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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. GEBIET DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Konstantspannungseinrichtung, die unterschiedliche Typen stabilisierter Spannungen, wie etwa GS5V und GS3,3V oder GS2,5V von einer Batterie im Fahrzeug einer elektronischen Einrichtung im Fahrzeug, zuführt, die einen Mikroprozessor und verschiedene Speicher beinhaltet, und genauer auf eine verbesserte Konstantspannungssteuereinrichtung zum Verringern eines Stromverbrauchs eines Konstantspannungs-Steuerleistungstransistors, um Wärmeerzeugung zu unterdrücken.
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2. BESCHREIBUNG DES STANDES DER TECHNIK
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Um eine Operation höherer Geschwindigkeit und Verringerung beim Stromverbrauch eines Mikroprozessors, der in einer elektronischen Steuereinrichtung in einem Fahrzeug zu montieren ist, und dergleichen zu erreichen, wurde weithin eine Technik in praktischen Gebrauch angenommen, um eine Spannung zu verringern, die an einen Operationsteil oder verschiedene Speicher angelegt wird, wodurch eine stabilisierte Spannung an diese angelegt wird, die sich von derjenigen eines Eingabe-/Ausgabeschaltungsabschnitts unterscheidet.
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Z. B. schlägt die japanische Patentveröffentlichung (ungeprüft)
JP 2001352675 A ”Power Supply for On-Vehicle Computing Unit” eine Stromversorgungsschaltung vor, in der ein erstes Schaltelement zum Erhalten einer stabilisierten Spannung von GS5V von einer Batterie im Fahrzeug und ein zweites Schaltelement zum Erhalten von GS3,3V in Reihe geschaltet sind.
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Ferner offenbart die japanische Patentveröffentlichung (ungeprüft)
JP 2003316482 A ”Power Supply Circuit” Mittel, worin ein primärer Stromversorgungsregler vom Schalttyp zum Erhalten einer primären Stromversorgungsspannung aus einer Batterie im Fahrzeug angeordnet ist, und eine Vielzahl von sekundären Stromversorgungsreglern vom Tiefsetzstellertyp mit einem Primärspannungsausgang verbunden ist, dessen Spannung abgeworfen und stabilisiert ist, wodurch verschiedene stabilisierte Spannungen von GS5V oder GS3,3V erhalten werden.
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Des weiteren offenbart das japanische Patent
JP 3143284 B2 ”DC Stabilized Power Supply Unit” Mittel, worin ein primärer Chopper-Regler vom Schalttyp und ein sekundärer serieller Regler vom Droppertyp in Reihe verbunden sind, um eine stabilisierte Spannung geringer Welligkeitsschwankung und geringen Stromverbrauchs zu erhalten.
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Außerdem offenbart die japanische Patentveröffentlichung (ungeprüft)
JP 10098874 A ”DC Stabilized Power Supply” Mittel, worin ein primärer Chopper-Regler vom Schalttyp und ein sekundärer serieller Regler vom Tiefsetzstellertyp parallel verbunden sind, um eine stabilisierte Spannung geringer Welligkeitsschwankung und geringen Stromverbrauchs zu erhalten.
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Gemäß der oben erwähnten japanischen Patentveröffentlichung (ungeprüft)
JP 2001352675 A ”On-Vehicle Computing Unit Power Supply” sind sowohl das erste als auch das zweite Schaltelement Spannungsregler vom Tiefsetzstellertyp, sodass ein Problem in einem zu großen Stromverbrauch des ersten Schaltelementes zur Zeit einer hohen Stromversorgungsspannung einer Batterie im Fahrzeug und eines großen Laststroms existiert.
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Im Gegensatz dazu ist es gemäß der japanischen Patentveröffentlichung (ungeprüft)
JP 2003316482 A ”Power Supply Circuit” gewiss, dass ein Stromverbrauch sekundärer Stromversorgungsregler vom Tiefsetzstellerwert zum Erhalten von GS5V wegen der seriellen Verbindung eines primären Stromversorgungsreglers vom Schalttyp enorm reduziert wird. Wenn aber z. B. eine Ausgangsspannung von dem primären Stromversorgungsregler GS7V ist, ist ein Spannungsabfallbetrag des sekundären Stromversorgungsreglers vom Tiefsetzstellertyp zum Erhalten von GS3,3V 7 V – 3,3 V = 3,7 V, sodass das Problem besteht, dass der Stromverbrauch nicht ausreichend reduziert wird.
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Insbesondere ist ein Spannungsabfallbetrag des sekundären Stromversorgungsreglers zum Erhalten von GS2,5V 7 V – 2,5 = 4,5 V, was zu einem zu hohen Stromverbrauch führt. Wenn eine Vielzahl von primären Stromversorgungsreglern vom Schalttyp angeordnet ist, existiert somit das Problem einer aufwändigeren Vorrichtung.
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Andererseits dienen ”DC Stabilized Power Supply Unit” des japanischen Patentes
JP 3143284 B2 und ”DC Stabilized Power Supply” der japanischen Patentveröffentlichung (ungeprüft)
JP 10098874 A zum Erhalten einer einzelnen stabilisierten Spannung, und schlagen keine Mittel zum Erhalten vieler Typen stabilisierter Spannungen vor.
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In dem Fall von ”DC Stabilized Power Supply” der japanischen Patentveröffentlichung (ungeprüft)
JP 10098874 A die für die vorliegende Erfindung relevant ist, existiert ein Problem dadurch, dass es für Ausgangsspannungen aus einem Paar von Reglern, die parallel verbunden sind, schwierig ist, in genauer Übereinstimmung zu sein, und dass Überspannungswelligkeit eines primären Chopper-Reglers vom Schalttyp nicht beseitigt werden kann.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Die vorliegende Erfindung wurde gemacht, um die oben beschriebenen Probleme zu lösen, und hat als Ziel eine Bereitstellung einer Konstantspannungssteuereinrichtung, die fähig ist zum Erhalten einer stabilen Ausgangsspannung bei rascher Änderung einer Stromversorgungsspannung oder eines Laststroms, und Reduzieren eines Stromverbrauchs durch kombinierte Verwendung eines Reglers vom Schalttyp und zweier Regler vom Tiefsetzstellertyp.
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Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine Konstantspannungssteuereinrichtung vorzusehen, die fähig ist zum Reduzieren von Welligkeitsschwankung in einer Ausgangsspannung eines Reglers vom Schalttyp, und zum Erhalten einer stabilisierten Ausgangsspannung.
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Eine Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß der Erfindung wird mit elektrischem Strom von einer externen Stromversorgung versorgt, deren Ausgangsspannung nicht konstant ist, und legt viele unterschiedliche Typen stabilisierter Ausgangsspannungen an eine elektronische Steuereinrichtung an; und
die Konstantspannungssteuereinrichtung enthält ein erstes Schaltelement, das eine erste Ausgangsspannung generiert, ein zweites Schaltelement, das mit diesem ersten Schaltelement in Kaskade (Stufenschaltung) verbunden ist und eine zweite Ausgangsspannung generiert, und ein drittes Schaltelement, das als eine Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung mit Bezug auf das erwähnte erste Schaltelement agiert.
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Das erwähnte erste Schaltelement ist ein Transistor, dessen Leitungszustand in negativer Rückkopplung durch einen ersten Komparator/Verstärker gesteuert wird, der eine Spannung proportional zu der erwähnten ersten Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung vergleicht, sodass die erwähnte erste Ausgangsspannung eine erste vorbestimmte Spannung sein kann.
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Das erwähnte zweite Schaltelement ist ein Transistor, dessen Leitungszustand in negativer Rückkopplung durch einen zweiten Komparator/Verstärker gesteuert wird, der eine proportionale Spannung zu der erwähnten zweiten Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung vergleicht, sodass die erwähnte zweite Ausgangsspannung eine zweite vorbestimmte Spannung sein kann, die ein Wert ist, der kleiner als die erwähnte erste vorbestimmte Spannung ist.
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Das erwähnte dritte Schaltelement ist ein Transistor, in dem ein Verhältnis zwischen einer Zeitperiode eines geschlossenen Stromkreises (Schaltung) und einem Schaltzyklus über eine Tastverhältnis-Steuerschaltung gesteuert wird, und der die Steuerung zum Unterdrücken eines Stroms, der durch das erwähnte erste Schaltelement fließt, durchführt.
