DE60313733T2

DE60313733T2 - Ansteuerschaltung für einen Steueranschluss eines Bipolartransistors, der in der Emitterschattkonfiguration ist und entsprechenes Ansteuerverfahren

Info

Publication number: DE60313733T2
Application number: DE60313733T
Authority: DE
Inventors: Rosario Scollo; Simone Buonomo
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 2003-03-05
Filing date: 2003-03-05
Publication date: 2008-01-24
Anticipated expiration: 2023-03-06
Also published as: US20040217801A1; EP1455452A1; DE60313733D1; EP1455452B1; US7053678B2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Ansteuerschaltung für einen Steueranschluss eines Bipolartransistors in der Emitterschaltkonfiguration.
Insbesondere betrifft die Erfindung eine Ansteuerschaltung für einen Steueranschluss eines Bipolartransistors, der in der Emitterschaltkonfiguration zwischen einer ersten und einer zweiten Spannungsreferenz eingefügt ist, wobei die Ansteuerschaltung wenigstens ein erstes, an den Steueranschluss angeschlossenes Widerstandselement umfasst, und einen ersten Kondensator, der an das Widerstandselement in Entsprechung mit einem ersten Schaltungsknoten und an die zweite Spannungsreferenz angeschlossen ist.
Die Erfindung bezieht sich auch auf ein Ansteuerverfahren für einen Steueranschluss eines Bipolartransistors in der Emitterschaltkonfiguration.
Die Erfindung bezieht sich insbesondere, aber nicht ausschließlich, auf einen Bipolartransistor mit hoher Durchbruchspannung, der in der sogenannten Emitterschaltkonfiguration an einen Niederspannungs-MOS-Transistor in Kaskodenschaltung angeschlossen ist, und nur zur Erleichterung der Darstellung erfolgt die nachstehende Beschreibung mit Bezug auf dieses Anwendungsgebiet.
Stand der Technik
Wie hinlänglich bekannt ist, umfasst eine sogenannte Emitterschaltkreiskonfiguration eine Kaskodenschaltung aus einem Bipolartransistor mit hoher Durchbruchspannung und einem Niederspannungs-MOSFET-Leistungstransistor.
Ein solcher Aufbau ist schematisch in 1 gezeigt und allgemein mit 1 angegeben. Die Emitterschaltkonfiguration 1 umfasst einen Bipolartransistor T1 und einen MOS-Transistor M1, die in Kaskodenschaltung aneinander angeschlossen und zwischen eine erste und zweite Spannungsreferenz eingefügt sind, insbesondere die Versorgungsspannung Vcc und den Massepunkt GND.
Die Emitterschaltkonfiguration 1 sieht vor, dass der Bipolartransistor T1 ein HV-Transistor (Hochspannungstransistor) ist, d.h. ein Tran sistor mit hoher Durchbruchspannung, während der MOS-Transistor M1 ein LV-Transistor (Niederspannungstransistor) ist, d.h. ein Transistor mit niedriger Durchbruchspannung.
Der Bipolartransistor T1 hat einen Kollektoranschluss, der über eine induktive Last L1 an die Versorgungsspannungsreferenz Vcc angeschlossen ist, und einen Steuer- oder Basisanschluss, der an eine Ansteuerschaltung 2 angeschlossen ist.
Der MOS-Transistor M1 wiederum hat einen Steuer- oder Gate-Anschluss, der mit der Ansteuerschaltung 2 verbunden ist.
Die Ansteuerschaltung 2 umfasst:

– ein erstes Widerstandselement RB, das an den Basisanschluss des Bipolartransistors T1 und über eine Zenerdiode DZ an den Massepunkt GND angeschlossen ist;
– ein zweites Widerstandselement RG, das an den Gate-Anschluss des MOS-Transistors M1 und über einen Spannungsimpulsgenerator G1 an den Massepunkt GND angeschlossen ist;
– einen Elektrolytkondensator CB, der parallel zur Zenerdiode DZ angeschlossen ist, wobei an seinen Anschlüssen ein Spannungswert VB anliegt.

