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Die
Erfindung betrifft eine Treiberschaltung für einen Leistungstransistor und
ein Verfahren zum Schalten eines Leistungstransistors.
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Leistungstransistoren
werden in vielen technischen Anwendungen eingesetzt, z. B. als bzw.
in einem Leistungsschalter für elektrische Antriebe. Beispiele
für Leistungstransistoren sind z. B. IGBTs oder MOS-FETs.
Ein Leistungstransistor schaltet elektrische Ströme bzw.
Spannungen im kA- und kV-Bereich. Die Leistungstransistoren werden
zum Durchführen des eigentlichen Schaltvorgangs über
einen Schalteingang angesteuert. Beispielsweise wird ein IGBT angesteuert,
also in einen leitenden oder nicht leitenden Zustand geschaltet,
in dem unterschiedliche Spannungen zwischen dessen Gate (Schalteingang)
und Emitter angelegt werden. Im wesentlichen wird hierdurch die
elektrische Ladung des Gates des IGBT umgeladen.
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Da
zum Schalten des Leistungstransistors bestimmte Spannungen bzw.
Ströme am Schalteingang nötig sind, weisen Halbleiterschalter
in der Regel neben dem Leistungstransistor eine entsprechende Treiberschaltung
zu dessen Ansteuerung auf. Die Treiberschaltung setzt ein standardisiertes
Logikschaltsignal an ihrem Eingang, z. B. ein übliches TTL-Signal,
in ein entsprechend leistungsstarkes bzw. angepasstes Schaltsignal
zum Schalten des Leistungstransistors um.
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Aus
der
DE 102 36 532
C1 sind verschiedene Schaltungsanordnungen zur Ansteuerung
von Leistungstransistoren bekannt. Diese arbeiten mit Widerstandsansteuerung,
Spannungsansteuerung oder Stromansteuerung. Für die Widerstands-
bzw. Spannungsansteuerung ist eine stabilisierte Versorgungsspannungsquelle
notwendig. Bei Verwendung einer Stromquelle ist dagegen eine Schaltungsanordnung
zur Begrenzung des Stromverbrauchs der Ausgangsstufe der Treiberschaltung
nötig. Alle Quellen müssen hierbei galvanisch
getrennt aufgebaut sein.
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Für
Halbleiterschalter verschiedener Größe, d. h.
mit verschiedenen Leistungsbereichen, sind heute unterschiedliche
Treiberschaltungen notwendig, welche jeweils auf einen mittleren
Treiberstrom bzw. eine bestimmte Schaltfrequenz ausgelegt sind. Für
den sogenannten Treibermittelstrom I gilt hierbei mit der Schaltfrequenz
FSW und der Gateladung QG bei
einer Anzahl N von mit der Treiberschaltung gleichzeitig anzusteuernden
Leistungstransistoren bzw. Leistungshalbleitermodulen: I = FSW × QG × N.
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Mit
zunehmender Leistung und Schaltfrequenz steigt also der Treiberstrom
an. Heute sind Treiberschaltungen bzw. deren Ausgangsstufen in der
Regel als Push-Pull-Schaltung ausgelegt, die aus je einer Quelle
mit positiver und negativer Spannungsversorgung (+VCC, –VCC) über
ein oder mehrere Gatewiderstände (z. B. für verschiedene
Zeitkonstanten für Laden und Entladen des Gates) den Schalteingang
des Leistungstransistors bedienen, z. B. im Falle des IGBT den Gate-Kollektor-Kondensator
mit der entsprechenden Gateladung versorgen. Der Treiber- bzw. Hilfsstromversorgungsstrom
liegt im Bereich 10 mA bis 300 mA, die Treiberleistung (Strom × 30
V) im Bereich von 300 mW bis 10 W mit steigender Tendenz.
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Problematisch
hierbei ist, dass der entsprechende Gate-Kondensator bzw. die Gateladung
im Leistungstransistor über einen Widerstand geladen wird.
Aus den elektrotechnischen Grundlagen ist bekannt, dass hierbei
die Hälfte der von der Treiberschaltung gelieferten Leistung
im Kondensator gespeichert wird, die andere Hälfte im ohmschen
Widerstand verloren geht. Auch beim Ausschalten des Leistungstransistors,
also der Entladung der Gateladung wird die gespeicherte Kondensatorenergie
im Widerstand der Treiberschaltung vernichtet.