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Gemäß der Konstantspannungssteuereinrichtung der Erfindung sind das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement, die Spannungsregler vom Tiefsetzstellertyp bilden, die bei hoher Geschwindigkeit und mit hoher Genauigkeit arbeiten, in Reihe verbunden; und das dritte Schaltelement, das einen Spannungsregler vom Schalttyp von geringem Stromverbrauch bildet, ist parallel zu dem ersten Schaltelement verbunden. Des weiteren bildet das dritte Schaltelement eine Nebenschlussstromversorgungsschaltung so um zu verhindern, dass ein Strom, der durch das erste Schaltelement fließt, nicht kleiner als ein vorbestimmter Wert ist.
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Um die rasche Änderung einer Stromversorgungsspannung oder eines Laststroms zu bewältigen, werden als ein Ergebnis die Leitungszustände mit dem ersten Schaltelement und dem zweiten Schaltelement unverzüglich gesteuert, wobei somit ermöglicht wird, eine Ausgangsspannung bei hoher Geschwindigkeit und mit hoher Genauigkeit zu erhalten. Außerdem wird ein Laststrom, der an das erste Schaltelement 130b angelegt wird mit einem großen Spannungsabfallbetrag zur Zeit einer hohen Spannung reduziert, wobei somit ermöglicht wird, die Verringerung von Stromverbrauch zum Erhalten der ersten Ausgangsspannung zu erreichen.
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Des weiteren wird eine Spannung, die an das zweite Schaltelement angelegt wird, mittels des ersten Schaltelementes weiter stabilisiert und reduziert, sodass es möglich ist, die Verringerung vom Stromverbrauch zum Erhalten der zweiten Ausgangsspannung zu erreichen.
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Die vorangehenden und andere Ziele, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung offensichtlicher, wenn in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen aufgenommen.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Gesamtschaltungsanordnung einer Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß einer ersten bevorzugten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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2 ist ein grafisches Diagramm, das Ladecharakteristika eines Glättungskondensators (d. h. die Änderung einer Spannung Vc eines Glättungskondensators mit Bezug auf einen Volllaststrom eines Mikroprozessors) zeigt.
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3 ist ein grafisches Diagramm, das vorübergehende Schwankungscharakteristika eines ersten Schaltelementes (d. h. die Änderung eines Stroms des ersten Schaltelementes mit Bezug auf eine Spannung Vc eines Glättungskondensators) zeigt.
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4 ist ein Diagramm, das eine Gesamtschaltungsanordnung einer Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt.
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DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Hierin nachstehend werden mehrere bevorzugte Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
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Außerdem verweisen in den Zeichnungen die gleichen Bezugszeichen auf die gleichen oder ähnliche Teile.
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Ausführungsform 1.
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1 ist ein Schaltungsdiagramm, das eine Gesamtschaltungsanordnung einer Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Mit Bezug auf 1 generiert eine Batterie im Fahrzeug 101, die eine externe Stromversorgung ist, eine Gleichspannung von z. B. GS12V, und ist mit einer Konstantspannungssteuereinrichtung 100a über einen Stromversorgungsschalter, wie etwa einen Schlüsselschalter, verbunden.
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Eine elektronische Steuereinrichtung 103a ist hauptsächlich aus einem Mikroprozessor 105 ausgebildet, der aus einem Eingabe-/Ausgabeteil 104a und einem Operationsteil-Speicherteil 104b, der verschiedene Speicher enthält, besteht. Diese elektronische Steuereinrichtung 103a enthält eine Transistorbrückenschaltung 106 zum Steuern z. B. eines Gleichstrommotors, der nicht gezeigt wird.
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Eine erste Ausgangsspannung von Vcc = 5 V oder eine zweite Ausgangsspannung Vme = 3,3 V (oder 2,5 V), wie später beschrieben wird, wird der elektronischen Steuereinrichtung 103a aus der Konstantspannungssteuereinrichtung 100a zugeführt. Diese ist so ausgelegt, das der Eingabe-/Ausgabeteil 104a des Mikroprozessors 105 mit der ersten Ausgangsspannung Vcc arbeitet, und der Operationsteil-Speicherteil 104b mit der zweiten Ausgangsspannung Vme arbeitet.
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Ferner wird eine Hilfsausgangsspannung Vbu, wie nachstehend beschrieben wird, von der Konstantspannungssteuereinrichtung 100a der elektronischen Steuereinrichtung 103a zugeführt, und wird als eine Gate-Stromversorgung eines N-Kanal-Feldeffekttransistors in der Transistorbrückenschaltung 106 verwendet.
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In einer Ladepumpenschaltung 110 zum Generieren einer Hilfsausgangsspannung Vbu hat ein Oszillator 111 wechselnde Logikpegel von ”H” und ”L” von Ausgaben in einer Frequenz von z. B. mehreren Dutzend MHz, um einen Transistor 112a über einen Basiswiderstand 112b zu schalten.
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Wenn der Transistor 112a geschlossen (leitend) ist, wird ein Ladetransistor 113a über einen Basiswiderstand 113b geschlossen, während ein Entladetransistor 114a, der mit dem Ladetransistor 113a in Reihe verbunden ist, geöffnet wird.
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Wenn der Transistor 112a offen ist, wird der Entladetransistor 114a über eine serielle Schaltung eines Basiswiderstands 114b und eines Basiswiderstands 113b geschlossen, während der Ladetransistor 113a geöffnet wird.
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Zu der Zeit, wenn der Ladetransistor 113a geschlossen ist, wird ein Lade- und Entladekondensator 116 von der externen Stromversorgung 101 über eine Ladediode 115 geladen. Wenn jedoch der Entladetransistor 114a an Stelle des Ladetransistors 113a geschlossen ist, wird ein Teil der elektrischen Ladung, die von dem Lade- und Entladekondensator 116 geladen wurde, über eine Entladediode 117 zu einem Ladespeicherkondensator 118 entladen.
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Wenn ein Entladungslaststrom des Ladespeicherkondensators 118 klein ist, wird als ein Ergebnis eine Spannung am Ladespeicherkondensator 118 ansteigen, bis sie nahezu gleich einer Stromversorgungsspannung Vb der externen Stromversorgung 101 ist. Praktisch wird diese Spannung am Ladespeicherkondensator 118 bei einer Spannung entsprechend einem Wert des Entladungslaststroms des Ladespeicherkondensators 118 ausgeglichen.
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Es wird eine Stromversorgungsspannung Vb der externen Stromversorgung 101 an einen Drain-Anschluss eines dritten Schaltelementes angelegt, das ein N-Kanal-Feldeffekttransistor ist, und ein Source-Anschluss davon ist mit einem Glättungskondensator 122 und einem Ausgleichswiderstand 123 über eine Drosselspule 121 verbunden.
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Außerdem wird der Glättungskondensator 122 über die Drosselspule 121 geladen, wenn das dritte Schaltelement 120a geschlossen ist. Wenn jedoch das dritte Schaltelement 120a offen ist, kehrt ein Dämpfungsstrom wegen einer Induktivitätskomponente der Drosselspule 121 mittels einer Stromrückführungsschaltung zurück, die aus einer Stromrückführungsdiode 124, der Drosselspule 121 und dem Glättungskondensator 122 gebildet ist.
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Ein Transistor 125a, der mit elektrischem Strom aus einem Ladespeicherkondensator 118 zu versorgen ist, ist dafür ausgelegt, eine Schaltungsschließbefehlsspannung einem Gate-Anschluss des dritten Schaltelementes 120a über einen Gate-Widerstand 125b zuzuführen. Ein Schaltungsöffnungsballastwiderstand 125c ist zwischen einem Gate-Anschluss und einem Source-Anschluss des dritten Schaltelementes 120a verbunden.
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Ein Transistor 126a, der von einer Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a anzusteuern ist, wie später beschrieben wird, ist mit einem Basisanschluss des Transistors 125a über einen Basiswiderstand 126b verbunden. Ein Schaltungsöffnungsballastwiderstand 126c ist zwischen einem Emitteranschluss und einem Basisanschluss des Transistors 125a verbunden.
