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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. GEBIET DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Konstantspannungseinrichtung,
die unterschiedliche Typen stabilisierter Spannungen, wie etwa GS5V
und GS3,3V oder GS2,5V von einer Batterie im Fahrzeug zu einer elektronischen
Einrichtung im Fahrzeug, einschließlich eines Mikroprozessors und
verschiedener Speicher, zuführt,
und genauer auf eine verbesserte Konstantspannungssteuereinrichtung
zum Verringern von Leistungsverbrauch eines Konstantspannungs-Steuerleistungstransistors, um
Wärmeerzeugung
zu unterdrücken.
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2. BESCHREIBUNG DES STANDES
DER TECHNIK
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Um
eine Operation höherer
Geschwindigkeit und Verringerung im Leistungsverbrauch eines Mikroprozessors
zu erreichen, der in einer elektronischen Steuereinrichtung im Fahrzeug
zu montieren ist und dergleichen zu erreichen, wurde weithin eine Technik
im praktischen Gebrauch angenommen, um eine Spannung zu verringern,
die an einen Operationsteil oder verschiedene Speicher angelegt
wird, wobei dadurch dazu eine stabilisierte Spannung angelegt wird,
die sich von der einer Eingabe-/Ausgabeschaltungssektion unterscheidet.
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Z.B.
schlägt
die japanische Patentveröffentlichung
(ungeprüft)
Nr. 352675/2001 "Power
Supply for On-Vehicle Computing Unit" eine Leistungsversorgungsschaltung
vor, in der ein erstes Schaltelement zum Erhalten einer stabilisierten
Spannung von GS5V von einer Batterie im Fahrzeug und ein zweites Schaltelement
zum Erhalten von GS3,3V in Reihe verbunden sind.
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Ferner
offenbart die japanische Patentveröffentlichung (ungeprüft) Nr.
316482/2003 "Power
Supply Circuit" Mittel,
worin ein primärer
Leistungsversorgungsregler vom Schalttyp zum Erhalten einer primären Leistungsversorgungsspannung
von einer Batterie im Fahrzeug angeordnet ist, und eine Vielzahl
von sekundären
Leistungsversorgungsreglern vom Droppertyp (Abwerfertyp) mit einem
Primärspannungsausgang
verbunden ist, von dem eine Spannung abgeworfen und stabilisiert
wird, wobei dadurch verschiedene stabilisierte Spannungen von GS5V
oder GS3,3V erhalten werden.
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Des
weiteren offenbart das japanische Patent Nr. 3143284 "DC Stabilized Power
Supply Unit" Mittel,
worin ein primärer
Chopper-Regler vom Schalttyp und ein sekundärer serieller Regler vom Droppertyp
in Reihe verbunden sind, um eine stabilisierte Spannung geringer
Welligkeitsschwankung und geringen Leistungsverbrauchs zu erhalten.
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Außerdem offenbart
die japanische Patentveröffentlichung
(ungeprüft)
Nr. 98874/1998 "DC
Stabilized Power Supply" Mittel,
worin ein primärer Chopper-Regler
vom Schalttyp und ein sekundärer serieller
Regler vom Droppertyp parallel verbunden sind, um eine stabilisierte
Spannung geringer Welligkeitsschwankung und geringen Leistungsverbrauchs zu
erhalten.
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Gemäß der oben
erwähnten
japanischen Patentveröffentlichung
(ungeprüft)
Nr. 352675/2001 "On-Vehicle
Computing Unit Power Supply" sind
sowohl das erste als auch das zweite Schaltelement Spannungsregler
vom Dropper-Typ, sodass ein Problem in einem zu großen Leistungsverbrauch
des ersten Schaltelementes zur Zeit einer Hochleistungs-Versorgungsspannung
einer Batterie im Fahrzeug und eines großen Laststroms existiert.
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Im
Gegensatz dazu ist es gemäß der japanischen
Patentveröffentlichung
(ungeprüft)
Nr. 316482/2003 "Power
Supply Circuit" gewiss,
dass ein Leistungsverbrauch sekundärer Leistungsversorgungsregler
vom Dropper-Typ zum Erhalten von GS5V wegen der seriellen Verbindung
eines primären
Leistungsversorgungsreglers vom Schalttyp enorm reduziert wird.
Wenn aber z.B. eine Ausgangsspannung von dem primären Leistungsversorgungsträger GS7V
ist, ist ein Spannungsabfallbetrag des sekundären Leistungsversorgungsreglers
vom Dropper-Typ zum Erhalten von GS3,3V 7V–3,3V = 3,7V, sodass ein Problem
dadurch existiert, dass ein Leistungsverbrauch nicht ausreichend
reduziert wird.
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Insbesondere
ist ein Spannungsabfallbetrag des sekundären Leistungsversorgungsreglers
zum Erhalten von GS2,5V 7V – 2,5
= 4,5V, was zu zu viel Leistungsverbrauch führt. Wenn eine Vielzahl von primären Leistungsversorgungsreglern
vom Schalttyp angeordnet ist, existiert somit ein Problem in einer aufwändigeren
Einrichtung mit einer größeren Größe.
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Andererseits
dienen "DC Stabilized
Power Supply Unit" des
japanischen Patentes Nr. 3143284 und "DC Stabilized Power Supply" der japanischen Patentveröffentlichung
(ungeprüft)
Nr. 98874/1998 zum Erhalten einer einzelnen stabilisierten Spannung,
und schlagen Mittel zum Erhalten vieler Typen stabilisierter Spannungen
nicht vor.
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In
dem Fall von "DC
Stabilized Power Supply" der
japanischen Patentveröffentlichung
(ungeprüft)
Nr. 98874/1998, die für
die vorliegende Erfindung relevant ist, existiert ein Problem dadurch,
dass es für
Ausgangsspannungen von einem Paar von Reglern, die parallel verbunden
sind, schwierig ist, in genauer Übereinstimmung
zu sein, und dass Überspannungswelligkeit
eines primären
Chopper-Reglers vom Schalttyp nicht beseitigt werden kann.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung wurde unternommen, um die oben beschriebenen
Probleme zu lösen, und
hat ein Ziel einer Bereitstellung einer Konstantspannungssteuereinrichtung,
die fähig
ist zum Erhalten einer stabilen Ausgangsspannung bei rascher Änderung
einer Leistungsversorgungsspannung oder eines Laststroms, und Reduzieren
eines Leistungsverbrauchs durch Verwenden in Kombination eines Reglers
vom Schalttyp und zweier Regler vom Dropper-Typ.
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Es
ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine Konstantspannungssteuereinrichtung
vorzusehen, die fähig
ist zum Reduzieren von Welligkeitsschwankung in einer Ausgangsspannung
eines Reglers vom Schalttyp, und Erhalten einer stabilisierten Ausgangsspannung.
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Eine
Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß der Erfindung wird mit einer
elektrischen Leistung von einer externen Leistungsversorgung versorgt,
deren Ausgangsspannung nicht konstant ist, und legt viele unterschiedliche
Typen stabilisierter Spannungen an eine elektronische Steuereinrichtung an;
und die Konstantspannungssteuereinrichtung enthält ein erstes Schaltelement,
das eine erste Ausgangsspannung generiert, ein zweites Schaltelement,
das mit diesem ersten Schaltelement in Kaskade (Stufenschaltung)
verbunden ist und eine zweite Ausgangsspannung generiert, und ein
drittes Schaltelement, das als eine Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung
mit Bezug auf das erwähnte
erste Schaltelement agiert.
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Das
erwähnte
erste Schaltelement ist ein Transistor, dessen Leitungszustand in
negativer Rückkopplung
durch einen ersten Komparator/Verstärker gesteuert wird, der eine
Spannung proportional zu der erwähnten
ersten Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung vergleicht, sodass
die erwähnte
erste Ausgangsspannung eine erste vorbestimmte Spannung sein kann.