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Aufgabe
der Erfindung ist es, eine verbesserte Treiberschaltung für
einen Leistungstransistor bzw. ein verbessertes Verfahren zu dessen
Schalten anzugeben.
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Hinsichtlich
der Treiberschaltung wird die Aufgabe gelöst durch eine
Treiberschaltung für einen Leistungstransistor, der wiederum
einen Schalteingang aufweist, der ansteuerbar ist, um den Leistungstransistor
ein- oder auszuschalten. Die Treiberschaltung umfasst eine steuerbare
Spannungsquelle, die eine Schaltspannung liefert, und einen induktiven
Zweipol, der mit seinem einen Anschluss an die Spannungsquelle angeschlossen
ist und dessen zweiter Anschluss mit dem Schalteingang verbindbar ist.
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Die
Steuerbarkeit der Spannungsquelle bezieht sich auf den Ein-/Ausschaltimpuls.
Da der Schalteingang des Leistungstransistors prinzipiell schaltungstechnisch
mit einem umzuladenden Kondensator vergleichbar ist und die Treiberschaltung über
die steuerbare Spannungsquelle und die Induktivität, also
den induktiven Zweipol, eine Art Zerhacker bilden (Steuern bzw.
Ein- und Ausschalten der Spannungsquelle) wirkt die Treiber schaltung
im Betrieb mit dem Leistungstransistor nach Art eines Tiefsetzstellers
für den Ladevorgang oder Hochsetzstellers für
den Entladevorgang zusammen. Mit anderen Worten bilden Treiberschaltung
und Schalteingang des Leistungstransistors eine Art Schaltnetzteil
aus. Der induktive Zweipol zusammen mit der schaltbaren (steuerbaren)
Spannungsquelle bildet also eine Stromquelle, die aber gegenüber
bekannten Stromquellen in Treibern deutlich verbessert ist.
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Der
Energietransfer zwischen Spannungsquelle und Schalteingang verläuft
nahezu ohne Verluste, d. h. nur ca. 1–3% der Energie gehen
verloren, da der Wirkungsgrad eines entsprechenden Zerhackers bei
etwa 99% liegt. Die notwendige Leistung für die Ansteuerung
des Schalteingangs durch die Treiberschaltung ist daher gegenüber
den bekannten Lösungen drastisch reduziert. Treiberschaltungen
mit größeren Ausgangleistungen und Schaltfrequenzen können
unaufwendiger und kostengünstiger realisiert werden. Die
Treiberleistung der Treiberschaltung steigt. Damit müssen
weniger verschiedene Treiberschaltungen für ein Produktspektrum
von Leistungsschaltern vorgesehen werden, da eine einzige Treiberschaltung
ein größeres Leistungsspektrum umfasst.
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Die
steuerbare Spannungsquelle kann einen MOS-FET-Transistor enthalten,
der mit seinem treibenden Ausgang mit dem Zweipol verbunden ist.
Der MOS-FET-Transistor sorgt somit für die Steuerbarkeit
bzw. Schaltbarkeit der Spannungsquelle, so dass als eigentliche
Spannungsquelle eine Konstantspannungsquelle verwendet werden kann.
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Eine
derartige Spannungsquelle kann zweifach in der Treiberschaltung
enthalten sein, diese also zwei MOS-FET-Transistoren enthalten,
die mit ihren jeweils treibenden Ausgängen miteinander
und mit dem Zweipol verbunden sind. Mit ihren jeweils anderen Leistungsausgängen
sind die MOS-FET-Transistoren je an einer der Spannungsquellen angeschlossen.
Eine Spannungsquelle liefert hierbei eine positive, die andere eine
negative Schaltspannung. Jeweils eine Spannungsquelle zusammen mit
dem an ihr angeschlossenen MOS-FET-Transistor ist also hierbei getrennt
für den Einschalt-, und die andere für den Ausschaltvorgang
zuständig.
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Es
können auch zwei komplett unterschiedliche Signalpfade
für die jeweils einschaltende und ausschaltende Ansteuerung
des Leistungstransistors vorgesehen sein. Einschalt- und Ausschaltpfad
sind somit aus gänzlich unterschiedlichen Elementen aufgebaut,
und können für den jeweiligen Schaltvorgang optimiert
sein, z. B. verschiedene Schaltzeiten aufweisen.