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Die Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a ist aus einer Sägezahnwellen-Oszillatorschaltung 127a und einem Komparator 127b gebildet, und ist in der Beziehung zum Schließen eines Transistors 162a über einen Basiswiderstand 127c von einem Ausgangsanschluss des Komparators 127b verbunden, wenn eine Ausgangsspannung von der Sägezahnwellen-Oszillatorschaltung 127a, die an einen invertierenden Eingang des Komparators 127b anzulegen ist, nicht mehr als eine mittlere Stromerfassungssignalspannung E00 ist, wie später beschrieben wird, die an einen nicht-invertierenden Eingang des Komparators 127b anzulegen ist.
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Das erste Schaltelement 130a, das ein Sperrschichttransistor vom PNP-Typ ist, wird mit einem elektrischen Strom von der externen Stromversorgung 101 über einen Stromerfassungswiderstand 160a, wie später beschrieben wird, versorgt, um eine erste Ausgangsspannung Vcc zu generieren.
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Außerdem ist eine Nebenschluss-Stromversorgungsschaltung, die aus einer seriellen Schaltung des dritten Schaltelementes 120a, der Drosselspule 121 und dem Ausgleichswiderstand 123 gebildet wird, parallel mit einer seriellen Schaltung des Stromerfassungswiderstands 160a und des ersten Schaltelementes 130a verbunden.
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Eine serielle Schaltung von einem Basiswiderstand 131 und einem Ansteuertransistor 132 ist mit einem Basisanschluss des ersten Schaltelementes 130a verbunden. Wenn der Ansteuertransistor 132 über einen Basiswiderstand 133 in Leitung gebracht wird, der mit einem Basisanschluss des Ansteuertransistors 132 verbunden ist, fließt ein Basisstrom entsprechend einem Leitungsgrad des Ansteuertransistors 132 durch das erste Schaltelement 130a, und es wird ein Kollektorstrom nahezu proportional zu diesem Basisstrom fließen.
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Spannungsteilende Widerstände 134a und 134b sind in Reihe miteinander verbunden, an die die erste Ausgangsspannung Vcc angelegt wird. Ferner ist eine Spannung über dem spannungsteilenden Widerstand 134b eine Erfassungssignalspannung proportional zu der ersten Ausgangsspannung Vcc.
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Das zweite Schaltelement 140a, das ein Sperrschichttransistor vom PNP-Typ ist, ist in Kaskade mit dem ersten Schaltelement 130a verbunden, um die zweite Ausgangsspannung Vme zu generieren, die kleiner als die erste Ausgangsspannung Vcc ist.
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Eine serielle Schaltung eines Basiswiderstands 141 und eines Ansteuertransistors 142 ist mit einem Basisanschluss des zweiten Schaltelementes 140a verbunden. Wenn der Ansteuertransistor 142 über einen Basiswiderstand 143 in Leitung gebracht wird, der mit dem Basisanschluss des Ansteuertransistors 142 verbunden ist, fließt ein Basisstrom entsprechend einem Leitungsgrad des Ansteuertransistors 142 durch das zweite Schaltelement 140a, und es wird ein Kollektorstrom nahezu proportional zu diesem Basisstrom fließen.
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Spannungsteilende Widerstände 144a, 144b und 144c sind in Reihe miteinander verbunden, an die die zweite Ausgangsspannung Vme angelegt wird. Ferner ist eine Spannung über dem spannungsteilenden Widerstand 144b und 144c eine Erfassungssignalspannung proportional der zweiten Ausgangsspannung Vme.
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Eine Bezugsspannungsgenerierungsschaltung 150 ist eine Schaltung, die eine konstante Spannung, z. B. 1,7 V, als eine Bezugsspannung Vs generiert. Eine Bezugsspannung Vs wird an einen nicht-invertierenden Eingang eines ersten Komparators/Verstärkers 151a oder eines zweiten Komparators/Verstärkers 154a und einen invertierenden Eingang eines Komparators/Verstärkers 157a angelegt, wie später beschrieben wird.
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Ein invertierender Eingangsanschluss des ersten Komparators/Verstärkers 151a ist mit einem Verbindungspunkt der spannungsteilenden Widerstände 134a und 134b über einen Eingangswiderstand 152 verbunden, und ist auch mit einem Ausgangsanschluss des ersten Komparators/Verstärkers 151a über einen Rückkopplungswiderstand 153 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des ersten Komparators/Verstärkers 151a steuert Leitungszustände des Ansteuertransistors 132 über den Basiswiderstand 133.
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Ein invertierender Eingangsanschluss des zweiten Komparators/Verstärkers 154a ist mit einem Verbindungspunkt der spannungsteilenden Widerstände 144a und 144b über einen Eingangswiderstand 155 verbunden, und ist auch mit einem Ausgangsanschluss des zweiten Komparators/Verstärkers 154a über einen Rückkopplungswiderstand 156 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des zweiten Komparators/Verstärkers 154a steuert Leitungszustände des Ansteuertransistors 142 über einen Basiswiderstand 143.
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Ein nicht-invertierender Anschluss des Komparators/Verstärkers 157a ist mit einem Verbindungspunkt zwischen den spannungsteilenden Widerständen 158a und 158b verbunden. Diese spannungsteilenden Widerstände 158a und 158b sind miteinander in Reihe verbunden, und sind mit einem Verbindungspunkt zwischen den spannungsteilenden Widerständen 134a und 134b verbunden.
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Ein Ausgangsanschluss des Komparators/Verstärkers 157a steuert einen Transistor 158d über einen Basiswiderstand 158c an. Dieser Transistor 158d ist mit einem Gate-Anschluss des dritten Schaltelementes 120a verbunden, und ist auf eine derartige Beziehung verbunden, dass das dritte Schaltelement 120a geöffnet wird, wenn der Transistor 158d geschlossen ist.
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Eine Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a ist aus dem Komparator/Verstärker 157a, den spannungsteilenden Widerständen 158a und 158b, dem Basiswiderstand 158c und dem Transistor 158d gebildet; und diese Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a arbeitet, wenn die erste Ausgangsspannung Vcc größer wird, wobei eine zulässige Fehlergrenze überschritten wird, und zwingt das dritte Schaltelement 120a, offen zu sein.
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Ein dritter Komparator/Verstärker 161a agiert als ein Differenzialverstärker einer Spannung über dem oben beschriebenen Stromerfassungswiderstand 160a. Ein nicht-invertierender Eingangsanschluss davon ist mit der Seite des hohen Potenzials des Stromerfassungswiderstands 160a über einen Eingangswiderstand 162 verbunden; und ein invertierender Eingangsanschluss davon ist mit der Seite des tiefen Potenzials des Stromerfassungswiderstands 160a über einen Eingangswiderstand 163 verbunden, und ist mit einem Ausgangsanschluss des dritten Komparators/Verstärkers 161a über einen Rückkopplungswiderstand 165 verbunden. Ferner ist ein spannungsteilender Widerstand 164 in Reihe mit einem Eingangswiderstand 162 verbunden.
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Der dritte Komparator/Verstärker 161a hat einen Ausgangsanschluss, mit dem ein Kondensator 167 über einen Ausgangswiderstand 166 verbunden ist. Eine Ladespannung des Kondensators 167 wird an einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss des oben beschriebenen Komparators 127b angelegt.
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2 ist ein grafisches Diagramm, das Ladecharakteristika eines Glättungskondensators 122 zeigt (d. h. eine Spannung Va des Glättungskondensators 122 mit Bezug auf einen Volllaststrom eines Mikroprozessors 105).
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Ferner ist in 3 ein grafisches Diagramm, das vorübergehende Schwankungscharakteristika des ersten Schaltelementes zeigt (d. h. einen Strom des ersten Schaltelementes 130a mit Bezug auf eine Spannung Vc des Glättungskondensators 122).
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Mit Bezug auf 2 und 3 werden Aktion und Operation der Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform detailliert beschrieben.
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Wenn in 1 der Stromversorgungsschalter 102 geschlossen wird, beginnt der Oszillator 111 die Oszillationsoperation, und der Transistor 112a führt die Schaltoperation hoher Geschwindigkeit durch. Wenn der Transistor 112a geschlossen ist, wird der Lade- und Entladekondensator 116 über die externe Stromversorgung 101, den Stromversorgungsschalter 102, die Ladediode 115, den Lade- und Entladekondensator 116 und den Ladetransistor 113a geladen.
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Wenn der Transistor 112a geöffnet ist, wird der Ladespeicherkondensator 118 über den Lade- und Entladekondensator 116, die Entladediode 117, den Ladespeicherkondensator 118 und den Entladetransistor 114a geladen.