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Das
erwähnte
zweite Schaltelement ist ein Transistor, dessen Leitungszustand
in negativer Rückkopplung
durch einen zweiten Komparator/Verstärker gesteuert wird, der eine
Spannung proportional zu der erwähnten
zweiten Ausgangsspannung mit einer Bezugsspannung vergleicht, sodass
die erwähnte
zweite Ausgangsspannung eine zweite vorbestimmte Spannung sein kann,
die ein Wert ist, der kleiner als die erwähnte erste vorbestimmte Spannung
ist.
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Das
erwähnte
dritte Schaltelement ist ein Transistor, in dem ein Verhältnis zwischen
einer Periode eines geschlossenen Kreises (Schaltung) und einem
Schaltzyklus über
eine Tastverhältnis-Steuerschaltung
gesteuert wird, und das die Steuerung zum Unterdrücken eines
Stroms, der durch das erwähnte erste
Schaltelement fließt,
durchführt.
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Gemäß der Konstantspannungssteuereinrichtung
der Erfindung sind das erste Schaltelement und das zweite Schaltelement,
die Spannungsregler vom Dropper-Typ bilden, die bei hoher Geschwindigkeit
und mit hoher Genauigkeit arbeiten, in Reihe verbunden; und das
dritte Schaltelement, das einen Spannungsregler vom Schalttyp von
geringem Leistungsverbrauch bildet, ist parallel zu dem ersten Schaltelement
verbunden. Des weiteren bildet das dritte Schaltelement eine Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung
so um zu verhindern, dass ein Strom, der durch das erste Schaltelement
fließt,
nicht kleiner als ein vorbestimmter Wert ist.
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Um
die rasche Änderung
in einer Leistungsversorgungsspannung oder einem Laststrom zu bewältigen,
werden als ein Ergebnis die Leitungszustände mit dem ersten Schaltelement
und dem zweiten Schaltelement unverzüglich gesteuert, wobei somit
ermöglicht
wird, eine Ausgangsspannung bei hoher Geschwindigkeit und mit hoher
Genauigkeit zu erhalten. Außerdem
wird ein Laststrom, der an das erste Schaltelement 130b angelegt
wird mit einem großen
Spannungsabfallbetrag zur Zeit einer hohen Spannung unterdrückt, wobei
somit ermöglicht
wird, die Verringerung von Leistungsverbrauch zum Erhalten der ersten
Ausgangsspannung zu erreichen.
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Des
weiteren wird eine Spannung, die an das zweite Schaltelement angelegt
wird, mittels des ersten Schaltelementes weiter stabilisiert und
unterdrückt,
sodass es möglich
ist, die Verringerung vom Leistungsverbrauch zum Erhalten der zweiten
Ausgangsspannung zu erreichen.
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Die
vorangehenden und andere Ziele, Merkmale, Aspekte und Vorteile der
vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung
der vorliegenden Erfindung offensichtlicher, wenn in Verbindung
mit den begleitenden Zeichnungen aufgenommen.
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KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine Gesamtschaltungsanordnung einer
Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß einer ersten bevorzugten
Ausführungsform
der Erfindung zeigt.
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2 ist
ein grafisches Diagramm, das Ladecharakteristika eines Glättungskondensators
(d.h. die Änderung
einer Spannung Vc eines Glättungskondensators
mit Bezug auf einen Volllaststrom eines Mikroprozessors) zeigt.
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3 ist
ein grafisches Diagramm, das vorübergehende
Schwankungscharakteristika eines ersten Schaltelementes (d.h. die Änderung
eines Stroms des ersten Schaltelementes mit Bezug auf eine Spannung
Vc eines Glättungskondensators) zeigt.
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4 ist
ein Diagramm, das eine Gesamtschaltungsanordnung einer Konstantspannungssteuereinrichtung
gemäß einer
zweiten Ausführungsform
zeigt.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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Hierin
nachstehend werden mehrere bevorzugte Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung
unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
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Außerdem verweisen
in den Zeichnungen die gleichen Bezugszeichen auf die gleichen oder ähnliche
Teile.
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Ausführungsform 1.
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1 ist
ein Schaltungsdiagramm, das eine Gesamtschaltungsanordnung einer
Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß einer ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt.
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Mit
Bezug auf 1 generiert eine Batterie im
Fahrzeug 101, die eine externe Leistungsversorgung ist,
eine Gleichspannung von z.B. GS12V, und ist mit einer Konstantspannungssteuereinrichtung 100a über einen
Leistungsversorgungsschalter, wie etwa einen Schlüsselschalter,
verbunden.
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Eine
elektronische Steuereinrichtung 103a ist hauptsächlich aus
einem Mikroprozessor 105 ausgebildet, der aus einem Eingabe-/Ausgabeteil 104a und
einem Operationsteil-Speicherteil 104b, der verschiedene
Speicher enthält,
besteht. Diese elektronische Steuereinrichtung 103a enthält darin
eine Transistorbrückenschaltung 106 zum
Steuern z.B. eines elektrischen Gleichstrommotors, der nicht gezeigt wird.
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Eine
erste Ausgangsspannung von Vcc = 5V oder eine zweite Ausgangsspannung
Vme = 3,3V (oder 2,5V), wie später
beschrieben wird, wird der elektronischen Steuereinrichtung 103a von
der Konstantspannungssteuereinrichtung 100a zugeführt. Es ist
derart angeordnet, das der Eingabe-/Ausgabeteil 104a des
Mikroprozessors 105 mit der ersten Ausgangsspannung Vcc
arbeitet, und der Operationsteil-Speicherteil 104b mit
der zweiten Ausgangsspannung Vme arbeitet.
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Ferner
wird eine Hilfsausgangsspannung Vbu, wie nachstehend beschrieben
wird, von der Konstantspannungssteuereinrichtung 100a zu
der elektronischen Steuereinrichtung 103a zugeführt, und
wird als eine Gate-Leistungsversorgung eines N-Kanal-Feldeffekttransistors
in der Transistorbrückenschaltung 106 verwendet.
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In
einer Ladepumpenschaltung 110 zum Generieren einer Hilfsausgangsspannung
Vbu hat ein Oszillator 111 wechselnde Logikpegel von "H" und "L" von
Ausgaben in einer Frequenz von z.B. mehreren Dutzend MHz, um einen
Transistor 112a über
einen Basiswiderstand 112b zu schalten.
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Wenn
der Transistor 112a in einem geschlossenen Kreis ist, wird
ein Ladetransistor 113a in einen geschlossenen Kreis über einen
Basiswiderstand 113b gebracht, während ein Entladetransistor 114a, der
mit dem Ladetransistor 113a in Reihe verbunden ist, in
einen offenen Kreis gebracht wird.
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Wenn
der Transistor 112a in einem offenen Kreis ist, wird der
Entladetransistor 114a in einen geschlossenen Kreis über eine
serielle Schaltung eines Basiswiderstands 114b und eines
Basiswiderstands 113b gebracht, während der Ladetransistor 113a in einen
offenen Kreis gebracht wird.
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Zu
der Zeit, wo der Ladetransistor 113a in einem geschlossenen
Kreis ist, wird ein Lade- und Entladekondensator 116 von
der externen Leistungsversorgung 101 über eine Ladediode 115 geladen. Wenn
jedoch der Entladetransistor 114a in einem geschlossenen
Kreis an Stelle des Ladetransistors 113a ist, wird ein
Teil der elektrischen Ladung, die von dem Lade- und Entladekondensator 116 geladen wurde
zu einem Ladespeicherkondensator 118 über eine Entladediode 117 entladen.
