zu einer entsprechenden Ansteuerung der Ansteuervorrichtung 10 verwendet werden, sodass durch diesen Vorgang eine entsprechende Ansteuerung der Schalter des Wechselrichters getriggert werden kann, die zu einer Reduktion des Kurzschlussstroms beziehungsweise zu einer Abschaltung des Wechselrichters führt.
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Durch diese beschriebene Vorgehensweise werden Pegel erreicht, die, wie beschrieben, zur Ansteuerung von Bipolar- oder MOSFET-Transistoren ausreichend sind. Es kann damit auf die Verwendung von Operationsverstärkern verzichtet werden, sodass eine besonders kostengünstige Realisierung ermöglicht wird.
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Besonders vorteilhaft an der in 1 dargestellten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist der Umstand, dass die über der Temperatur stark schwankende Diodenstrecke sowohl beim Schalter Q1 als auch bei den den Offset generierenden Dioden D8 bis D10 auftritt. Werden demnach alle diese Bauteile thermisch eng miteinander gekoppelt, kann diese temperaturabhängige Streuung zuverlässig kompensiert werden.
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Bei der in 2 dargestellten Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist im Unterschied zu der in 1 dargestellten Ausführungsform zusätzlich ein PTC-Widerstand R7 seriell zwischen die Arbeitselektrode des Schalters Q1 und die Steuerelektrode des Schalters M3 eingefügt. Dabei handelt es sich um einen temperaturveränderlichen Widerstand, der im kalten Zustand einen typischen Widerstand von unter 1 kΩ hat und oberhalb seiner „Schalttemperatur“ deutlich mehr als 10 kΩ.
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Wie bereits erwähnt, ist im normalen Betriebsfall der Schalter Q1 leitend geschaltet und der Schalter M3 nichtleitend. Tritt der Kurzschlussfall ein, wird der Schalter Q1 nicht-leitend geschaltet, während der Schalter M3 von der Spannungsquelle V2 angesteuert in den leitenden Zustand übergeht. Tritt nun nicht der Kurzschlussfall ein, sondern eine andere Fehlerbedingung in Form einer zu hohen Temperatur, kann durch die in 2 dargestellte Ausführungsform auch dieser Fehlerfall in der Ansteuervorrichtung 10 erfasst und daraufhin eine entsprechende Ansteuerung, beispielsweise zur Leistungsreduktion, der Schalter M1, M2 des Wechselrichters initiiert werden.
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Geht nämlich der PTC-Widerstand R7 in seinen hochohmigen Zustand über, wird die Steuerelektrode des Schalters M3 nicht mehr über den Schalter Q1 auf das Bezugspotential geklemmt, sondern an die Spannungsquelle V2. Dadurch wird der Schalter M3 ebenso wie im Kurzschlussfall leitend geschaltet. Die Widerstände R6, R7 kalt und R7 heiß sind so zu wählen, dass im normalen Betriebsfall der Spannungsabfall über dem Widerstand R7 kleiner als die Schaltspannung des Schalters M3 ist und im Übertemperatur- oder Kurzschlussfall größer als die Schaltspannung von M3. Mit nur einem zusätzlichen Bauteil, nämlich dem PTC-Widerstand R7, lässt sich demnach zusätzlich eine Temperaturabschaltung oder -rückregelung realisieren.