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Als ein Ergebnis wird eine Spannung am Ladespeicherkondensator 118 gehalten, die nicht kleiner als 6 V ist.
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Das erste Schaltelement 130a, das mit einer elektrischen Leistung über den Stromversorgungsschaltung 102 und den Stromerfassungswiderstand 160a von der externen Stromversorgung 101 zu versorgen ist, hat seinen Basisstrom durch den ersten Komparator/Verstärker 151a gesteuert. Dieses erste Schaltelement 130 wird kontinuierlich gesteuert, um in einem Leitungszustand zu sein, bei dem die erste Ausgangsspannung Vcc auf z. B. GS5V, die eine erste vorbestimmte Spannung ist, unterhalten wird.
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Außerdem wird eine Ausgangsspannung Ecc von dem ersten Komparator/Verstärker 151a mit der folgenden Gleichung kalkuliert, wenn eine Bezugsspannung, die eine Spannung ist, die durch eine Bezugsspannungsgenerierungsschaltung generiert wird, Vs ist, und ein Teilungsverhältnis der spannungsteilenden Widerstände 134a und 134b α ist: Ecc = Vs + (Vs – αVcc) × (R153/R152) (1) wobei α = R134b/(R134a + R134b) ist.
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Außerdem sind R134a, R134b, R152, R153 Widerstandswerte der spannungsteilenden Widerstände 134a und 134b, des Eingangswiderstands 152 und des Rückkopplungswiderstands 153.
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Das erste Schaltelement 130a und der Ansteuertransistor 132 werden basierend auf Ausgangsspannungen Ecc gesteuert, in einem Leitungszustand zu sein, und werden so in negativer Rückkopplung gesteuert, um Vs ≒ αVcc zu sein.
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Entsprechend ist die erste Ausgangsspannung Vcc eine konstante Spannung, die mit der folgenden Gleichung zu kalkulieren ist: Vcc = Vs/α = Vs × (R134a + R134b)/R134b (2)
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Andererseits hat das zweite Schaltelement 140a, das mit dem ersten Schaltelement 130a in Kaskade verbunden ist, seinen Basisstrom durch den zweiten Komparator/Verstärker 154a gesteuert. Dieses zweite Schaltelement 140a wird kontinuierlich gesteuert, in einem derartigen Leitungszustand zu sein, dass die zweite Ausgangsspannung Vme auf z. B. GS3,3V (oder GS2,5V), die eine zweite vorbestimmte Spannung ist, unterhalten wird.
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Ferner wird eine Ausgangsspannung Eme von dem zweiten Komparator/Verstärker 154a mit der folgenden Gleichung kalkuliert, wenn eine Bezugsspannung, die eine Spannung ist, die durch die Bezugsspannungsgenerierungsschaltung generiert wird, Vs ist, und ein Spannungsteilungsverhältnis β ist: Eme = Vs + (Vs – βVme) × (R156/R155) (3) wobei: β = (R144b + R144c)/(R144a + R144b + R144c) ist.
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Außerdem sind R144a, R144b, R144c, R155, R156 Widerstandswerte der spannungsteilenden Widerstände 144a, 144b und 144c, des Eingangswiderstands 155 und des Rückkopplungswiderstands 156.
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Das zweite Schaltelement 140a und der Ansteuertransistor 142 werden gesteuert, leitend sein, basierend auf Ausgangsspannungen Eme, und werden in negativer Rückkopplung so gesteuert, dass Vs ≒ βVme ist.
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Entsprechend ist die zweite Ausgangsspannung Vme eine konstante Spannung, die mit der folgenden Gleichung zu kalkulieren ist: Vme = Vs/β = Vs × (R144a + R144b + R144c)/(R144b + R144c) (4)
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Des weiteren werden derartige Widerstände ausgewählt, um R134a ≒ R144a und R134b ≒ R144b zu sein, und es wird ein spannungsteilender Widerstand R144c auf der invertierenden Eingangsseite des zweiten Komparators/Verstärkers 154a hinzugefügt. Somit wird die Beziehung vom Teilungsverhältnis â > a aufrechterhalten, und die Beziehung von Vcc > Vme wird mit Bezug auf die gleiche Bezugsspannung Vs gehalten.
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Es wird eine Ausgangsspannung Ex von dem dritten KomparatOr/Verstärker 161a mit der folgenden Gleichung kalkuliert, wenn Widerstandswerte des Stromerfassungswiderstands 160a, der Eingangswiderstände 162 und 163, des spannungsteilenden Widerstands 164 und des Rückkopplungswiderstands 165 R160a, R162, R163, R164 and R165 sind, und wenn ein Strom, der durch den Stromerfassungswiderstand 160a fließt, Ix ist, und eine Energieversorgungsspannung Vb ist: Ex = A × Vb + B × Ix (5) wobei:
A = (R163 × R164 – R162 × R165)/[R163 × (R162 + R164)] ≒ 0
B = R160a × (R165/R163)
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Außerdem werden derartige Widerstände ausgewählt, um R162 R163 und R164 ≒ R165 zu sein. Es ist eine derartige Schaltungsanordnung, um A = 0 zu sein, angenommen, dass es keine Variation in Teilen gibt, und jene eines gerade bestimmten Wertes verwendet werden.
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Somit ist eine Ausgangsspannung Ex des dritten Komparators/Verstärkers 161a ein Wert proportional zu einem Strom Ix, der durch das erste Schaltelement 130a fließt. Eine Ladespannung des Kondensators 167 ist eine mittlere Stromerfassungssignalspannung E00, die einen Wert proportional zu einem Wert aufweist, der durch Glätten von Welligkeitsschwankungen eines fließenden Stroms Ix erhalten wird.
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In der Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a ist ein ausgegebener Logikpegel des Komparators 127b ”H” während der Periode, bis eine Dreieckswellenausgangsspannung der Sägezahnwellenoszillatorschaltung 127a eine mittlere Stromerfassungssignalspannung E00 erreicht, wobei dadurch der Transistor 126a geschlossen ist. Als ein Ergebnis sind der Transistor 125a und das dritte Schaltelement 120a in einem geschlossenen Stromkreis.
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Ein ausgegebener Logikpegel des Komparators 127b ist ”L” während der Periode, bis eine Dreieckswellenausgangsspannung der Sägezahnwellenoszillatorschaltung 127a nicht kleiner als eine mittlere Stromerfassungssignalspannung E00 ist, wobei dadurch der Transistor 126a geöffnet ist. Als ein Ergebnis sind der Transistor 125a und das dritte Schaltelement 120a in einem offenen Stromkreis.
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Mit Bezug auf eine Oszillationsperiode τ der Sägezahnwellenoszillatorschaltung 127a kommt eine Periode eines geschlossenen Stromreises τon, in der das dritte Schaltelement 120a geschlossen ist, dazu, ein größerer Wert zu sein, da eine mittlere Stromerfassungssignalspannung E00 größer wird, und wirkt in der Operation zum Reduzieren eines Stroms Ix, der durch den Stromerfassungswiderstand 160a fließt.
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Wenn das dritte Schaltelement 120a geschlossen ist, wird ferner der Glättungskondensator 122 allmählich über die Drosselspule 121 geladen, und eine Ladespannung Vc wird nach und nach ansteigen.
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Wenn das dritte Schaltelement 120a geöffnet ist, verringert sich des weiteren ein Ladestrom des Glättungskondensators 122 allmählich über die Stromrückführungsdiode 124 und die Drosselspule 121, und die Ladespannung Vc wird nach und nach abfallen.
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Wenn ein Widerstandswert des Ausgleichswiderstands 123 R123 ist, und ein Strom, der durch das erste Schaltelement 130a über den Stromerfassungswiderstand 160a fließt, Ix ist, ein Strom, der durch den Ausgleichswiderstand 123 fließt, Iy ist, und ein Volllaststrom mit Bezug auf den Mikroprozessor 105 I0 ist, wird die folgende Gleichung hergestellt: Vc = Iy × R123 + Vcc (6) IC = Ix + Iy (7)
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Mit Bezug auf 2, die Charakteristika einer idealen Ladespannung Vc zeigt, steigt eine gerade Linie 200, die die Ladespannung Vc anzeigt, an, während sich ein Volllaststrom I0, der auf der horizontalen Achse gezeigt wird, erhöht.