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In
einem derartigen Fall kann dann der Zweipol z. B. durch Trimmung
verschiedene Induktivitäten für die einschaltende
und ausschaltende Ansteuerung des Leistungstransistors aufweisen.
Hierdurch kann z. B. die Flankensteilheit der Ein- und Ausschaltvorgänge
geeignet und getrennt voneinander beeinflusst werden.
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Es
können dann auch zwei getrennte Signalpfade realisiert
werden, in denen je eine erste Spannungsquelle über einen
ersten Zweipol und eine zweite Spannungsquelle über einen
zweiten Zweipol mit einem gemeinsamen Ausgangsknoten verbunden sind,
wobei der Ausgangsknoten der Treiberschaltung mit dem Schalteingang
des Leistungstransistors verbindbar ist. Ein- und Ausschaltpfade
sind auch so vollständig entkoppelt.
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Ein
ohmscher Widerstand kann mit dem induktiven Zweipol in Serie geschaltet
sein. Hierdurch kann die Ein- und Ausschaltcharakteristik der Treiberschaltung
weiter beeinflusst werden. Wenn z. B. mehrere IGBT-Chips parallel
geschaltet sind, verwendet man relativ kleine integrierte Gate-Widerstände
im IGBT-Chip. Der Widerstand ist jedoch dann im Vergleich zu bekannten
Lösungen, welche den Leistungstransistor allein über
einen Widerstand ohne induktives Element ansteuern, bedeutend kleiner
gewählt z. B. im Bereich 10% bis 20% des üblichen
Wertes. Hierdurch verbleibt immer noch eine deutliche Leistungsreduzierung
in der Treiberschaltung auf ca. 10%–20% gegenüber
bekannten Lösungen.
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Insbesondere
kann der Schalteingang des Leistungstransistor ein umzuladendes
kapazitives Gate sein. Wie oben erwähnt, entspricht der
Leistungstransistor damit am ehesten einem Kondensator, wofür
die erfindungsgemäße Treiberschaltung besonders
geeignet ist.
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Ist
der Leistungstransistor ein MOS-FET oder IGBT, ist daher aus den
oben genannten Gründen die Treiberschaltung hierfür
bestens geeignet.
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Hinsichtlich
des Verfahrens wird die Aufgabe gelöst durch ein Verfahren
zum Schalten eines o. g. Leistungstransistors, bei dem ausgehend
von einer Spannungsquelle ein Schaltstrom dem Schalteingang über
einen induktiven Zweipol zugeführt wird. Strenggenommen
wird durch einen negativen Schaltstrom dieser hierbei vom Schalteingang
abgeführt, um z. B. einen Entladevorgang des Leistungstransistors
zu bewerkstelligen.
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Die
sich aus dem erfindungsgemäßen Verfahren ergebenden
Vorteile wurden bereits im Zusammenhang mit der Treiberschaltung
ausführlich erläutert. Entsprechende Verfahrensvarianten
wurden ebenfalls bereits im Zusammenhang mit der Treiberschaltung
erläutert.
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Über
die steuerbare bzw. schaltbare Spannungsquelle kann dem Leistungstransistor
am Schalteingang ein modulierter Schaltstrom zugeführt werden.
Durch einen modulierten Schaltstrom ist das Ein- und Ausschaltverhalten
des Leistungstransistors, z. B. die entsprechende Schaltgeschwindigkeit steuerbar.
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Insbesondere
kann der Schaltstrom hierbei pulsweitenmoduliert werden. Durch ein
gezieltes Pulsverfahren werden gewünschte und notwendige Gate-Ladeströme
realisiert.
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Für
eine weitere Beschreibung der Erfindung wird auf die Ausführungsbeispiele
der Zeichnungen verwiesen. Es zeigen, jeweils in einer Schematischen
Prinzipskizze:
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1 eine
erfindungsgemäße Treiberschaltung mit angesteuertem
IGBT,
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2 den
Verlauf von Spulenstrom, Gate-Emitterspannung und Kondensatorspannungen
aus 1 beim Ein- und Ausschalten des IGBT,
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3 eine
vergrößerte Darstellung der Strom- und Spannungsverläufe
aus 2,
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4 Strom-
und Spannungsverläufe der Schaltung aus 1 gemäß 2 bei
pulsweitenmodulierter Ansteuerung,
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5 eine
vergrößerte Darstellung der Strom- und Spannungsverläufe
aus 4,
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6 eine
alternative Treiberschaltung gem. 1 mit Spannungsversorgung,
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7 einen
Treiber gemäß 1 mit Begrenzungsdioden,
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8 einen
PWM-Kontroller zur Erzeugung von Steuersignalen,
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9 Strom-
und Spannungsverläufen beim Nachladen eines Gates.