Der Elektrolytkondensator CB hat insbesondere die Funktion, während der Abschaltphase des Bipolartransistors T1 Energie zu speichern, um diese während eines folgenden Einschalt- und Leitungsstadiums des Transistors selbst wieder zu verwenden, während die Zenerdiode verhindert, dass der Basisspannungswert des Bipolartransistors T1 einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet.
Die Emitterschaltkonfiguration, die Fachleuten schon lange bekannt ist, ist derzeit wegen der Vermarktung von Bipolartransistoren mit quadratischer RBSOA [Reverse Biased Safe Operating Area = rückwärts vorgespannte Sicherheitsbetriebszone] (in der Emitterschaltkonfiguration) mit einem Strom nahe dem Höchststromwert und einer Spannung, die der Durchbruchspannung BVCES zwischen dem Kollektor- und Emitteranschluss entspricht, wenn der Basisanschluss mit dem Emitteranschluss kurzgeschlossen ist [Durchbruchspannung Kollektor-Emitter bei Kurzschluss], sowie von MOS-Leistungstransistoren mit einem unter Leitungsbedingungen sehr niedrigen Widerstandswert Drain-Source, R_DSON, die damit idealen Schaltern nahezu gleichkommen, besonders interessant.
Solche Schaltungen sind bekannt aus US 4 695 770 A und IBM Technical Disclosure Bulletin, Band 39, Nr. 1, Seiten 151–160.
Die Hauptvorteile der Emitterschaltkonfiguration sind, wie jedermann weiß, ein extrem niedriger durchleitungsbezogener Spannungsabfall (typisch für Bipolartransistoren) und eine hohe Abschaltgeschwindigkeit.
Und zwar ist beim Abschalten der vom Basisanschluss des Bipolartransistors ausgehende Strom gleich dem Kollektoranschlussstrom dieses Transistors, d.h. ein sehr hoher Strom. Dies führt zu einer drastischen Reduzierung von sowohl der Speicherzeit als auch der Abfallzeit, wodurch die Emitterschaltkonfiguration sogar bei Frequenzen von 150 kHz arbeiten kann.
Die von der Ansteuerschaltung 2 ausgeführte Ansteuerung ist in all jenen Fällen sehr nützlich und effektiv, bei denen der Strom in der Emitterschaltkonfiguration während der Einschaltphase in Bezug auf den Nennstrom den Wert Null hat oder sehr klein ist.
Damit diese Ansteuerung wirksam sein kann, ist es jedoch notwendig, dass der Basisstromwert im Abschaltstadium, I_BOFF, multipliziert mit der Speicherzeit t_storage, dem Basisstromwert im Leitungsstadium, I_BON, multipliziert mit der Einschaltzeit t_on, gleichkommt, d.h.: IBOFF·tstorage ≈ IBON·tON
Die Bedingung (1) taucht üblicherweise auf, wenn bei relativ hohen Frequenzen und mit nicht zu hohen Strömen gearbeitet wird, oder besser, wenn der Verstärkungswert hfe des Bipolartransistors nicht zu niedrig ist.
Tatsächlich ist in diesem Fall die Ansteuerungsenergie, die für den leitfähigen Zustand benötigt wird, geringfügig höher als die Energie, die während des Abschaltens zurückgewonnen wird. Somit ist es ausreichend, den Basisanschluss mit einer sehr geringen Energie zu versorgen, um unausweichliche Verluste zu ersetzen.
2 zeigt den Verlauf von Werten der Spannung VGS zwischen dem Gate- und Source-Anschluss des MOS-Transistors M1, der Spannung VCS zwischen dem Kollektoranschluss des Bipolartransistors und dem Source-Anschluss des MOS-Transistors, und der Basis- und Kollektorströme des Bipolartransistors T1 mit Bezug auf einen Sperrwandler, der bei einer Frequenz von 100 kHz arbeitet und einen bei null liegenden Einschaltstrom hat, da der Wandler diskontinuierlich arbeitet.
Wenn der Betrieb bei Anwendungen stattfindet, bei denen der Stromwert an der Emitterschaltkonfiguration 1 im Einschaltstadium nicht gleich null ist, und bei höheren Frequenzen als ca. sechzig kHz, bringt das sogenannte Phänomen der dynamischen VCESAT-Spannung zwischen dem Kollektor- und Emitteranschluss des Bipolartransistors übermäßig hohe Leistungsverluste mit sich. Dieses Phänomen besteht darin, dass beim Einschalten eine gewisse Verzögerung besteht, bevor der statische VCESAT-Spannungswert erreicht wird, womit es folglich notwendig wird, den Basisbereich des Bipolartransistors so schnell wie möglich mit Ladungsträgern zu überfluten, um den VCESAT-Spannungswert absinken zu lassen und so bald wie möglich den Beharrungswert zu erreichen.
Es ist offensichtlich, dass dieses Phänomen umso relevanter wird, je höher die Betriebsfrequenz des Bipolartransistors ist. Die Notwendigkeit eines hohen Basisstroms beim Einschalten steht jedoch der Notwendigkeit einer vernünftigen Sättigung im Abschaltstadium entgegen. Tatsächlich gingen im Abschaltstadium die Vorteile eines verbesserten Strom/Spannungs-Übergangs beim Einschalten verloren.