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Der Grund, aus dem sich derartige Charakteristika zeigen, ist wie folgt. Als ein Ergebnis eines Tastverhältnisses des dritten Schaltelementes 120a, das mit der Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a so gesteuert wird, dass ein durch das erste Schaltelement 130a fließender Strom Ix den minimalen Wert Imin annehmen kann, erhöht sich die Ladespannung Vc, während sich ein Volllaststrom I0 erhöht, was zu der Erhöhung des Stroms Iy führt, der durch die Seite des dritten Schaltelementes 120a fliegt.
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Mit Bezug auf 3, die vorübergehende Schwankungscharakteristika zeigt, enthält die Ladespannung Vc, die durch die horizontalen Achse angezeigt wird, eine Welligkeitsspannung ΔV, die sich auf die Schaltoperation des dritten Schaltelementes 120a reagierend erhöht oder verringert.
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Entsprechend erhöht oder verringert sich auch ein Strom Iy, der durch den Ausgleichswiderstand 123 fließt. Um einen vorbestimmten Volllaststrom I0 sicherzustellen, hat ein Strom Ix, der durch die Seite des ersten Schaltelementes 130a fließt, einen Welligkeitsstrom ΔI, wie durch die gerade Linie 300 angezeigt, um im Ganzen ausgeglichen zu sein.
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Wenn sich eine Stromversorgungsspannung Vb rasch verringert und die Ladespannung Vc vorübergehend unzureichend ist, wird das erste Schaltelement 130a in einen hohen Leitungszustand gebracht, wobei somit ermöglicht wird, die stabile erste Ausgangsspannung Vcc unverzüglich zu erhalten.
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Wenn sich jedoch die Stromversorgungsspannung Vb rasch erhöht und die Ladespannung Vc vorübergehend dazu kommt anzusteigen, um zu groß sein, arbeitet die Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a, um das dritte Schaltelement 120a unverzüglich zu veranlassen, geöffnet zu sein.
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Außerdem ist ein Laststrom, der durch den Eingabe-/Ausgabeteil 104a des Mikroprozessors 105 fließt, z. B. 0,1 A, während ein Laststrom Ime, der durch den Operationsteil und Speicherteil 104a fließt, z. B. 0,5 A ist. Unter der Annahme, dass ein Steuerzielstrom Imin, der durch das erste Schaltelement 130a fließt, z. B. 0,2 A zu sein hat, und die verbleibenden 0,4 A von dem dritten Schaltelement 120a zuzuführen sind, wird ein Stromverbrauch des ersten Schaltelementes 120a verringert, um 0,2/0,6 = 1/3 zu sein.
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Wie aus der bisherigen Beschreibung zu sehen, ist die Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung eine Konstantspannungssteuereinrichtung 100a, die mit einer elektrischen Leistung von einer externen Stromversorgung 101 versorgt wird, deren Ausgangsspannung Vb nicht konstant ist, und legt viele unterschiedliche Typen stabilisierter Spannungen an eine elektronische Steuereinrichtung 103a an; und
die erwähnte Konstantspannungssteuereinrichtung 100a umfasst ein erstes Schaltelement 130a, das eine erste Ausgangsspannung Vcc generiert, ein zweites Schaltelement 140a, das mit diesem ersten Schaltelement 130a in Kaskade verbunden ist und eine zweite Ausgangsspannung Vme generiert, und ein drittes Schaltelement 120a, das als eine Nebenschlussstromversorgungsschaltung mit Bezug auf das erste Schaltelement 130a agiert.
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Das erwähnte erste Schaltelement 130a ist ein Transistor, dessen Leitungszustand in negativer Rückkopplung durch einen ersten Komparator/Verstärker 151a, der eine Spannung proportional zu der ersten Ausgangsspannung Vcc mit einer Bezugsspannung Vs vergleicht, gesteuert wird, sodass die erste Ausgangsspannung Vcc eine erste vorbestimmte Spannung sein kann.
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Das zweite Schaltelement 140a ist ein Transistor, dessen Leitungszustand in negativer Rückkopplung durch einen zweiten Komparator/Verstärker 154a, der eine Spannung proportional zu der zweiten Ausgangsspannung Vme mit einer Bezugsspannung Vs vergleicht, gesteuert wird, sodass die zweite Ausgangsspannung Vme eine zweite vorbestimmte Spannung sein kann, die ein Wert ist, der kleiner als die erste vorbestimmte Spannung ist.
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Das dritte Schaltelement 120a ist ein Transistor, in dem ein Verhältnis zwischen einer Periode eines geschlossenen Kreises τon und einem Schaltzyklus τ über eine Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a gesteuert wird, und das die Steuerung zum Unterdrücken eines Stroms durchführt, der durch das erste Schaltelement 130a fließt.
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Mit Bezug auf die rasche Änderung einer Stromversorgungsspannung oder eines Laststroms wird entsprechend die Steuerung vom Leitungszustand durch das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement unverzüglich durchgeführt, wobei somit ermöglicht wird, eine Ausgangsspannung bei hoher Geschwindigkeit und mit hoher Genauigkeit zu erhalten. Ferner wird ein Laststrom in dem ersten Schaltelement mit einem großen Spannungsabfallbetrag zur Zeit einer hohen Spannung reduziert, wobei somit ermöglicht wird, die Reduzierung von Stromverbrauch zum Erhalten der ersten Ausgangsspannung zu erreichen.
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Des weiteren wird die Spannung, die an das zweite Schaltelement anzulegen ist, mittels des ersten Schaltelementes weiter stabilisiert und reduziert, sodass es möglich ist, die Reduzierung von Stromverbrauch zum Erhalten der zweiten Ausgangsspannung zu erreichen.
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Gemäß der ersten Ausführungsform umfasst die Nebenschlussstromversorgungsschaltung ferner eine Drosselspule 121 und einen Ausgleichswiderstand 123, die mit einer Ausgangsschaltung des dritten Schaltelementes in Reihe verbunden sind.
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Ferner wird die Ausgangsspannung von der erwähnten Drosselspule 121 durch einen Glättungskondensator 122 geglättet, und es ist eine Stromunterführungsdiode 124 vorgesehen, die eine Stromrückführungsschaltung bildet, die die Drosselspule 121 und den Glättungskondensator 122 enthält, wenn das erwähnte dritte Schaltelement 120a geöffnet wird. Der Ausgleichswiderstand 123 ist zwischen dem Glättungskondensator 122 und einem Ausgangsanschluss des ersten Schaltelementes 130a verbunden.
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Als ein Ergebnis ist es möglich, Variationen in der Ladespannung Vc des Glättungskondensators 122 zu reduzieren, und es ist möglich, einen Variationskoeffizienten eines Stroms zu unterdrücken, der durch das erste Schaltelement 130a fließt wegen Welligkeitsschwankung, die in einer Abweichungsspannung zwischen der Ladespannung Vc des Glättungskondensators 122 und der ersten Ausgangsspannung Vcc enthalten ist.
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Gemäß der ersten Ausführungsform umfasst die Konstantspannungssteuereinrichtung 100a ferner einen Stromerfassungswiderstand 160a, der mit dem ersten Schaltelement 130a in Reihe verbunden ist, und einen dritten Komparator/Verstärker 161a, der eine Spannung über diesem Stromerfassungswiderstand 160a verstärkt, um eine Stromerfassungssignalspannung Ex proportional zu einem Strom Ix zu erhalten, der durch das erste Schaltelement 130a fließt; und die Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a veranlasst ein Tastverhältnis des dritten Schaltelementes 120a höher zu sein, wenn sich die Stromerfassungssignalspannung Ex erhöht.
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Als ein Ergebnis wird der Strom Ix, der durch das erste Schaltelement 120a fließt, genau reduziert und gesteuert, wobei somit ermöglicht wird, einen Temperaturanstieg in dem ersten Schaltelement 120a zu reduzieren.
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Gemäß der ersten Ausführungsform umfasst die Konstantspannungssteuereinrichtung 100a ferner eine Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a, und diese Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a ist in einer derartigen Beziehung verbunden um zu agieren, wenn die erste Ausgangsspannung Vcc zu groß ist, und um das dritte Schaltelement 120a zu veranlassen, unverzüglich geöffnet zu sein, anstatt in einer Periode eines geschlossenen Stromkreises zu sein, die durch die Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a bestimmt wird.