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1 zeigt
das vereinfachte Schaltbild eines elektronischen Leistungsschalters 2.
Dieser ist zusammengesetzt aus einem Leistungsteil 4 und
einem Treiber 6. Der Leistungsteil 4 enthält
im wesentlichen einen IGBT 8. Kollektor C und Emitter E
des IGBT 8 führen zu den Leistungsklemmen 10a und 10b des Leistungsschalters 2.
Das Gate G des IGBT 8 ist auf einen Treibereingang 9 geführt, über
den dieser vom Treiber 6 über dessen Treiberausgang 16 angesteuert
wird.
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Der
Treiber 6 umfasst Spannungseingänge +VCC, –VCC
und GND zum Anschluss an eine z. B. in 7 dargestellte,
in der Regel galvanisch getrennt aufgebaute, Versorgungsspannungsquelle. Die
Masse GND ist auf den Emitter E des IGBT 8 geführt
und auf zwei Kondensatoren C+ und C–, welche mit ihren jeweils anderen
Anschlüssen zu den Versorgungsspannungen +VCC und –VCC
führen. Die Versorgungsspannungen +VCC und –VCC
sind jeweils auch auf Kollektor C bzw. Emitter E eines MOS-FET 12a bzw. 12b geführt.
Deren Emitter E bzw. Kollektor C ist wiederum jeweils mit einem
Knoten 14 verbunden. Am Knoten 14 ist eine Spule
Lg angeschlossen, die mit ihrem anderen
Ende auf den Treiberausgang 16 führt.
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Beispielhafte
Werte der Bauteile sind: ±VCC = ±15 V, C+ = C– =
10 μF, LG = 1 μH, die Gate-Emitterkapazität
Cge des IGBT 8 beträgt
0,1 μF.
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Die
jeweilige Basis B der MOS-FETs 12a, b dient der Einspeisung
eines logischen Schaltsignals 18a und 18b. Diese
Signale steuern Ein- und Ausschaltevorgänge des IGBT 8 nach
dem Puls-Breiten-Verfahren, die z. B. durch einen in 8 dargestellten
Umrichter-Controller in galvanisch getrennter Weise erzeugt werden.
Gleichzeitig sind diese Eingänge auch für den
gewünschten Gateladungs-Vorgang moduliert und mit Hilfe
einer lokalen, nicht galvanisch getrennten Rückmeldung
des Gatespannungs-Istwertes kontrolliert. Z. B. liefert der in 8 dargestellte
PWM-Kontroller 38 Steuersignale für das IGBT Pulsverfahren
an die Basis B der MOSFETs 12a, b. Diese Signale müssen
von den Treiber-Sekundärseite galvanisch getrennt sein.
Diese galvanische Trennung wird durch den Einsatz eines Transformators 40 (8a) oder durch optische Trennung mit einem
Optokoppler 42 (8b) durchgeführt.
Dadurch erhält man Zeitintervalle, in denen der MOSFET 12a oder 12b angesteuert
sind. Ein Differenzierer 44 für dI/dt sorgt für
den Ladestrom-Anstieg, abhängig von der IGBT-Gate-Ladung
und der Schaltungsausführung (mehr oder weniger Streuinduktivität
im Leistungsschaltkreis).
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Die
Schaltung 46 sorgt dafür, dass der Ladevorgang
die Gatespannung UGE auf +15 V und –15
V bringt. Hierzu wird der Istwert der Gatespannung mit dem Sollwert
verglichen. Eine nachträgliche Gate-Ladung ist nach Bedarf
auch möglich. Wenn der IGBT 8 längere
Zeit angesteuert wird, sinkt mit der Zeit die Gatespannung; ein
kurzer Einschaltvorgang zum Zeitpunkt 50 bringt die Gatespannung
wieder auf +15 V oder –15 V (in 9 dargestellt).