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Wenn
ein Entladungslaststrom des Ladespeicherkondensators 118 klein
ist, wird als ein Ergebnis eine Spannung über dem Ladespeicherkondensator 118 ansteigen,
bis sie nahezu gleich einer Leistungsversorgungsspannung Vb der
externen Leistungsversorgung 101 ist. Praktisch wird diese
Spannung über
dem Ladespeicherkondensator 118 in einer Spannung entsprechend
einem Wert des Entladungslaststroms des Ladespeicherkondensators 118 ausgeglichen.
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Es
wird eine Leistungsversorgungsspannung Vb der externen Leistungsversorgung 101 an einen
Drain-Anschluss eines dritten Schaltelementes angelegt, das ein
N-Kanal-Feldeffekttransistor ist, und ein Source-Anschluss davon
ist mit einem Glättungskondensator 122 und
einem Ausgleichswiderstand 123 über eine Drosselspule 121 verbunden.
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Außerdem wird
der Glättungskondensator 122 über die
Drosselspule 121 geladen, wenn das dritte Schaltelement 120a in
einem geschlossenen Kreis ist. Wenn jedoch das dritte Schaltelement 120a in
einem offenen Kreis ist, kehrt ein Dämpfungsstrom wegen einer Induktivitätskomponente
der Drosselspule 121 mittels einer Stromrückführungsschaltung zurück, die
aus einer Stromrückführungsdiode 124, der
Drosselspule 121 und dem Glättungskondensator 122 gebildet
wird.
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Ein
Transistor 125a, der mit einer elektrischen Leistung von
einem Ladespeicherkondensator 118 zu versorgen ist, ist
angeordnet, eine Schaltungsschließbefehlsspannung zu einem Gate-Anschluss des dritten
Schaltelementes 120a über
einen Gate-Widerstand 125b zu
zuführen.
Ein Schaltungsöffnungsballastwiderstand 125c ist
zwischen einem Gate-Anschluss und einem Source-Anschluss des dritten
Schaltelementes 120a verbunden.
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Ein
Transistor 126a, der von einer Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a anzusteuern
ist, wie später
beschrieben wird, ist mit einem Basisanschluss des Transistors 125a über einen
Basiswiderstand 126b verbunden. Ein Schaltungsöffnungsballastwiderstand 126c ist
zwischen einem Emitteranschluss und einem Basisanschluss des Transistors 125a verbunden.
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Die
Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a ist aus
einer Sägezahnwellen-Oszillatorschaltung 127a und
einem Komparator 127b gebildet, und ist in der Beziehung
zum Schließen
eines Kreises eines Transistors 162a über einen Basiswiderstand 127c von
einem Ausgangsanschluss des Komparators 127b verbunden,
wenn eine Ausgangsspannung von der Sägezahnwellen-Oszillatorschaltung 127a,
die an einen invertierenden Eingang des Komparators 127b anzulegen
ist, nicht mehr als eine mittlere Stromerfassungssignalspannung
E00 ist, wie später
beschrieben wird, die an einen nicht-invertierenden Eingang des
Komparators 127b anzulegen ist.
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Das
erste Schaltelement 130a, das ein Sperrschichttransistor
vom PNP-Typ ist, wird mit einer elektrischen Leistung von der externen
Leistungsversorgung 101 über einen Stromerfassungswiderstand 160a,
wie später
beschrieben wird, versorgt, um eine erste Ausgangsspannung Vcc zu
generieren.
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Außerdem ist
eine Nebenschluss-Leistungsversorgungsschaltung, die aus einer seriellen
Schaltung des dritten Schaltelementes 102a, der Drosselspule 121 und
dem Ausgleichswiderstand 123 gebildet wird, parallel mit
einer seriellen Schaltung des Stromerfassungswiderstands 160a und
des ersten Schaltelementes 130a verbunden.
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Eine
serielle Schaltung von einem Basiswiderstand 131 und einem
Ansteuertransistor 132 ist mit einem Basisanschluss des
ersten Schaltelementes 130a verbunden. Wenn der Rnsteuertransistor 132 über einen
Basiswiderstand 133 in Leitung gebracht wird, der mit einem
Basisanschluss des Ansteuertransistors 132 verbunden ist,
fließt
ein Basisstrom entsprechend einem Leitungsgrad des Ansteuertransistors 132 durch
das erste Schaltelement 130a, und es wird ein Kollektorstrom
nahezu proportional zu diesem Basisstrom fließen.
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Spannungsteilende
Widerstände 134a und 134b sind
in Reihe miteinander verbunden, an die die erste Ausgangsspannung
Vcc angelegt wird. Ferner ist eine Spannung über dem spannungsteilenden
Widerstand 134b eine Erfassungssignalspannung proportional
zu der ersten Ausgangsspannung Vcc.
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Das
zweite Schaltelement 140a, das ein Sperrschichttransistor
vom PNP-Typ ist, ist in Kaskade mit dem ersten Schaltelement 130a verbunden, um
die zweite Ausgangsspannung Vme zu generieren, die kleiner als die
erste Ausgangsspannung Vcc ist.
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Eine
serielle Schaltung eines Basiswiderstands 141 und eines
Ansteuertransistors 142 ist mit einem Basisanschluss des
zweiten Schaltelementes 140a verbunden. Wenn der Ansteuertransistor 142 über einen
Basiswiderstand 143 in Leitung gebracht wird, der mit dem
Basisanschluss des Ansteuertransistors 142 verbunden ist,
fließt
ein Basisstrom entsprechend einem Leitungsgrad des Ansteuertransistors 142 durch
das zweite Schaltelement 140a, und es wird ein Kollektorstrom
nahezu proportional zu diesem Basisstrom fließen.
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Spannungsteilende
Widerstände 144a, 144b und 144c sind
in Reihe miteinander verbunden, an die die zweite Ausgangsspannung
Vme angelegt wird. Ferner ist eine Spannung über dem spannungsteilenden
Widerstand 144b und 144c eine Erfassungssignalspannung
proportional der zweiten Ausgangsspannung Vme.
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Eine
Bezugsspannungsgenerierungsschaltung 150 ist eine Schaltung,
die eine konstante Spannung, z.B. 1,7V, als eine Bezugsspannung
Vs generiert. Eine Bezugsspannung Vs wird an einen nicht-invertierenden
Eingang eines ersten Komparators/Verstärkers 151a oder eines
zweiten Komparators/Verstärkers 154a und
einen invertierenden Eingang eines Komparators/Verstärkers 157a angelegt, wie
später
beschrieben wird.
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Ein
invertierender Eingangsanschluss des ersten Komparators/Verstärkers 151a ist
mit einem Verbindungspunkt der spannungsteilenden Widerstände 134a und 134b über einen
Eingangswiderstand 152 verbunden, und ist auch mit einem
Ausgangsanschluss des ersten Komparators/Verstärkers 151a über einen
Rückkopplungswiderstand 153 verbunden.
Ein Ausgangsanschluss des ersten Komparators/Verstärkers 151a steuert
Lei tungszustände des
Ansteuertransistors 132 über den Basiswiderstand 133.
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Ein
invertierender Eingangsanschluss des zweiten Komparators/Verstärkers 154a ist
mit einem Verbindungspunkt der spannungsteilenden Widerstände 144a und 144b über einen
Eingangswiderstand 155 verbunden, und ist auch mit einem
Ausgangsanschluss des zweiten Komparators/Verstärkers 154a über einen
Rückkopplungswiderstand 156 verbunden.
Ein Ausgangsanschluss des zweiten Komparators/Verstärkers 154a steuert
Leitungszustände
des Ansteuertransistors 142 über einen Basiswiderstand 143.
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Ein
nicht-invertierender Anschluss des Komparators/Verstärkers 157a ist
mit einem Verbindungspunkt zwischen den spannungsteilenden Widerständen 158a und 158b verbunden.
Diese spannungsteilenden Widerstände 158a und 158b sind
miteinander in Reihe verbunden, und sind mit einem Verbindungspunkt
zwischen den spannungsteilenden Widerständen 134a und 134b verbunden.