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Als ein Ergebnis wird die vorübergehend rasche Erhöhung der ersten Ausgangsspannung Vcc mit Bezug auf die rasche Erhöhung einer Stromversorgungsspannung reduziert, wobei somit ermöglicht wird, eine stabile Ausgangsspannung zu erhalten.
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Gemäß der ersten Ausführungsform ist das dritte Schaltelement 120a außerdem ein N-Kanal-Feldeffekttransistor, und die Konstantspannungssteuereinrichtung 100a umfasst ferner eine Ladepumpenschaltung 110. Die Ladepumpenschaltung 110 erhält eine Hilfsausgangsspannung Vbu + Vb, die höher als eine externe Stromversorgungsspannung Vb ist, durch die Addition zu der externen Stromversorgung 101, und funktioniert, eine Schaltungsschließbefehlspannung, die höher als die eines Source-Anschlusses ist, an einen Gate-Anschluss des N-Kanal-Feldeffekttransistors anzulegen.
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Als ein Ergebnis setzt das dritte Schaltelement 120a, das EIN-/AUS-gesteuert wird, einen preiswerten N-Kanal-Feldeffekttransistor ein, und eine Ausgangsspannung, die von der Ladepumpenschaltung zum Erhalten einer Gate-Spannung vorgesehen ist, kann für die anderen Objekte genutzt werden.
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Ferner ist gemäß der ersten Ausführungsform jedes der ersten und zweiten Schaltelemente 130a und 140a ein Sperrschichttransistor vom PNP-Typ; und die ersten und zweiten Komparatoren/Verstärker 151a und 154a führen die negative Rückkopplungssteuerung eines Leitungszustands der ersten und zweiten Schaltelemente 130a und 140a in der Beziehung zum Zuführen eines Basisstroms im wesentlichen proportional zu einem Kollektorstrom dieses Sperrschichttransistors durch.
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Im Ergebnis ist es möglich, die kontinuierliche negative Rückkopplungssteuerung der Ausgangsspannung von den ersten und zweiten Schaltelementen 130a und 140a unter Verwendung eines Transistors vom Sperrschichttyp mit guten Charakteristika des Verhältnisses zwischen Basisstrom und Kollektorstrom leicht durchzuführen. Außerdem ist es möglich, sie auf derartige Fälle effektiv anzuwenden, wenn eine Stromversorgungsspannung Vb verringert wird, was zu einer sehr kleinen Spannungsdifferenz zwischen der Stromversorgungsspannung Vb und der ersten Ausgangsspannung Vcc führt, oder wenn eine Differenz zwischen der ersten Ausgangsspannung Vcc und der zweiten Ausgangsspannung Vme sehr klein ist.
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Des weiteren enthält gemäß der ersten Ausführungsform die elektronische Steuereinrichtung 103a einen Mikroprozessor 105; und die erste vorbestimmte Spannung ist eine Spannung von GS5V zum Zuführen eines elektrischen Stroms zu einem Eingabe-/Ausgabeteil 104a des Mikroprozessors 105, und die zweite vorbestimmte Spannung ist eine Spannung von entweder GS3,3V oder GS2,5V zum Zuführen eines elektrischen Stroms zu einem Operationsteil und Speicherteil 104b des Mikroprozessors 105.
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Als ein Ergebnis sind die ersten und zweiten Schaltelemente 130a und 140a in Reihe verbunden, wobei somit ermöglicht wird, die zweite vorbestimmte Spannung zu erhalten.
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Ausführungsform 2.
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4 ist ein Diagramm, das die gesamte Schaltungsanordnung einer Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung zeigt.
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Die Beschreibung wird hierin nachstehend mit Betonung auf Unterschiede zu jenen der Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß der vorangehenden ersten Ausführungsform, die in 1 gezeigt ist, durchgeführt.
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Mit Bezug auf 4 generiert eine Batterie im Fahrzeug 101, die eine externe Stromversorgung ist, eine Gleichspannung von z. B. GS12V, und ist mit einer Konstantspannungssteuereinrichtung 100b über einen Stromversorgungsschalter 102, wie etwa einen Schlüsselschalter, verbunden.
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Eine elektronische Steuereinrichtung 101b ist hauptsächlich aus einem Mikroprozessor 105 aufgebaut, der aus einem Eingabe-/Ausgabeteil 104a und einem Betriebsteil/Speicherteil 104b besteht, der verschiedene Speicher enthält.
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Ferner wird eine erste Ausgangsspannung Vcc = 5 V oder eine zweite Ausgangsspannung Vme = 3,3 V (oder 2,5 V), wie später beschrieben wird, der elektronischen Steuereinrichtung 103b von der Konstantspannungssteuereinrichtung 100b zugeführt. Der Eingabe-/Ausgabeteil 104a des Mikroprozessors 105 arbeitet mit der ersten Ausgangsspannung Vcc, und der Operationsteil-Speicherteil 104b arbeitet mit der zweiten Ausgangsspannung Vme.
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Es wird eine Stromversorgungsspannung Vb an einen Source-Anschluss eines dritten Schaltelementes 120b angelegt, das ein P-Kanal-Feldeffekttransistor ist, und ein Drain-Anschluss des dritten Schaltelementes 120b ist mit einem Glättungskondensator 122 und einem Ausgleichswiderstand 123 über eine Drosselspule 121 verbunden.
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Außerdem wird der Glättungskondensator 122 über die Drosselspule 121 geladen, wenn das dritte Schaltelement 120b geschlossen ist. Wenn jedoch das dritte Schaltelement 120b geöffnet wird, kehrt ein Dämpfungsstrom wegen einer Induktivitätskomponente der Drosselspule 121 mittels der Stromrückführungsschaltung zurück, die aus einer Stromrückführungsdiode 124, der Drosselspule 121 und dem Glättungskondensator 122 gebildet wird.
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Ein Transistor 129a, der von einer Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b anzusteuern ist, wie später beschrieben wird, ist mit einem Gate-Anschluss des dritten Schaltelementes 120b über einen Gate-Widerstand 129b verbunden. Ein schaltungsöffnender Ballastwiderstand 129c ist zwischen einem Source-Anschluss und einem Gate-Anschluss des dritten Schaltelementes 120b verbunden.
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Die Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b ist hauptsächlich aus einem Komparator 170 gebildet. Wenn eine Stromerfassungssignalspannung Ez, die an einen nicht-invertierenden Eingang eines Komparators 170 anzulegen ist, nicht kleiner als eine Bezugsspannung Vs ist, die an einen invertierenden Eingang des Komparators 170 anzulegen ist, kommt ein ausgegebener Logikpegel von dem Komparator 170 dazu, ”H” sein. Ferner wird der Transistor 129a über einen Ausgangswiderstand 173 geschlossen, und das dritte Schaltelement 120b kommt dazu, geschlossen zu sein.
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Ein erstes Schaltelement 130b, das ein Sperrschichttransistor vom NPN-Typ ist, wird mit einem elektrischen Strom über den Stromversorgungsschalter 102 von der externen Stromversorgung 101 versorgt, um die erste Ausgangsspannung Vcc zu generieren.
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Es ist ein Basiswiderstand 135 zwischen einem Basisanschluss des ersten Schaltelementes 130b und einem Ausgangsanschluss eines ersten Komparators/Verstärkers verbunden. Die Eingangsschaltungsanordnung des ersten Komparators/Verstärkers 151b ist die gleiche wie die des ersten Komparators/Verstärkers 151a von 1.
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Ein zweites Schaltelement 140b, das ein Sperrschichttransistor vom NPN-Typ ist, ist mit dem ersten Schaltelement 130b über einen Stromerfassungswiderstand 150b in Kaskade verbunden, und generiert die zweite Ausgangsspannung Vme, die kleiner als die erste Ausgangsspannung Vcc ist.
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Es ist ein Basiswiderstand 145 zwischen einem Basisanschluss des zweiten Schaltelementes 140b und einem Ausgangsanschluss des zweiten Komparators/Verstärkers 154b verbunden. Die Eingangsschaltungsanordnung des zweiten Komparators/Verstärkers 154b ist die gleiche wie die des zweiten Komparators/Verstärkers 154a von 1.
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Außerdem ist eine Nebenschlussstromversorgungsschaltung, die eine serielle Schaltung ist, die aus dem dritten Schaltelement 120b, der Drosselspule 121 und dem Ausgleichswiderstand 123 besteht, parallel mit einer seriellen Schaltung verbunden, die aus dem ersten Schaltelement 130b, einem Stromerfassungswiderstand 160b und dem zweiten Schaltelement 140b besteht.