Aus diesem Grund entsteht der Bedarf an einer bestimmten Modulation des Basisstroms des Bipolartransistors in der Emitterschaltkonfiguration, die gestattet, dass beide Schaltstufen bzw. -stadien (Einschalten und Abschalten) optimiert und der kleinstmögliche VCESAT-Spannungswert erreicht werden kann.
Das der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende technische Problem besteht darin, eine Ansteuerschaltung einer Emitterschaltkonfiguration bereitzustellen, die solche baulichen und funktionellen Eigenschaften hat, dass der in dieser Konfiguration bestehende Basisstrom des Bipolartransistors moduliert werden kann und man dadurch die Einschränkungen und Nachteile überwindet, die Ansteuerschaltungen aus dem Stand der Technik immer noch anhaften.
Zusammenfassung der Erfindung
Die der vorliegenden Erfindung zugrunde liegende, zur Lösung führende Idee besteht darin, zumindest zwei Spannungswerte vorzusehen, die an den Basisanschluss des Bipolartransistors in der Emitterschaltkonfiguration anzulegen sind.
Auf der Grundlage dieser zur Lösung führenden Idee wird das technische Problem durch eine Ansteuerschaltung gelöst, wie sie vorstehend angegeben und im kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 definiert ist.
Das technische Problem wird auch durch ein Ansteuerverfahren gelöst, wie es vorstehend angegeben und im kennzeichnenden Teil von Anspruch 8 definiert ist.
Die Merkmale und Vorteile der Ansteuerschaltung und des Ansteuerverfahrens gemäß der Erfindung ergeben sich aus der nun folgenden Beschreibung einer Ausführungsform davon, die mittels eines nicht einschränkenden Beispiels mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen erfolgt.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 zeigt schematisch eine Ansteuerschaltung für eine Emitterschaltkonfiguration gemäß dem Stand der Technik;
2 zeigt schematisch den Verlauf von Wellenformen, die für einen diskontinuierlich arbeitenden Sperrwandler gemäß dem Stand der Technik typisch sind;
3 zeigt schematisch eine Ansteuerschaltung für einen Bipolartransistor in der Emitterschaltkonfiguration gemäß der Erfindung;
4 zeigt den Verlauf von Wellenformen, die man mit der erfindungsgemäßen, in 3 gezeigten Ansteuerschaltung erhält;
5 zeigt den Verlauf von Wellenformen, die man mit der bekannten Ansteuerschaltung von 1 erhält;
6 zeigt den Verlauf von Wellenformen im Einschaltstadium der erfindungsgemäßen, in 3 gezeigten Ansteuerschaltung;
7 zeigt den Verlauf von Wellenformen im Einschaltstadium der bekannten Ansteuerschaltung von 1;
8 zeigt den Spannungsverlauf (VCS) zwischen dem Kollektoranschluss des Bipolartransistors und dem Source-Anschluss des MOS-Transistors einer Emitterschaltkonfiguration, die der erfindungsgemäßen, in 3 gezeigten Ansteuerschaltung zugeordnet ist;
9 zeigt den Spannungsverlauf (VCS) zwischen dem Kollektoranschluss des Bipolartransistors und dem Source-Anschluss des MOS-Transistors einer Emitterschaltkonfiguration, die der bekannten Ansteuerschaltung von 1 zugeordnet ist;
10 zeigt den Verlauf von Wellenformen im Einschaltstadium der erfindungsgemäßen, in 3 gezeigten Ansteuerschaltung;
11 zeigt den Verlauf von Wellenformen im Abschaltstadium der bekannten Ansteuerschaltung von 1.
Ausführliche Beschreibung
Mit Bezug auf die Figuren, und insbesondere mit Bezug auf 3, ist eine bekannte Emitterschaltkonfiguration, die einer erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 12 zugeordnet ist, allgemein und schematisch mit 10 angegeben.
Wie mit Bezug auf den Stand der Technik zu sehen war, umfasst die Emitterschaltkonfiguration 10 einen Bipolartransistor T10 und einen MOS-Transistor M10, die aneinander in Kaskodenschaltung angeschlossen und zwischen eine erste und eine zweite Spannungsreferenz eingefügt sind, wobei es sich insbesondere um die Versorgungsspannung Vcc und den Massepunkt GND handelt.
Die Emitterschaltkonfiguration 10 sieht vor, dass der Bipolartransistor T10 ein HV-Transistor (Hochspannungstransistor) ist, d.h. ein Transistor mit hoher Durchbruchspannung, während der MOS-Transistor M10 ein LV-Transistor (Niederspannungstransistor) ist, d.h. ein Transistor mit niedriger Durchbruchspannung.
Der Bipolartransistor T10 hat einen Kollektoranschluss, der über eine induktive Last 110 an die Versorgungsspannungsreferenz Vcc angeschlossen ist, und einen Steuer- oder Basisanschluss B10, der an die Ansteuerschaltung 12 angeschlossen ist.
Der MOS-Transistor M10 wiederum hat einen Steuer- oder Gate-Anschluss G10, der mit der Ansteuerschaltung 12 verbunden ist.
Die Ansteuerschaltung 12 umfasst:

– ein erstes Widerstandselement R1, das an den Basisanschluss B10 des Bipolartransistors T10 angeschlossen ist; und
– ein zweites Widerstandselement R2, das an den Gate-Anschluss G10 des MOS-Transistors M10, und über einen Spannungsimpulsgenerator G10 an den Massepunkt GND angeschlossen ist.

Vorteilhafterweise umfasst gemäß der Erfindung die Ansteuerschaltung 12 einen ersten und einen zweiten Kondensator C1 und C2 sowie eine Zenerdiode D10. Insbesondere dieser zweite Kondensator C2 ist in Elektrolyt-Bauart ausgeführt.
Der erste Kondensator C1 ist an das erste Widerstandselement R1 angeschlossen (in Entsprechung mit einem ersten Schaltungsknoten X1), sowie an den Massepunkt GND. In entsprechender Weise ist der zweite Kondensator C2 mit einem zweiten Schaltungsknoten X2 und dem Massepunkt GND verbunden. Wie in 3 gezeigt ist, ist die positive Platte des zweiten Kondensators C2 mit dem zweiten Schaltungsknoten X2 verbunden.
Außerdem ist zwischen dem ersten X1 und zweiten X2 Schaltungsknoten die Zenerdiode D10 eingefügt, und hat insbesondere ihren Kathodenanschluss mit dem ersten Schaltungsknoten X1, und ihren Anodenanschluss mit dem zweiten Schaltungsknoten X2 verbunden.
Noch mit Bezug auf 3 ist es möglich, das Ansteuerverfahren gemäß der Erfindung zu beschreiben.
Das erfindungsgemäße Verfahren gestattet es insbesondere, dass der Steueranschluss B10 des Bipolartransistors T10 in der Emitterschaltkonfiguration 10 angesteuert wird, und sieht die folgenden Schritte vor:

– Anlegen eines ersten Spannungswerts V1 an den Steueranschluss B10 durch den ersten Kondensator C1; und
– Anlegen eines zweiten Spannungswerts V2 an den Steueranschluss B10 durch den zweiten Kondensator C2,

Vorteilhafterweise wird gemäß der Erfindung der zweite Spannungswert V2 durch den zweiten Kondensator C2 konstant gehalten, während man den ersten Spannungswert V1 dem Bedarfsfall entsprechend sich verändern lässt, indem der Wert des ersten Kondensators C1 und der Zenerdiode D10 verändert wird.
Wie später besser zu sehen sein wird, ist die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung 12 vom Standpunkt der Leistungsfähigkeit und Kosten her gesehen optimal, wobei sich deren Einfachheit und Wirkungsgrad als ihre Stärken darstellen.
Die Ansteuerschaltung 12 gemäß der Erfindung ist insbesondere unter den folgenden Bedingungen besonders effektiv:

– Frequenz über 60 kHz
– relativ geringes Tastverhältnis (> 30 %)
– Strom IC am Kollektoranschluss des Bipolartransistors im Einschalt stadium von null verschieden.

Es ist erwähnenswert, dass es sich bei den vorstehend erwähnten Bedingungen um diejenigen handelt, bei denen das Problem der dynamischen VCESAT-Spannung zwischen dem Kollektor- und Emitteranschluss stark zutage tritt. Und zwar ist bei einer hohen Frequenz und mit einem niedrigen Tastverhältnis die Gesamtleitungszeit sehr kurz und, wenn ein nicht bei null liegender Wert des Kollektorstroms beim Einschalten hinzukommt, kann ganz klar beobachtet werden, dass die Spannung VCE zwischen dem Kollektor- und Emitteranschluss Schwierigkeiten hat, den Sättigungswert zu erreichen, es sei denn, beim Einschalten ist der Strom IB des Basisanschlusses besonders hoch.
Die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung 12 ermöglicht die Erlangung eines Anlaufhöchstwerts des Basisstroms IB, der so hoch wie gewünscht ist, während die Emitterschaltkonfiguration 10 einen Abschaltstrom I_BOFF sicherstellt, der genauso hoch ist, was in der Folge kleine Speicherzeitwerte t_storage bedeutet.
Und zwar wird vorteilhafterweise gemäß der Erfindung der Spannungswert V2 am zweiten Schaltungsknoten X2 konstant gehalten, was auf das Vorhandensein des zweiten Kondensators C2 zurückzuführen ist, während man den höchsten Spannungswert V1 am ersten Schaltungsknoten X1 dem Bedarfsfall entsprechend sich verändern lässt, indem auf die Werte des ersten Kondensators C1 und der Zenerdiode D10 eingewirkt wird.
Insbesondere ist es erforderlich, da während des Einschaltens ein sehr hoher Basisstromwert IB erhalten werden muss, dass die Spannung V1 beim Einschalten höher ist als V2. Um dies durch die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung 12 zu erreichen, genügt es, einen relativ geringen Wert für den ersten Kondensator C1 zu wählen. Beispielsweise für Betriebsfrequenzen zwischen 60 und 150 kHz wird der Wert des ersten Kondensators C1 vorzugsweise so gewählt, dass er zwischen 680 und 180 nF liegt. Für eine Betriebsfrequenz von 100 kHz kann der Wert des ersten Kondensators C1 so gewählt werden, dass er zwischen 200 und 300 nF liegt.
Tatsächlich ist es erwähnenswert, dass der höchstmögliche Wert des Basisstroms IB während des Einschaltens vom Wert dieses ersten Kondensators C1 sowie auch von der Dauer der Anlaufstromspitze abhängt. Je geringer der Wert des ersten Kondensators C1 ist, desto kürzer ist die Dauer dieser Spitze.
Außerdem muss beachtet werden, dass der Wert des Widerstandselements R1, das mit dem Basisanschluss B10 des Bipolartransistors T10 verbunden ist, vorteilhafterweise niedrig gewählt wird (0,33 Ω), und es zur Bestimmung des Basisstroms IB sowohl während des Einschalt- als auch im Leitfähigkeitsstadium beiträgt.
Die Hauptvorteile der Ansteuerschaltung 12 gemäß der Erfindung sind somit:

– die Steuerung des Höchstwerts des Basisstroms IB des Bipolartransistors T10 durch Steuerung des höchsten Spannungswerts am ersten Kondensator C1;
– die Rückgewinnung der gesamten Energie beim Abschalten; und
– die bauliche Einfachheit der eigentlichen Schaltung.

Durch die Ansteuerschaltung 12 gemäß der Erfindung kann der Strom IB des Basisanschlusses B10 des Bipolartransistors T10 mittels der Zenerdiode D10 gesteuert werden, die den höchsten Spannungswert V1 am ersten Spannungsknoten X1 präzise festlegt (hinsichtlich des Spannungswerts V2 am zweiten Schaltungsknoten X2), was wiederum den Höchstwert des Basisstroms IB bestimmt.
Ein weiterer wichtiger Vorteil der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung ist die Möglichkeit, die Spannung V2 am zweiten Schaltungsknoten X2 zu verändern, mit vernachlässigbarem Einfluss auf den Einschalt-Basisstrom IB, um den Höchstwert während des leitfähigen Zustands zu verändern, was wiederum den Sättigungszustand der Emitterschaltkonfiguration 10 festlegt.
Um den Betrieb der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 12 mit einer wie beschriebenen Emitterschaltkonfiguration 10 zu verifizieren, hat der Anmelder eine Simulation in einem sogenannten Vorwärtswandler lau fen lassen, der bei einer Frequenz von 110 kHz mit einem Tastverhältnis bei der höchsten Betriebsleistung betrieben wurde, das knapp über 20 lag, und mit einem Wert für den Einschaltstrom ICturn-On, der über dem Wert des Abschaltstroms ICOFF lag.
Die erhaltenen Ergebnisse sind in den 4, 6, 8 und 10 angegeben, während die 5, 7, 9 und 11 vergleichsweise die Wellenformen darstellen, die einer herkömmlichen Ansteuerschaltung entsprechen.
In 4 sind insbesondere die Wellenformen dargestellt, die man durch Ansteuern der Emitterschaltkonfiguration durch die erfindungsgemäße, wie in 3 gezeigte Ansteuerschaltung 12 erhält, während in 5 die Wellenformen dargestellt sind, die einer gleichartigen Emitterschaltkonfiguration 1 entsprechen, welche durch eine Ansteuerschaltung nach dem Stand der Technik angesteuert wird, wie die in 1 gezeigte.
Es lässt sich folglich verifizieren, dass der in 4 gezeigte Verlauf des Basisstroms IB ermöglicht, dass die Emitterschaltkonfiguration rasch durchschaltet und den gewünschten Sättigungsgrad erreicht. Dies ist möglich durch die beiden Spannungspegel V1 und V2, die an den Basisanschluss B10 des Bipolartransistors angelegt und von der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 12 erzeugt werden.
Aus einem Vergleich mit dem Verlauf des in 5 dargestellten Stroms geht hervor, dass das Einschaltstadium mit der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 12 deutlich besser ist.
Außerdem ist erwähnenswert, dass die an den Basisanschluss angelegte Versorgungsspannung (VB) bei der herkömmlichen Ansteuerschaltung höher als die Spannung V2 ist; dies führt zu einer höheren Speicherzeit und folglich zu einem langsameren Abschalten der Emitterschaltkonfiguration.
Mit der Ansteuerschaltung 2 gemäß dem Stand der Technik konnte durch Versorgung des Basisanschlusses mit einem geringfügig niedrigeren Spannungswert ein verbessertes Abschalten der Emitterschaltkonfiguration erzielt werden, aber nur zum Nachteil einer weiteren Verschlechterung des bereits unerhört hohen Strom/Spannungs-Übergangs im Einschaltstadium.