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Wenn
die Hilfsspannung ±VCC, GND stabilisiert ist, und z. B. ±15
V beträgt, können nach dem Einschaltvorgang für
die Bestimmung von dI/dt, die MOSFETs 12a, b dauernd eingeschaltet
werden, um die Gatespannung auf den stabilisierten Werten +/–15
V festzuhalten. Wenn die Hilfsstromversorgung nicht stabilisiert
ist, übernehmen die MOSFETs 12a, b die Stabilisierungsrolle
auf PWM-Basis. Die Schaltung 48 übernimmt eine
Schutzfunktion und schaltet den IGBT 8 im Notfall aus,
bei Bedarf auch "langsam", also mit sanftem Ausschaltvorgang, und
begrenzt die Kollektor-Emitter-Überspannung VCE durch "Active
clamping". Alle diese und andere Eigenschaften bzw. Schaltungsteile
sind an der Treiber-Hochspannungsseite eingebaut.
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9 zeigt
die oben genannte Gate-Nachladung an den Stellen bzw. Zeitpunkten 50,
falls die Gate-Spannung absinkt. Dargestellt sind die Ströme 52a für
die Basis B des MOSFET 12a und 52b für
die des MOSFET 12b und zusätzlich die Spulenströme.
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Zum
Einschalten des IGBT 8 entsteht so ein erster Signalpfad 19a von
der Versorgungsspannung +VCC über den MOS-FET 12a,
zum Ausschalten ein zweiter 19b über –VCC
und den MOS-FET 12b.
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2 zeigt
im oberen Diagramm den Strom I durch die Spule Lg in
mA, im mittleren Diagramm die Gate-Emitterspannung am IGBT 8 Uge in V und unten die Kondensatorspannungen
U+ und U– an
den Kondensatoren C+ und C– in
V. 2 entstand im Rahmen einer Computersimulation.
Die Versorgungsspannungen +VCC und –VCC wurden deshalb
vorab virtuell angeschlossen, um die Kondensatoren C+ und
C– auf je 15 V aufzuladen, dann
virtuell wieder abgetrennt. Die Spannung U+ am
Kondensator C+ ist ausgezogen, U– gestrichelt dargestellt. Auf der
Abszisse ist jeweils die Zeit t in μs angetragen.
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Zum
Zeitpunkt 0 μs sperrt der IGBT 8, weshalb seine
Gate-Emitterspannung bei –15 V liegt. Ein Steuersignal 18 wird
dem MOS-FET 12a ca. 1 μs lang zugeführt,
weshalb dieser leitet und einen Teil der Ladung des Kondensators
C+ in Form eines Strompulses 20a durch
die Spule Lg zum Gate G des IGBT 8 leitet.
Die Gate-Emitterspannung Uge steigt daher
auf +15 V an, der IGBT 8 leitet, die Spannung U+ sinkt geringfügig und die Spannung
U– steigt, da die in der Drossel,
also der Spule Lg gespeicherte Energie nach dem Ausschaltvorgang
des MOSFETs 12a den Spulenstrom weitertreibt. Daraufhin öffnet sich
dann die Diode 12b, der Drosselstrom wird gebremst und
die Spannung U– steigt.
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Dieser
Zustand bleibt solange erhalten, bis ein anderes Steuersignal 18 dem
MOS-FET 12b zugeführt wird. Hierdurch entsteht
ein Strompuls 20b, da das Gate G des IGBT 8 über
den MOS-FET 12b entladen wird, die Spannung Uge auf –15
V sinkt und die Kondensatoren C+ und C– wieder in ihren ursprünglichen
Ladungszustand zurückkehren. Die reine Umladung der Kondensatoren
ohne Spannungsverlust zeigt, dass die Schaltung (in der hier dargestellten
idealisierten Simulation) verlustfrei arbeitet.
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In
einer alternativen Ausführungsform ist der Anstieg des
Gate-Ladestromes regelbar bzw. veränderbar ausgeführt,
so dass diese an unterschiedliche Gatestrom-Anstiege bzw. gewünschte
Schaltgeschwindigkeiten, verschiedene Lageladungswerte (IGBTs für
unterschiedliche Ströme, Halbleitergeräte für
unterschiedliche Leistungen), unterschiedliche Werte der Induktivität
L1, L2 und die Benützung
von nicht stabilisierten Versorgungsspannungen (U+ und U–)
angepasst sind. Die Induktivität L1 ist
hierbei z. B. während des Leitens des MOS-FET 12a,
also im Ladevorgang des Gate G eingestellt, die Induktivität
L2 entsprechend beim Entladen des Gate G,
also bei Stromfluss über den MOS-FET 12b. So werden
unterschiedliche Charakteristiken beim Ein- und Ausschalten des
IGBT 8 erzielt. Bei bekannten Treibern waren hierzu unterschiedliche
Gate-Widerstände für Ein- und Ausschaltvorgang
nötig. Dies wird jetzt durch eine Induktivität
und geeignete Ansteuerung des IGBT 8 erricht (PWM-Verfahren).