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Ein nicht-invertierender Eingangsanschluss eines Komparators/Verstärkers 157b, der eine Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b bildet, ist mit einem Verbindungspunkt von spannungsteilenden Widerständen 158a und 158b verbunden. Diese spannungsteilenden Widerstände 158a und 158b sind in Reihe miteinander verbunden, und sind mit einem Verbindungspunkt von spannungsteilenden Widerständen 144a und 144b verbunden.
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Ein Ausgangsanschluss des Komparators/Verstärkers 157b steuert einen Transistor 158e über einen Basiswiderstand 158c an. Dieser Transistor 158e ist mit einem Basisanschluss des Transistors 129a verbunden, und ist in einer derartigen Beziehung verbunden, dass das dritte Schaltelement 120b geöffnet wird, wenn der Transistor 158e geschlossen ist.
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Die Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b ist aus einem Komparator/Verstärker 157b, den spannungsteilenden Widerständen 158a und 158b, einem Basiswiderstand 158c und dem Transistor 158e gebildet; und diese Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b arbeitet, wenn die zweite Ausgangsspannung Vme größer wird, wobei eine zulässige Fehlergrenze überschritten wird, und zwingt das dritte Schaltelement 120b, geöffnet zu sein.
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Ein dritter Komparator/Verstärker 161b agiert als ein Differenzialverstärker einer Spannung über dem oben beschriebenen Stromerfassungswiderstand 160b. Ein nicht-invertierender Eingangsanschluss davon ist mit der Seite des hohen Potenzials des Stromerfassungswiderstands 160b über einen Eingangswiderstand 162 verbunden; und ein invertierender Eingangsanschluss davon ist mit der Seite des tiefen Potenzials des Stromerfassungswiderstands 160b über einen Eingangswiderstand 163 verbunden, und ist mit einem Ausgangsanschluss des dritten Komparators/Verstärkers 161b über einen Rückkopplungswiderstand 165 verbunden. Ferner ist ein spannungsteilender Widerstand 164 in Reihe mit einem Eingangswiderstand 162 verbunden.
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Der dritte Komparator/Verstärker 161a hat einen Ausgangsanschluss, der mit einem nicht-invertierenden Eingang des Komparators 170 über einen Eingangswiderstand 171 verbunden ist.
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Der Komparator 170 hat einen Ausgangsanschluss, der mit einem nicht-invertierenden Eingangsanschluss über einen Rückkopplungswiderstand 162 verbunden ist, und ist mit einem Basisanschluss des Transistors 129a über einen Ausgangswiderstand 173 verbunden.
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Die Aktion und Operation der Konstantspannungssteuereinrichtung, die wie oben beschrieben angeordnet ist, gemäß dieser zweiten Ausführungsform wird hierin nachstehend mit Betonung von Unterschieden zu jenen gemäß der ersten Ausführungsform beschrieben.
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Mit Bezug auf 4 hat das erste Schaltelement 130b, das mit einem elektrischen Strom über den Stromversorgungsschalter 102 von der externen Stromversorgung 101 zu versorgen ist, wenn der Stromversorgungsschalter 102 geschlossen wird, einen Basisstrom, der durch den ersten Komparator/Verstärker 151b gesteuert wird, und wird kontinuierlich gesteuert, in einem derartigen Leitungszustand zu sein, dass die erste Ausgangsspannung Vcc auf z. B. GS5V, die eine erste vorbestimmte Spannung ist, unterhalten werden kann.
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Andererseits hat das zweite Schaltelement 140b, das mit dem ersten Schaltelement 130b über den Stromerfassungswiderstand 160b in Kaskade verbunden ist, einen Basisstrom, der durch den zweiten Komparator/Verstärker 154b gesteuert wird, und wird kontinuierlich gesteuert, in einem derartigen Leitungszustand zu sein, dass die zweite Ausgangsspannung Vme auf z. B. GS3,3V (oder GS2,5V), die eine zweite vorbestimmte Spannung ist, unterhalten werden kann.
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Der dritte Komparator/Verstärker 161b generiert eine Stromerfassungssignalspannung Ez proportional zu einem Strom Iz, der durch den Stromerfassungswiderstand 160b fließt. Werte einer Stromerfassungssignalspannung Ez werden mit einer Bezugsspannung Vs, die eine Bezugsspannungsgenerierungsschaltung 150 generiert, verglichen, wobei somit die EIN-/AUS-Steuerung des dritten Schaltelementes 120b durchgeführt wird.
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Da der Komparator 170 die EIN-/AUS-Steuerung des dritten Schaltelementes 120b zuverlässig durchführt, um den Stromverbrauch zu reduzieren, hat er eine Hysteresefunktion, die durch den Rückkopplungswiderstand 172 durchgeführt wird.
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Eine Stromerfassungssignalspannung Ez zu der Zeit, in der das dritte Schaltelement 120b als Reaktion auf einen ausgegebenen Logikpegel ”L” von dem Komparator 170 in den offenen Zustand gebracht wird, wird mit der folgenden Gleichung kalkuliert, wenn Widerstandswerte des Eingangswiderstands 171 und des Rückkopplungswiderstands 172 R171 und R172 sind: Ez ≤ Vs × (R171 + R172)/R172 (8)
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Wenn die Stromerfassungssignalspannung Ez ansteigt, kommt ein ausgegebenen Logikpegel von dem Komparator 170 dazu, ”H” zu sein, was zu dem geschlossenen Zustand des dritten Schaltelementes 120b führt; und danach wird das Stromerfassungssignal Ez verringert, und der ausgegebene Logikpegel von dem Komparator 170 kommt dazu, erneut ”L” zu sein, was zum geöffneten Zustand des dritten Schaltelementes 120b führt. Eine derartige Stromerfassungssignalspannung Ez wird mit der folgenden Gleichung kalkuliert: Ez > Vs × (R171 + R172)/R172 – Vcc × (R171/R172) (9)
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Außerdem ist ein Laststrom Icc, der durch den Eingabe-/Ausgabeteil 104a des Mikroprozessors 105 fließt, z. B. 0,1 A, während ein Laststrom Ime, der durch den Operationsteil und Speicherteil 104b fließt, z. B. 0,5 A ist. Unter der Annahme, dass ein Steuerzielstrom, der durch das zweite Schaltelement 140b fließt, z. B. 0,1 A ist, und die restlichen 0,4 A von dem dritten Schaltelement 120b zugeführt werden, kommt ein Strom, der durch das erste Schaltelement 120b fließt, dazu, 0,2 A zu betragen. Somit wird der Stromverbrauch verringert, 0,2/0,6 = 1/3 im Vergleich zu dem Fall zu sein, dass kein drittes Schaltelement 120b eingesetzt wird.
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In dem Fall einer kleineren Variation im Laststrom ist es vorzuziehen, dass eine Verbindungsposition des Stromerfassungswiderstands 160b geändert wird, und ein Strom, der durch die Seite des ersten Schaltelementes fließt, wie in 1 erfasst wird, um einen fließenden Zielstrom 0,2 A sein zu lassen.
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Es ist auch wünschenswert, dass als das dritte Schaltelement 120b kein P-Kanal-Feldeffekttransistor, wie gezeigt, eingesetzt wird, sondern ein Sperrschichttransistor vom NPN-Typ verwendet wird.
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In dem Fall, wo die Minimalspannung der externen Stromversorgung 101 im Vergleich mit der ersten Ausgangsspannung Vcc ausreichend groß ist, kann ferner ein Sperrschichttransistor vom NPN-Typ als das dritte Schaltelement verwendet werden.
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In dem Fall, wo die Minimalspannung der externen Stromversorgung 101 im Vergleich zu der ersten Ausgangsspannung Vcc nicht ausreichend groß ist, ist es des weiteren wünschenswert, einen Sperrschichttransistor vom PNP-Typ, wie in 1 gezeigt, als das erste Schaltelement 130b zu verwenden.