Es muss auch festgehalten werden, dass mit der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 12 die Verlustleistung zum Ansteuern des Basisanschlusses sehr niedrig ist, wie es auch bei der bekannten Ansteuerschaltung der Fall ist. Und zwar ist die während des Einschaltstadiums zugeführte Ladungsmenge nahezu gleich groß wie die, die man während des Abschaltstadiums wiedererlangt.
Noch mit Bezug auf 4 kann leicht verifiziert werden, dass die Integrationsfläche A1 nahezu der Integrationsfläche A2 entspricht. Anders ausgedrückt handelt es sich bei der Ladungsmenge, die durch eine externe Einspeisung bereitgestellt werden muss, nur um diejenige, die durch die Integrationsfläche A3 dargestellt ist.
Die 6 und 7 stellen die Wellenformen dar, die insbesondere dem Einschalten der beiden Ansteuerschaltungen von 3 bzw. 1 entsprechen. Die Wellenformen F1a und F1b geben die Momentanleistung wieder, die durch die Emitterschaltkonfiguration verbraucht wird, d.h. das Produkt aus der Spannung VCS und dem Kollektorstrom IC. Bei der durch diese Kurven aufgespannten Fläche handelt es sich somit um eine Energie, und insbesondere um die Energie, die während des Einschaltens verbraucht wird. Somit wird offenbar, wie mit der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung 12 eine Reduzierung auf nahezu ein Drittel, und zwar sowohl der Einschaltzeit als auch der beim Einschalten verbrauchten Energie, erzielt wird.
Die Wellenformen F2a und F2b hingegen stellen den Basisanschlussstrom dar. Insbesondere 6 zeigt, wie der Vb-Wert, der beim Einschalten zu einem sehr hohen Basisstromwert IB führt, anläuft, dann absinkt, um schließlich den Beharrungswert V1 zu erreichen, abzüglich des Spannungsabfalls an der Zenerdiode D10. Gleichzeitig fällt der Basisstrom IB nach Erreichen des Maximums ab, um sich bei dem Wert, der nur durch V2 eingestellt ist, zu stabilisieren (auch in 4 gezeigt).
Ferner ist es erwähnenswert, dass das dynamische VCESAT-Phänomen, welches, wie zu sehen war, das Problem eines übermäßigen Energieverbrauchs beim Einschalten mit sich bringt, auch die Verluste während des Leitfähigkeitsstadiums beeinflusst. Tatsächlich erreicht ohne den Spitzenwert des Einschalt-Basisstroms IB, unter Ansteuerung des Bipolartransistors mit der Ansteuerschaltung 2 aus dem Stand der Technik, die Spannung VCE zwischen dem Kollektor- und Emitteranschluss den statischen VCESAT-Wert nicht in unter 2–3 μs.
Mit Bezug auf 8 und 9 lässt sich erkennen, wie der durch die erfindungsgemäße Ansteuerschaltung 12 bestimmte Spannungswert VCS den statischen Wert in ein wenig mehr als 200 ns erreicht (8), wenn die Ansteuerschaltung 2 gemäß dem Stand der Technik verwendet wird, wobei die Spannung VCS den statischen Wert nicht vor dem nächsten Abschalten der Emitterschaltkonfiguration erreicht.
Um jegliches Missverständnis zu vermeiden, wird explizit zum Ausdruck gebracht, dass mit der Spannung VCS die Spannung VCE zwischen dem Kollektor- und Emitteranschluss gemeint ist, da die folgende Beziehung gilt: VCS = VCE + VDSONund die Spannung VDSON sehr schnell den Beharrungswert erreicht.
Aus den durchgeführten Simulationen gehen auch Unterschiede in der während des Einschaltstadiums verbrauchten Energie hervor, wie man anhand der in 10 und 11 dargestellten Verläufe beobachten kann. Insbesondere ist es so, dass die bekannte Ansteuerschaltung 2 ein langsameres Abschalten mit sich bringt, einhergehend mit einer Zunahme sowohl der Speicherzeit als auch der Abfallzeit; dies führt als Konsequenz zu einer Verschlechterung des Strom/Spannungs-Übergangs und somit zu einem höheren Energieverlust beim Abschalten.