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Ein
Ausgangsanschluss des Komparators/Verstärkers 157a steuert
einen Transistor 158d über
einen Basiswiderstand 158c an. Dieser Transistor 158d ist
mit einem Gate-Anschluss des dritten Schaltelementes 120a verbunden,
und ist auf eine derartige Beziehung verbunden, dass das dritte Schaltelement 120a in
einen offenen Kreis gebracht wird, wenn der Transistor 158d in
einem geschlossenen Kreis ist.
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Eine Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a ist
aus dem Komparator/Verstärker 157a, den
spannungsteilenden Widerständen 158a und 158b,
dem Basiswiderstand 158c und dem Transistor 158d gebildet;
und diese Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a arbeitet,
wenn die erste Ausgangsspannung Vcc größer wird, wobei eine zulässige Fehlergrenze überschritten wird,
und zwingt das dritte Schaltelement 120a, in einem offenen
Kreis zu sein.
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Ein
dritter Komparator/Verstärker 161a agiert als
ein Differenzialverstärker
einer Spannung über dem
oben beschriebenen Stromerfassungswiderstand 160a. Ein
nicht-invertierender Eingangsanschluss davon ist mit der Seite des
hohen Potenzials des Stromerfassungswiderstands 160a über einen Eingangswiderstand 162 verbunden;
und ein invertierender Eingangsanschluss davon ist mit der Seite des
tiefen Potenzials des Stromerfassungswiderstands 160a über einen
Eingangswiderstand 163 verbunden, und ist mit einem Ausgangsanschluss des
dritten Komparators/Verstärkers 161a über einen Rückkopplungswiderstand 165 verbunden.
Ferner ist ein spannungsteilender Widerstand 164 in Reihe
mit einem Eingangswiderstand 162 verbunden.
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Der
dritte Komparator/Verstärker 161a hat einen
Ausgangsanschluss, mit dem ein Kondensator 167 über einen
Ausgangswiderstand 166 verbunden ist. Eine Ladespannung
des Kondensators 167 wird an einen nicht-invertierenden
Eingangsanschluss des oben beschriebenen Komparators 127b angelegt.
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2 ist
ein grafisches Diagramm, das Ladecharakteristika eines Glättungskondensators 122 zeigt
(d.h. eine Spannung Va des Glättungskondensators 122 mit
Bezug auf einen Volllaststrom eines Mikroprozessors 105).
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Ferner
ist in 3 ein grafisches Diagramm, das vorübergehende
Schwankungscharakteristika des ersten Schaltelementes zeigt (d.h.
einen Strom des ersten Schaltelementes 130a mit Bezug auf
eine Spannung Vc des Glättungskondensators 122).
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Mit
Bezug auf 2 und 3 werden
Aktion und Operation der Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß der ersten
Ausführungsform
detailliert beschrieben.
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Wenn
in 1 der Leistungsversorgungsschalter 102 in
einen geschlossenen Kreis gebracht wird, beginnt der Oszillator 111 die
Oszillationsoperation, und der Transistor 112a führt die
Schaltoperation hoher Geschwindigkeit durch. Wenn der Transistor 112 in
einem geschlossenen Kreis ist, wird der Lade- und Entladekondensator 116 über die
externe Leistungsversorgung 101, den Leistungsversorgungsschalter 102,
die Ladediode 115, den Lade- und Entladekondensator 116 und
den Ladetransistor 113a geladen.
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Wenn
der Transistor 112a in einem offenen Kreis ist, wird der
Ladespeicherkondensator 118 über den Lade- und Entladekondensator 116,
die Entladediode 117, den Ladespeicherkondensator 118 und den
Entladetransistor 114a geladen.
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Als
ein Ergebnis wird eine Spannung über dem
Ladespeicherkondensator 118 gehalten, nicht weniger als
6V zu sein.
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Das
erste Schaltelement 130a, das mit einer elektrischen Leistung über den
Leistungsversorgungsschaltung 102 und den Stromerfassungswiderstand 160a von
der externen Leistungsversorgung 101 zu versorgen ist,
hat seinen Basisstrom durch den ersten Komparator/Verstärker 151a gesteuert. Dieses
erste Schaltelement 130 wird kontinuierlich gesteuert,
in einem derartigen Leitungszustand zu sein, dass die erste Ausgangsspannung
Vcc auf z.B. GS5V, die eine erste vorbestimmte Spannung ist, unterhalten
wird.
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Außerdem wird
eine Ausgangsspannung Ecc von dem ersten Komparator/Verstärker 151a mit der
folgenden Gleichung kalkuliert, wenn eine Bezugsspannung, die eine
Spannung ist, die durch eine Bezugsspannungsgenerierungsschaltung
generiert wird, Vs ist, und ein Teilungsverhältnis der spannungsteilenden
Widerstände 134a und 134ba ist: Ecc = Vs + (Vs – αVcc) × (R153/R152) (1)wobei α = R134b/(R134a
+ R134b) ist.
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Außerdem sind
R134a, R134b, R152, R153 Widerstandswerte der spannungsteilenden
Widerstände 134a und 134b,
des Eingangswiderstands 152 und des Rückkopplungswiderstands 153.
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Das
erste Schaltelement 130a und der Ansteuertransistor 132 werden
basierend auf Ausgangsspannungen Ecc gesteuert, in einem Leitungszustand
zu sein, und werden so in negativer Rückkopplung gesteuert, um Vs ≒ αVcc zu sein.
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Entsprechend
ist die erste Ausgangsspannung Vcc eine konstante Spannung, die
mit der folgenden Gleichung zu kalkulieren ist. Vcc = Vs/α = Vs × (R134a + R134b)/R134b (2)
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Andererseits
hat das zweite Schaltelement 140a, das mit dem ersten Schaltelement 130a in
Kaskade verbunden ist, seinen Basisstrom durch den zweiten Komparator/Verstärker 154a gesteuert.
Dieses zweite Schaltelement 140a wird kontinuierlich gesteuert,
in einem derartigen Leitungszustand zu sein, dass die zweite Ausgangsspannung
Vme auf z.B. GS3,3V (oder GS2,5V), die eine zweite vorbestimmte
Spannung ist, unterhalten wird.
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Ferner
wird eine Ausgangsspannung Eme von dem zweiten Komparator/Verstärker 154a mit der
folgenden Gleichung kalkuliert, wenn eine Bezugsspannung, die eine
Spannung ist, die durch die Bezugsspannungsgenerierungsschaltung
generiert wird, Vs ist, und ein Spannungsteilungsverhältnis β ist: Eme = Vs + (Vs – βVme) × (R156/R155) (3) wobei: β = (R144b
+ R144c)/(R144a + R144b + R144c) ist.
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Außerdem sind
R144a, R144b, R144c, R155, R156 Widerstandswerte der spannungsteilenden
Widerstände 144a, 144b und 144c,
des Eingangswiderstands 155 und des Rückkopplungswiderstands 156.
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Das
zweite Schaltelement 140a und der Ansteuertransistor 142 werden
gesteuert, in Leitungszuständen
zu sein, basierend auf Ausgangsspannungen Eme, und werden in negativer
Rückkopplung
so gesteuert, um Vs ≒ βVme zu sein.
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Entsprechend
ist die zweite Ausgangsspannung Vme eine konstante Spannung, die
mit der folgenden Gleichung zu kalkulieren ist: Vme = Vs/β = Vs × (R144a + R144b + R144c)/(R144b +
R144c) (4)
-
Des
weiteren werden derartige Widerstände ausgewählt, um R134a ≒ R144a
und R134b ≒ R144b zu
sein, und es wird ein spannungsteilender Widerstand R144c auf der
invertierenden Eingangsseite des zweiten Komparators/Verstärkers 154a hinzugefügt. Somit
wird die Beziehung vom Teilungsverhältnis ȃ > a aufrechterhalten,
und die Beziehung von Vcc > Vme
wird mit Bezug auf die gleiche Bezugsspannung Vs gehalten.