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Wie aus den vorangehenden Beschreibungen verstanden wird, ist die Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß der zweiten Ausführungsform der Erfindung eine Konstantspannungssteuereinrichtung 100b, die mit einem elektrischen Strom von einer externen Stromversorgung 101 versorgt wird, deren Ausgangsspannung Vb nicht konstant ist, und legt viele verschiedene Typen stabilisierter Spannungen an eine elektronische Steuereinrichtung 103b an; und die Konstantspannungssteuereinrichtung 100b umfasst ein erstes Schaltelement 130b, das eine erste Ausgangsspannung Vcc generiert, ein zweites Schaltelement 140b, das mit diesem ersten Schaltelement 130b in Kaskade verbunden ist, und eine zweite Ausgangsspannung Vme generiert, und ein drittes Schaltelement 120b, das als eine Nebenschlussstromversorgungsschaltung mit Bezug auf eine serielle Schaltung agiert, die aus dem ersten Schaltelement 130b und dem zweiten Schaltelement 140b besteht.
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Das erste Schaltelement 130b ist ein Transistor, dessen Leitungszustand in negativer Rückkopplung durch einen ersten Komparator/Verstärker 151b gesteuert wird, der eine Spannung proportional zu der erwähnten ersten Ausgangsspannung Vcc mit einer Bezugsspannung Vs vergleicht, sodass die erste Ausgangsspannung Vcc eine erste vorbestimmte Spannung sein kann.
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Das zweite Schaltelement 140b ist ein Transistor, dessen Leitungszustand in negativer Rückkopplung durch einen zweiten Komparator/Verstärker 154b gesteuert wird, der eine Spannung proportional zu der zweiten Ausgangsspannung Vme mit einer Bezugsspannung Vs vergleicht, sodass die zweite Ausgangsspannung Vme eine zweite vorbestimmte Spannung sein kann, die einen Wert aufweist, der kleiner als die erste vorbestimmte Spannung ist.
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Das dritte Schaltelement 120b ist ein Transistor, in dem ein Verhältnis zwischen einer Periode eines geschlossenen Stromkreises und einem Schaltzyklus über eine Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b gesteuert wird, und das die Steuerung zum Unterdrücken eines Stroms durchführt, der durch das erste Schaltelement 130b und das zweite Schaltelement 140b fließt.
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In der Konstantspannungssteuereinrichtung 100b gemäß der zweiten Ausführungsform sind die ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b, die Spannungsregler vom Tiefsetzsteller-Typ bilden, die bei hoher Geschwindigkeit und mit hoher Genauigkeit arbeiten, in Reihe verbunden; und das dritte Schaltelement 120b, das einen Spannungsregler vom Schalttyp von geringem Stromverbrauch bildet, ist parallel mit den ersten und zweiten Schaltelementen 130b und 140b verbunden.
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Außerdem bildet das dritte Schaltelement 120b eine Nebenschlussstromversorgungsschaltung so um zu verhindern, dass ein Strom, der durch das zweite Schaltelement 140b fließt, nicht kleiner als ein vorbestimmter Wert ist.
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Um die rasche Änderung in der Stromversorgungsspannung oder dem Laststrom zu bewältigen, werden als ein Ergebnis Leitungszustände mit den ersten und zweiten Schaltelementen 130b und 140b unverzüglich gesteuert, wobei somit ermöglicht wird, eine Ausgangsspannung bei hoher Geschwindigkeit und mit hoher Genauigkeit zu erhalten. Außerdem wird ein Laststrom, der an das erste Schaltelement 130b angelegt wird mit einem großen Spannungsabfallbetrag zur Zeit einer hohen Spannung reduziert, wobei somit ermöglicht wird, die Reduzierung von Stromverbrauch zum Erhalten der ersten Ausgangsspannung Vcc zu erreichen.
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Ferner wird eine Spannung, die an das zweite Schaltelement 140b anzulegen ist, mittels des ersten Schaltelementes 130b weiter stabilisiert und reduziert, sodass es möglich ist, die Reduzierung des Stromverbrauchs zum Erhalten der zweiten Ausgangsspannung Vme zu erreichen.
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Gemäß der zweiten Ausführungsform umfasst die Nebenschlussstromversorgungsschaltung ferner eine Drosselspule 121 und einen Ausgleichswiderstand 123, die mit einer Ausgangsschaltung des dritten Schaltelementes 120b in Reihe verbunden sind.
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Eine Ausgangsspannung von der erwähnten Drosselspule 121 wird durch einen Glättungskondensator 122 geglättet, und es ist eine Stromrückführungsdiode 124 vorgesehen, die eine Stromrückführungsschaltung bildet, einschließlich der Drosselspule 121 und des Glättungskondensators 122, wenn das dritte Schaltelement 120b geöffnet ist, und der Ausgleichswiderstand 123 ist zwischen dem Glättungskondensator 122 und einem Ausgangsanschluss des zweiten Schaltelementes 140b verbunden.
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Als ein Ergebnis ist es möglich, Variationen in der Ladespannung Vc des Glättungskondensators 122 zu unterdrücken, und es ist möglich, einen Variationskoeffizienten eines Stroms, der durch die ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b fließt, wegen Welligkeitsschwankung, die in einer Abweichungsspannung zwischen der Ladespannung Vc des Glättungskondensators 122 und der zweiten Ausgangsspannung Vme enthalten ist, zu unterdrücken.
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Gemäß der zweiten Ausführungsform umfasst die Konstantspannungssteuereinrichtung 100b außerdem ferner einen Stromerfassungswiderstand 160b, der mit dem zweiten Schaltelement 140b in Reihe verbunden ist, und einen dritten Komparator/Verstärker 161b, der eine Spannung über diesem Stromerfassungswiderstand 160b verstärkt, um eine Stromerfassungssignalspannung Ez proportional zu einem Strom, der durch das zweite Schaltelement 140b fließt, zu erhalten; und die Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b ist in der Beziehung verbunden, um ein Tastverhältnis des dritten Schaltelementes 120b zu veranlassen, höher zu sein, wenn die Stromerfassungssignalspannung Ez erhöht wird.
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Als ein Ergebnis wird ein Strom, der durch das erste Schaltelement 130b und das zweite Schaltelement 140b fließt, genau reduziert und gesteuert, wodurch es ermöglicht wird, deren Temperaturanstieg zu reduzieren.
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Gemäß der zweiten Ausführungsform umfasst die erwähnte Konstantspannungssteuereinrichtung 100b ferner eine Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b, und diese Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b ist in einer derartigen Beziehung verbunden, um zu agieren, wenn die erwähnte erste Ausgangsspannung Vme zu groß ist, und das erwähnte dritte Schaltelement 120b zu veranlassen, unverzüglich geöffnet zu sein, statt in einer Periode eines geschlossenen Stromkreises zu sein, die durch die erwähnte Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b bestimmt wird.
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Als Ergebnis wird die vorübergehend rasche Erhöhung der zweiten Ausgangsspannung Vme mit Bezug auf die rasche Erhöhung einer Stromversorgungsschaltung reduziert, wodurch es ermöglicht wird, eine stabile Ausgangsspannung zu erhalten.
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Gemäß der zweiten Ausführungsform ist ferner jedes der ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b ein Sperrschichttransistor vom PNP-Typ; und die ersten und zweiten Komparatoren/Verstärker 151b und 154b führen die negative Rückkopplungssteuerung eines Leitungszustands der ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b in der Beziehung einer kontinuierlichen Zuführung eines Basisstroms im wesentlichen proportional zu einem Kollektorstrom dieses Sperrschichttransistors durch.
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Als ein Ergebnis ist es möglich, die kontinuierliche negative Rückkopplungssteuerung von Ausgangsspannungen von den ersten und zweiten Schaltelementen 130b und 140b unter Verwendung eines Sperrschichttransistors vom NPN-Typ guter Verhältnischarakteristika zwischen Basisstrom und Kollektorstrom, und vernünftiger Kosten leicht durchzuführen.
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Gemäß der zweiten Ausführungsform enthält die elektronische Steuereinrichtung 103b des weiteren einen Mikroprozessor 105; und die erste vorbestimmte Spannung ist eine Spannung von GS5V zum Zuführen einers elektrischen Stroms zu einem Eingabe-/Ausgabeteil 104a des erwähnten Mikroprozessors 105, und die zweite vorbestimmte Spannung ist eine Spannung von entweder GS3,3V oder GS2,5V zum Zuführen eines elektrischen Stroms zu einem Operationsteil und Speicherteil 104b des erwähnten Mikroprozessors 105.
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Als ein Ergebnis sind die ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b in Reihe verbunden, wodurch es ermöglicht wird, die zweite vorbestimmte Spannung zu erhalten.