Claims

Ansteuerschaltung für einen Steueranschluss (B10) eines Bipolartransistors (T10), der in der Emitterschaltkonfiguration zwischen einer ersten (Vcc) und einer zweiten (GND) Spannungsreferenz eingefügt ist, wobei die Ansteuerschaltung wenigstens ein erstes, an den Steueranschluss (B10) angeschlossenes Widerstandselement (R1) umfasst, und einen ersten Kondensator (C1), der an das Widerstandselement (R1) in Entsprechung mit einem ersten Schaltungsknoten (X1) und an die zweite Spannungsreferenz (GND) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass sie darüber hinaus eine Zenerdiode (D10) umfasst, die zwischen dem ersten Schaltungsknoten (X1) und einem zweiten Schaltungsknoten (X2) angeschlossen ist, sowie einen zweiten Kondensator (C2), der zwischen dem zweiten Schaltungsknoten (X2) und der zweiten Referenzspannung (GND) eingefügt ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Kondensator (C1) einen niedrigeren Wert als der zweite Kondensator (C2) hat.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Zenerdiode (D10) einen Kathoden-Anschluss hat, der an den ersten Schaltungsknoten (X1) angeschlossen ist, und einen Anoden-Anschluss, der an den zweiten Schaltungsknoten (X2) angeschlossen ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Kondensator (C2) in Elektrolyt-Bauart ausgeführt ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in den zweiten Kondensator (C2) die positive Platte an den zweiten Schaltungsknoten (X2) angeschlossen ist.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Kondensator (C1) einen zweckmäßig niedrigen Wert hat, der für Betriebsfrequenzen zwischen 60 und 150 kHz vorzugsweise zwischen 680 und 180 nF liegt.
Ansteuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das erste Widerstandselement (R1) einen Wert von unter 0,5 Ω hat, vorzugsweise gleich 0,33 Ω.
Verfahren zum Ansteuern eines Steueranschlusses (B10) eines Bipolartransistors (T10), der in der Emitterschaltkonfiguration (10) zwischen einer ersten und einer zweiten Spannungsreferenz (Vcc, GND) eingefügt ist, dadurch gekennzeichnet, dass es folgende Schritte vorsieht: – Anlegen eines ersten Spannungswerts (V1) an den Steueranschluss (B10) durch einen ersten Kondensator (C1), der über ein Widerstandselement (R1) an den Steueranschluss (B10) angeschlossen ist; und – Anlegen eines zweiten Spannungswerts (V2) an den Steueranschluss (B10) durch einen zweiten Kondensator (C2), der über die Hintereinanderschaltung einer Zenerdiode (D10) und des Widerstandselements (R1) an den Steueranschluss (B10) angeschlossen ist, wobei der erste Spannungswert (V1) höher ist als der zweite Spannungswert (V2).
Ansteuerverfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Spannungswert (V2) durch den zweiten Kondensator (C2) konstant gehalten wird.
Ansteuerverfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass man den ersten Spannungswert (V1) dem Bedarfsfall entsprechend sich verändern lässt, indem der Wert des ersten Kondensators (C1) und der Zenerdiode (D10) verändert wird.