-
Es
wird eine Ausgangsspannung Ex von dem dritten Komparator/Verstärker 161a mit
der folgenden Gleichung kalkuliert, wenn Widerstandswerte des Stromerfassungswiderstands 160a,
der Eingangswiderstände 162 und 163,
des spannungsteilenden Widerstands 164 und des Rückkopplungswiderstands 165 R160a,
R162, R163, R164 and R165 sind, und wenn ein Strom, der durch den
Stromerfassungswiderstand 160a fließt, Ix ist, und eine Energieversorgungsspannung
Vb ist: Ex = A × Vb + B × Ix (5)wobei:
A
= (R163 × R164 – R162 × R165)/[R163 × (R162
+ R164)] ≒ 0
B
= R160a × (R165/R163)
-
Außerdem werden
derartige Widerstände ausgewählt, um
R162 R163 und R164 ≒ R165
zu sein. Es ist eine derartige Schaltungsanordnung, um A = 0 zu
sein, angenommen, dass es keine Variation in Teilen gibt, und jene
eines gerade bestimmten Wertes verwendet werden.
-
Somit
ist eine Ausgangsspannung Ex des dritten Komparators/Verstärkers 161a ein
Wert proportional zu einem Strom Ix, der durch das erste Schaltelement 130a fließt. Eine
Ladespannung des Kondensators 167 ist eine mittlere Stromerfassungssignalspannung
E00, um ein Wert proportional zu einem Wert zu sein, der durch Glätten von
Welligkeitsschwankungen eines fließenden Stroms Ix erhalten wird.
-
In
der Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a ist
ein ausgegebener Logikpegel des Komparators 127b "H" während
der Periode, bis eine Dreieckswellenausgangsspannung der Sägezahnwellenoszillatorschaltung 127a eine
mittlere Stromerfassungssignalspannung E00 erreicht, wobei dadurch
der Transistor 126a in einem geschlossenen Kreis ist. Als
ein Ergebnis sind der Transistor 125a und das dritte Schaltelement 120a in
einem geschlossenen Kreis.
-
Ein
ausgegebener Logikpegel des Komparators 127b ist "L" während
der Periode, bis eine Dreieckswellenausgangsspannung der Sägezahnwellenoszillatorschaltung 127a nicht
kleiner als eine mittlere Stromerfassungssignalspannung E00 ist,
wobei dadurch der Transistor 126a in einem offenen Kreis ist.
Als ein Ergebnis sind der Transistor 125a und das dritte
Schaltelement 120a in einem offenen Kreis.
-
Mit
Bezug auf eine Oszillationsperiode ô der Sägezahnwellenoszillatorschaltung 127a kommt eine
Periode eines geschlossenen Kreise ôon, in der das dritte Schaltelement 120a in
einem geschlossenen Kreis ist, dazu, ein größerer Wert zu sein, da eine mittlere
Stromerfassungssignalspannung E00 größer wird, und wirkt in der
Operation zum Unterdrücken
eines Stroms Ix, der durch den Stromerfassungswiderstand 160a fließt.
-
Wenn
das dritte Schaltelement 120a in einen geschlossenen Kreis
gebracht ist, wird ferner der Glättungskondensator 122 allmählich über die
Drosselspule 121 geladen, und eine Ladespannung Vc wird
nach und nach ansteigen.
-
Wenn
das dritte Schaltelement 120a in einen offenen Kreis gebracht
ist, verringert sich des weiteren ein Ladestrom des Glättungskondensators 122 allmählich über die
Stromrückführungsdiode 124 und die
Drosselspule 121, und die Ladespannung Vc wird nach und
nach abfallen.
-
Wenn
ein Widerstandswert des Ausgleichswiderstands 123 R123
ist, und ein Strom, der durch das erste Schaltelement 130a über den
Stromerfassungswiderstand 160a fließt, Ix ist, ein Strom, der durch
den Ausgleichswiderstand 123 fließt, Iy ist, und ein Volllaststrom
mit Bezug auf den Mikroprozessor 105 I0 ist, wird die folgende
Gleichung hergestellt: Vc
= Iy × R123
+ Vcc (6) I0 = Ix + Iy (7)
-
Mit
Bezug auf 2, die Charakteristika einer
idealen Ladespannung Vc zeigt, steigt eine gerade Linie 200,
die die Ladespannung Vc anzeigt, an, während sich ein Volllaststrom
I0, der auf der horizontalen Achse gezeigt wird, erhöht.
-
Der
Grund zum Zeigen derartiger Charakteristika ist wie folgt. Als ein
Ergebnis eines Tastverhältnisses
des dritten Schaltelementes 120a, das so gesteuert wird,
dass ein Strom Ix, der durch das erste Schaltelement 130a fließt, der
minimale Wert Imin sein kann, mit der Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a,
erhöht
sich die Ladespannung Vc, während sich
ein Volllaststrom I0 erhöht,
was zu der Erhöhung des
Stroms Iy führt,
der durch die Seite des dritten Schaltelementes 120a fließt.
-
Mit
Bezug auf 3, die vorübergehende Schwankungscharakteristika
zeigt, enthält
die Ladespannung Vc, die durch die horizontalen Achse angezeigt
wird, eine Welligkeitsspannung ΔV,
die sich reagierend auf die Schaltoperation des dritten Schaltelementes 120a erhöht oder
verringert.
-
Entsprechend
erhöht
oder verringert sich auch ein Strom Iy, der durch den Ausgleichswiderstand 123 fließt. Um einen
vorbestimmten Volllaststrom I0 sicherzustellen, hat ein Strom Ix,
der durch die Seite des ersten Schaltelementes 130a fließt, einen
Welligkeitsstrom ΔI,
wie durch die gerade Linie 300 angezeigt, um im Ganzen
ausgeglichen zu sein.
-
Wenn
sich eine Leistungsversorgungsspannung Vb rasch verringert und die
Ladespannung Vc vorübergehend
unzureichend ist, wird das erste Schaltelement 130a in
einen hohen Leitungszustand gebracht, wobei somit ermöglicht wird,
die stabile erste Ausgangsspannung Vcc unverzüglich zu erhalten.
-
Wenn
sich jedoch die Leistungsversorgungsspannung Vb rasch erhöht und die
Ladespannung Vc vorübergehend
dazu kommt anzusteigen, um zu groß sein, arbeitet die Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a,
um das dritte Schaltelement 120a unverzüglich zu veranlassen, in einem
offenen Kreis zu sein.
-
Außerdem ist
ein Laststrom, der durch den Eingabe-/Ausgabeteil 104a des
Mikroprozessors 105 fließt, z.B. 0,1A, während ein
Laststrom Ime, der durch den Operationsteil und Speicherteil 104a fließt, z.B.
0,5A ist. Unter der Annahme, dass ein Steuerzielstrom Imin, der
durch das erste Schaltelement 130a fließt, z.B. 0,2A zu sein hat,
und die verbleibenden 0,4A von dem dritten Schaltelement 120a zuzuführen sind,
wird ein Leistungsverbrauch des ersten Schaltelementes 120a verringert,
um 0,2/0,6 = 1/3 zu sein.