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In 3 sind
im oberen Diagramm nochmals die Gateemitterspannung Uge und
der Strom I durch die Spule Lg vergrößert
dargestellt. Im unteren Diagramm ist die Knotenspannung K zwischen
dem Knoten 14 und der Masse GND darstellt. 3 zeigt die
pulsartige, aber dauerhafte Ansteuerung der MOS-FETs 12a,
b zum schnellstmöglichen Schalten bzw. Umladen des Gates
G des IGBT 8.
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In 4 dagegen
ist für das Ein- und Ausschalten des IGBT 8, also
die Steuersignale 18 und damit die Strompulse 21a und 21b jeweils
das Pulsweitenmodulationsverfahren verwendet.
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Hierdurch
werden die Ein- bzw. Ausschaltzeiten des IGBT 8 auf ca.
2 μs verlängert, was an einer langsamer ansteigenden
Einschaltflanke 22 und langsamer abfallenden Ausschaltflanke 24 der Gate-Emitterspannung
Uge sichtbar ist. Auch die Kondensatorspannungen
U+ und U– verändern
sich langsamer.
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5 zeigt
entsprechend 3 die vergrößerte
Darstellung aus 4. Hier sind die PWM-Pulse 26 in
der Knotenspannung UK für das Ein-
und Ausschalten des IGBT 8 deutlich sichtbar.
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6 zeigt
eine alternative Treiberschaltung 6, bei der im Gegensatz
zu 1 den MOS-FET 12a und 12b in
den Signalpfaden 19a und 19b jeweils verschiedene
Spulen 28a und 28b zugeordnet sind. Somit entstehen
zwei komplett getrennte Signalpfade 19a und 19b für
das Ein- und Ausschalten des IGBT 8. Jeder Spule 28a und 28b ist
alternativ außerdem noch ein zusätzlicher ohmscher
Widerstand 30 zugeordnet, der zu einem gegenüber 1 nochmals
veränderten Lade- und Entladeverhalten des Gate G des IGBT 8 führt.
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Zur
Erzeugung der Versorgungsspannungen ±VCC und GND sind zwei
Gleichrichter 32 vorgesehen, die von einem galvanisch getrennten
Transformator 34 gespeist werden. Die gleiche Anordnung
ist in der Realität auch für die Schaltung gemäß 1 vorgesehen
(im Gegensatz zur oben genannten Computersimulation). 7 zeigt
die entsprechend ergänzte Schaltung aus 1 mit
zusätzlichen Begrenzungsdioden 36, die jeweils
Kollektor C des MOSFET 12a und Emitter E des MOSFET 12b mit dem
Treiberausgang 16 verbinden. Diese Begrenzungsdioden kann
man einsetzen, wenn die Versorgungsspannung ±VCC stabilisiert
ist und z. B. ±15 V beträgt. Die Ansteuerung des
Treibers 6 ist dann einfach, weil die Gatespannung UGE des IGBT 8 nicht übersteuert
sein kann, d. h. nicht höher als +15 bzw. nicht geringer
als –15 V sein kann.
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Die
Haupteigenschaften des Treibers 6 gemäß 7 sind
damit: Der IGBT oder MOSFET-Treiber 6 kommt ohne Gate-Widerstand
aus. Die IGBT/MOSFET-Ansteuerung ist ohne Verluste durch die Gate-Kapazität-Ladung
und -Entladung möglich. Nur eine Stromquelle ohne Gatewiderstand
ist für unterschiedliche Gate-Ladevorgänge bzw.
unterschiedliche Gateströme nötig. Die Hilfsstromversorgung
ist bis zu fünfzigmal kleiner als für die klassische Lösung mit
ohmschem Gatewiderstand Rg. Die einzige Schaltung gemäß 7 ist
verwendbar für verschiedene, unterschiedliche IGBT-Ströme,
unterschiedliche Schaltgeschwindigkeiten und nicht stabilisierte Hilfsstromversorgungen
mit +VCC > 15 V, – VCC < –15 V.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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