-
Wie
aus der bisherigen Beschreibung verstanden wird, ist die Konstantspannungssteuereinrichtung
gemäß der ersten
Ausführungsform
der Erfindung eine Konstantspannungssteuereinrichtung 100a,
die mit einer elektrischen Leistung von einer externen Leistungsversorgung 101 versorgt
wird, deren Ausgangsspannung Vb nicht konstant ist, und legt viele
unterschiedliche Typen stabilisierter Spannungen an eine elektronische
Steuereinrichtung 103a an; und die erwähnte Konstantspannungssteuereinrichtung 100a umfasst
ein erstes Schaltelement 130a, das eine erste Ausgangsspannung
Vcc generiert, ein zweites Schaltelement 140a, das mit
diesem ersten Schaltelement 130a in Kaskade verbunden ist und
eine zweite Ausgangsspannung Vme generiert, und ein drittes Schaltelement 120a,
das als eine Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung mit Bezug
auf das erwähnte
erste Schaltelement 130a agiert.
-
Das
erwähnte
erste Schaltelement 130a ist ein Transistor, dessen Leitungszustand
in negativer Rückkopplung
gesteuert wird durch einen ersten Komparator/Verstärker 151a,
der eine Spannung proportional zu der erwähnten ersten Ausgangsspannung
Vcc mit einer Bezugsspannung Vs vergleicht, sodass die erwähnte erste
Ausgangsspannung Vcc eine erste vorbestimmte Spannung sein kann.
-
Das
erwähnte
zweite Schaltelement 140a ist ein Transistor, dessen Leitungszustand
in negativer Rückkopplung
gesteuert wird durch einen zweiten Komparator/Verstärker 154a,
der eine Spannung proportional zu der erwähnten zweiten Ausgangsspannung
Vme mit einer Bezugsspannung Vs vergleicht, sodass die erwähnte zweite
Ausgangsspannung Vme eine zweite vorbestimmte Spannung sein kann,
die ein Wert ist, der kleiner als die erwähnte erste vorbestimmte Spannung
ist.
-
Das
erwähnte
dritte Schaltelement 120a ist ein Transistor, in dem ein
Verhältnis
zwischen einer Periode eines geschlossenen Kreises ôon und
einem Schaltzyklus ô über eine
Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a gesteuert
wird, und das die Steuerung zum Unterdrücken eines Stroms durchführt, der
durch das erwähnte
erste Schaltelement 130a fließt.
-
Mit
Bezug auf die rasche Änderung
einer Leistungsversorgungsspannung oder eines Laststroms wird entsprechend
die Steuerung vom Leitungszustand durch das erste Schaltelement
und das zweite Schaltelement unverzüglich durchgeführt, wobei
somit ermöglicht
wird, eine Ausgangsspannung bei hoher Geschwindigkeit und mit hoher
Genauigkeit zu erhalten. Ferner wird ein Laststrom in dem ersten
Schaltelement mit einem großen
Spannungsabfallbetrag zur Zeit einer hohen Spannung unterdrückt, wobei
somit ermöglicht
wird, die Reduzierung von Leistungsverbrauch zum Erhalten der ersten Ausgangsspannung
zu erreichen.
-
Des
weiteren wird die Spannung, die an das zweite Schaltelement anzulegen
ist, mittels des ersten Schaltelementes weiter stabilisiert und
unterdrückt,
sodass es möglich
ist, die Reduzierung von Leistungsverbrauch zum Erhalten der zweiten
Ausgangsspannung zu erreichen.
-
Gemäß der ersten
Ausführungsform
umfasst die erwähnte
Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung ferner eine Drosselspule 121 und
einen Ausgleichswiderstand 123, die mit einer Ausgangsschaltung
des erwähnten
dritten Schaltelementes in Reihe verbunden sind.
-
Ferner
wird die Ausgangsspannung von der erwähnten Drosselspule 121 durch
einen Glättungskondensator 122 geglättet, und
es ist eine Stromunterführungsdiode 124 vorgesehen,
die eine Stromrückführungsschaltung
bildet, die die erwähnte
Drosselspule 121 und den Glättungskondensator 122 enthält, wenn
das erwähnte
dritte Schaltelement 120a in einen offenen Kreis gebracht
wird. Der erwähnte Ausgleichswiderstand 123 ist
zwischen dem erwähnten
Glättungskondensator 122 und
einem Ausgangsanschluss des erwähnten
ersten Schaltelementes 130a verbunden.
-
Als
ein Ergebnis ist es möglich,
Variationen in der Ladespannung Vc des Glättungskondensators 122 zu
unterdrücken,
und es ist möglich,
einen Variationskoeffizienten eines Stroms zu unterdrücken, der
durch das erste Schaltelement 130a fließt wegen Welligkeitsschwankung,
die in einer Abweichungsspannung zwischen der Ladespannung Vc des
Glättungskondensators 122 und
der ersten Ausgangsspannung Vcc enthalten ist.
-
Gemäß der ersten
Ausführungsform
umfasst die erwähnte
Konstantspannungssteuereinrichtung 100a ferner einen Stromerfassungswiderstand 160a, der
mit dem erwähnten
ersten Schaltelement 130a in Reihe verbunden ist, und einen
dritten Komparator/Verstärker 161a,
der eine Spannung über
diesem Stromerfassungswiderstand 160a verstärkt, um
eine Stromerfassungssignalspannung Ex proportional zu einem Strom
Ix zu erhalten, der durch das erwähnte erste Schaltelement 130a fließt; und
die erwähnte Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a veranlasst
ein Tastverhältnis
des erwähnten
dritten Schaltelementes 120a höher zu sein, wenn sich die
erwähnte
Stromerfassungssignalspannung Ex erhöht.
-
Als
ein Ergebnis wird der Strom Ix, der durch das erste Schaltelement 120a fließt, genau
unterdrückt
und gesteuert, wobei somit ermöglicht
wird, einen Temperaturanstieg in dem ersten Schaltelement 120a zu
reduzieren.
-
Gemäß der ersten
Ausführungsform
umfasst die erwähnte
Konstantspannungssteuereinrichtung 100a ferner eine Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a,
und diese Überspannungsunterdrückungsschaltung 159a ist
in einer derartigen Beziehung verbunden um zu agieren, wenn die
erwähnte erste
Ausgangsspannung Vcc zu groß ist,
und um das erwähnte
dritte Schaltelement 120a zu veranlassen, unverzüglich in
einem offenen Kreis zu sein, anstatt in einer Periode eines geschlossenen
Kreises zu sein, die durch die erwähnte Tastverhältnis-Steuerschaltung 128a bestimmt
wird.
-
Als
ein Ergebnis wird die vorübergehend
rasche Erhöhung
der ersten Ausgangsspannung Vcc mit Bezug auf die rasche Erhöhung einer
Leistungsversorgungsspannung unterdrückt, wobei somit ermöglicht wird,
eine stabile Ausgangsspannung zu erhalten.
-
Gemäß der ersten
Ausführungsform
ist das erwähnte
dritte Schaltelement 120a außerdem ein N-Kanal-Feldeffekttransistor,
und die erwähnte
Konstantspannungssteuereinrichtung 100a umfasst ferner
eine Ladepumpenschaltung 110. Die erwähnte Ladepumpenschaltung 110 erhält eine
Hilfsausgangsspannung Vbu + Vb, die höher als eine externe Leistungsversorgungsspannung
Vb ist, durch die Addition zu der erwähnten externen Leistungsversorgung 101,
und funktioniert, eine Schaltungsschließbefehlspannung, die höher als
die eines Source-Anschlusses
ist, an einen Gate-Anschluss des erwähnten N-Kanal-Feldeffekttransistors anzulegen.
-
Als
ein Ergebnis setzt das dritte Schaltelement 120a, das EIN-/AUS-gesteuert
wird, einen preiswerten N-Kanal-Feldeffekttransistor ein, und eine
Ausgangsspannung, die von der Ladepumpenschaltung zum Erhalten einer
Gate-Spannung vorgesehen ist, kann für die anderen Objekte genutzt
werden.
-
Ferner
ist gemäß der ersten
Ausführungsform
jedes der erwähnten
ersten und zweiten Schaltelemente 130a und 140a ein
Sperrschichttransistor vom PNP-Typ; und die erwähnten ersten und zweiten Komparatoren/Verstärker 151a und 154a führen die negative
Rückkopplungssteuerung
eines Leitungszustands der erwähnten
ersten und zweiten Schaltelemente 130a und 140a in
der Beziehung zum Zuführen
eines Basisstroms im wesentlichen proportional zu einem Kollektorstrom
dieses Sperrschichttransistors durch.
-
Als
ein Ergebnis ist es möglich,
die kontinuierliche negative Rückkopplungssteuerung
der Ausgangsspannung von den ersten und zweiten Schaltelementen 130a und 140a unter
Verwendung eines Transistors vom Sperrschichttyp mit guten Charakteristika
des Verhältnisses
zwischen Basisstrom und Kollektorstrom leicht durchzuführen. Außerdem ist
es möglich,
auf derartige Fälle
effektiv angewendet zu werden, wie wenn eine Leistungsversorgungsspannung
Vb verringert wird, was zu einer sehr kleinen Spannungsdifferenz
zwischen der Leistungsversorgungsspannung Vb und der ersten Ausgangsspannung
Vcc führt,
oder wenn eine Differenz zwischen der ersten Ausgangsspannung Vcc
und der zweiten Ausgangsspannung Vme sehr klein ist.
-
Des
weiteren enthält
gemäß der ersten
Ausführungsform
die erwähnte
elektronische Steuereinrichtung 103a einen Mikroprozessor 105;
und die erwähnte
erste vorbestimmte Spannung ist eine Spannung von GS5V zum Zuführen einer
elektrischen Leistung zu einem Eingabe-/Ausgabeteil 104a des erwähnten Mikro prozessors 105,
und die erwähnte zweite
vorbestimmte Spannung ist eine Spannung von entweder GS3,3V oder
GS2,5V zum Zuführen
einer elektrischen Leistung zu einem Operationsteil und Speicherteil 104b des
erwähnten
Mikroprozessors 105.
-
Als
ein Ergebnis sind die ersten und zweiten Schaltelemente 130a und 140a in
Reihe verbunden, wobei somit ermöglicht
wird, die zweite vorbestimmte Spannung zu erhalten.
-
Ausführungsform 2.
-
4 ist
ein Diagramm, das die gesamte Schaltungsanordnung einer Konstantspannungssteuereinrichtung
gemäß einer
zweiten Ausführungsform
der Erfindung zeigt.
-
Die
Beschreibung wird hierin nachstehend mit Betonung auf Unterschiede
zu jenen der Konstantspannungssteuereinrichtung gemäß der vorangehenden
ersten Ausführungsform,
die in 1 gezeigt ist, durchgeführt.
-
Mit
Bezug auf 4 generiert eine Batterie im
Fahrzeug 101, die eine externe Leistungsversorgung ist,
eine Gleichspannung von z.B. GS12V, und ist mit einer Konstantspannungssteuereinrichtung 100b über einen
Leistungsversorgungsschalter 102, wie etwa einen Schlüsselschalter,
verbunden.
-
Eine
elektronische Steuereinrichtung 101b ist hauptsächlich aus
einem Mikroprozessor 105 aufgebaut, der aus einem Eingabe-/Ausgabeteil 104a und
einem Betriebsteil-Speicherteil 104b besteht, der verschiedene
Speicher enthält.
-
Ferner
wird eine erste Ausgangsspannung Vcc = 5V oder eine zweite Ausgangsspannung
Vme = 3,3V (oder 2,5V), wie später
beschrieben wird, der elektronischen Steuereinrichtung 103b von
der Konstantspannungssteuereinrichtung 100b zugeführt. Der Eingabe-/Ausgabeteil 104a des
Mikroprozessors 105 arbeitet mit der ersten Ausgangsspannung
Vcc, und der Operationsteil-Speicherteil 104b arbeitet
mit der zweiten Ausgangsspannung Vme.
-
Es
wird eine Leistungsversorgungsspannung Vb an einen Source-Anschluss eines dritten Schaltelementes 120b angelegt,
das ein P-Kanal-Feldeffekttransistor ist, und ein Drain-Anschluss des
dritten Schaltelementes 120b ist mit einem Glättungskondensator 122 und
einem Ausgleichswiderstand 123 über eine Drosselspule 121 verbunden.
-
Außerdem wird
der Glättungskondensator 122 über die
Drosselspule 121 geladen, wenn das dritte Schaltelement 120b in
einem geschlossenen Kreis ist. Wenn jedoch das dritte Schaltelement 120b in
einen offenen Kreis gebracht wird, kehrt ein Dämpfungsstrom wegen einer Induktivitätskomponente
der Drosselspule 121 mittels der Stromrückführungsschaltung zurück, die
aus einer Stromrückführungsdiode 124,
der Drosselspule 121 und dem Glättungskondensator 122 gebildet
wird.
-
Ein
Transistor 129a, der von einer Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b anzusteuern
ist, wie später
beschrieben wird, ist mit einem Gate-Anschluss des dritten Schaltelementes 120b über einen Gate-Widerstand 129b verbunden.
Ein schaltungsöffnender
Ballastwiderstand 129c ist zwischen einem Source-Anschluss
und einem Gate-Anschluss des dritten Schaltelementes 120b verbunden.
-
Die
Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b ist hauptsächlich aus
einem Komparator 170 gebildet. Wenn eine Stromerfassungssignalspannung
Ez, die an einen nicht-invertierenden Eingang eines Komparators 170 anzulegen
ist, nicht kleiner als eine Bezugsspannung Vs ist, die an einen
invertierenden Eingang des Komparators 170 anzulegen ist,
kommt ein ausgegebener Logik pegel von dem Komparator 170 dazu, "H" sein. Ferner wird der Transistor 129a über einen
Ausgangswiderstand 173 in einen geschlossenen Kreis gebracht,
und das dritte Schaltelement 120b kommt dazu, in einem
geschlossenen Kreis zu sein.
-
Ein
erstes Schaltelement 130b, das ein Sperrschichttransistor
vom NPN-Typ ist, wird mit einer elektrischen Leistung über den
Leistungsversorgungsschalter 102 von der externen Leistungsversorgung 101 versorgt,
um die erste Ausgangsspannung Vcc zu generieren.
-
Es
ist ein Basiswiderstand 135 zwischen einem Basisanschluss
des ersten Schaltelementes 130b und einem Ausgangsanschluss
eines ersten Komparators/Verstärkers
verbunden. Die Eingangsschaltungsanordnung des ersten Komparators/Verstärkers 151b ist
die gleiche wie die des ersten Komparators/Verstärkers 151a von 1.
-
Ein
zweites Schaltelement 140b, das ein Sperrschichttransistor
vom NPN-Typ ist, ist mit dem ersten Schaltelement 130b über einen
Stromerfassungswiderstand 160b in Kaskade verbunden, und generiert
die zweite Ausgangsspannung Vme, die kleiner als die erste Ausgangsspannung
Vcc ist.
-
Es
ist ein Basiswiderstand 145 zwischen einem Basisanschluss
des zweiten Schaltelementes 140b und einem Ausgangsanschluss
des zweiten Komparators/Verstärkers 154b verbunden.
Die Eingangsschaltungsanordnung des zweiten Komparators/Verstärkers 154b ist
die gleiche wie die des zweiten Komparators/Verstärkers 154a von 1.
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Außerdem ist
eine Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung, die eine serielle
Schaltung ist, die aus dem dritten Schaltelement 120b,
der Drosselspule 121 und dem Ausgleichswiderstand 123 besteht,
parallel mit einer seriellen Schaltung verbunden, die aus dem ersten
Schaltelement 130b, einem Stromerfassungswiderstand 160b und
dem zweiten Schaltelement 140b besteht.
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Ein
nicht-invertierender Eingangsanschluss eines Komparators/Verstärkers 157b,
der eine Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b bildet,
ist mit einem Verbindungspunkt von spannungsteilenden Widerständen 158a und 158b verbunden. Diese
spannungsteilenden Widerstände 158a und 158b sind
in Reihe miteinander verbunden, und sind mit einem Verbindungspunkt
von spannungsteilenden Widerständen 144a und 144b verbunden.
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Ein
Ausgangsanschluss des Komparators/Verstärkers 157b steuert
einen Transistor 158e über
einen Basiswiderstand 158c an. Dieser Transistor 158e ist
mit einem Basisanschluss des Transistors 129a verbunden,
und ist in einer derartigen Beziehung verbunden, dass das dritte
Schaltelement 120b in einen offenen Kreis gebracht wird,
wenn der Transistor 158e in einem geschlossenen Kreis ist.
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Die Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b ist
aus einem Komparator/Verstärker 157b,
den spannungsteilenden Widerständen 158a und 158b,
einem Basiswiderstand 158c und dem Transistor 158e gebildet;
und diese Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b arbeitet,
wenn die zweite Ausgangsspannung Vme größer wird, wobei eine zulässige Fehlergrenze überschritten
wird, und zwingt das dritte Schaltelement 120b, in einem
offenen Kreis zu sein.
-
Ein
dritter Komparator/Verstärker 161b agiert
als ein Differenzialverstärker
einer Spannung über
dem oben beschriebenen Stromerfassungswiderstand 160b.
Ein nicht-invertierender Eingangsanschluss davon ist mit der Seite
des hohen Potenzials des Stromerfassungswiderstands 160b über einen Eingangswider stand 162 verbunden;
und ein invertierender Eingangsanschluss davon ist mit der Seite des
tiefen Potenzials des Stromerfassungswiderstands 160b über einen
Eingangswiderstand 163 verbunden, und ist mit einem Ausgangsanschluss des
dritten Komparators/Verstärkers 161b über einen Rückkopplungswiderstand 165 verbunden.
Ferner ist ein spannungsteilender Widerstand 164 in Reihe
mit einem Eingangswiderstand 162 verbunden.
-
Der
dritte Komparator/Verstärker 161a hat einen
Ausgangsanschluss, der mit einem nicht-invertierenden Eingang des
Komparators 170 über
einen Eingangswiderstand 171 verbunden ist.
-
Der
Komparator 170 hat einen Ausgangsanschluss, der mit einem
nicht-invertierenden Eingangsanschluss über einen Rückkopplungswiderstand 162 verbunden
ist, und ist mit einem Basisanschluss des Transistors 129a über einen
Ausgangswiderstand 173 verbunden.
-
Die
Aktion und Operation der Konstantspannungssteuereinrichtung, die
wie oben beschrieben angeordnet ist, gemäß dieser zweiten Ausführungsform
wird hierin nachstehend mit Betonung von Unterschieden zu jenen
gemäß der ersten
Ausführungsform
beschrieben.
-
Mit
Bezug auf 4 hat das erste Schaltelement 130b,
das mit einer elektrischen Leistung über den Leistungsversorgungsschalter 102 von
der externen Leistungsversorgung 101 zu versorgen ist, wenn
der Leistungsversorgungsschalter 102 in einen geschlossenen
Kreis gebracht wird, einen Basisstrom, der durch den ersten Komparator/Verstärker 151b gesteuert
wird, und wird kontinuierlich gesteuert, in einem derartigen Leitungszustand
zu sein, dass die erste Ausgangsspannung Vcc auf z.B. GS5V, die
eine erste vorbestimmte Spannung ist, unterhalten werden kann.
-
Andererseits
hat das zweite Schaltelement 140b, das mit dem ersten Schaltelement 130b über den
Stromerfassungswiderstand 160b in Kaskade verbunden ist,
einen Basisstrom, der durch den zweiten Komparator/Verstärker 154b gesteuert
wird, und wird kontinuierlich gesteuert, in einem derartigen Leitungszustand
zu sein, dass die zweite Ausgangsspannung Vme auf z.B. GS3,3V (oder
GS2,5V), die eine zweite vorbestimmte Spannung ist, unterhalten werden
kann.
-
Der
dritte Komparator/Verstärker 161b generiert
eine Stromerfassungssignalspannung Ez proportional zu einem Strom
Iz, der durch den Stromerfassungswiderstand 160b fließt. Werte
einer Stromerfassungssignalspannung Ez werden mit einer Bezugsspannung
Vs, die eine Bezugsspannungsgenerierungsschaltung 150 generiert,
verglichen, wobei somit die EIN-/AUS-Steuerung des dritten Schaltelementes 120b durchgeführt wird.
-
Da
der Komparator 170 die EIN-/AUS-Steuerung des dritten Schaltelementes 120b zuverlässig durchführt, um
Leistungsverbrauch zu reduzieren, hat er eine Hysteresefunktion,
die durch den Rückkopplungswiderstand 172 durchgeführt wird.
-
Eine
Stromerfassungssignalspannung Ez zu der Zeit, in der das dritte
Schaltelement 120b in den Zustand eines offenen Kreises
als Reaktion auf einen ausgegebenen Logikpegel "L" von
dem Komparator 170 gebracht wird, wird mit der folgenden
Gleichung kalkuliert, wenn Widerstandswerte des Eingangswiderstands 171 und
des Rückkopplungswiderstands 172 R171
und R172 sind: Ez ≤ Vs × (R171
+ R172)/R172 (8)
-
Wenn
die Stromerfassungssignalspannung Ez ansteigt, kommt ein ausgegebenen
Logikpegel von dem Komparator 170 dazu, "H" zu sein, was zu dem Zustand eines geschlossenen
Kreises des dritten Schaltelementes 120b führt; und
danach wird das Stromerfassungssignal Ez verringert, und der ausgegebene
Logikpegel von dem Komparator 170 kommt dazu, erneut "L" zu sein, was zu dem Zustand eines offenen
Kreises des dritten Schaltelementes 120b führt. Eine
derartige Stromerfassungssignalspannung Ez wird mit der folgenden
Gleichung kalkuliert: Ez > Vs × (R171
+ R172)/R172 – Vcc × (R171/R172) (9)
-
Außerdem ist
ein Laststrom Icc, der durch den Eingabe-/Ausgabeteil 104a des
Mikroprozessors 105 fließt, z.B. 0,1A, während ein
Laststrom Ime, der durch den Operationsteil und Speicherteil 104b fließt, z.B.
0,5A ist. Unter der Annahme, dass ein Steuerzielstrom, der durch
das zweite Schaltelement 140b fließt, z.B. 0,1A ist, und die
restlichen 0,4A von dem dritten Schaltelement 120b zugeführt werden,
kommt ein Strom, der durch das erste Schaltelement 120b fließt, dazu,
0,2A zu sein. Somit wird der Leistungsverbrauch verringert, 0,2/0,6
= 1/3 im Vergleich zu dem Fall zu sein, dass kein drittes Schaltelement 120b eingesetzt
wird.
-
In
dem Fall einer kleineren Variation im Laststrom ist es vorzuziehen,
dass eine Verbindungsposition des Stromerfassungswiderstands 160b geändert wird,
und ein Strom, der durch die Seite des ersten Schaltelementes fließt, wie
in 1 erfasst wird, um einen fließenden Zielstrom 0,2A sein
zu lassen.
-
Es
ist auch wünschenswert,
dass als das dritte Schaltelement 120b ein P-Kanal-Feldeffekttransistor
wie gezeigt nicht eingesetzt wird, sondern ein Sperrschichttransistor
vom NPN-Typ verwendet wird.
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In
dem Fall, wo die Minimalspannung der externen Leistungsversorgung 101 im
Vergleich mit der ersten Ausgangsspannung Vcc ausreichend groß ist, kann
ferner ein Sperrschichttransistor vom NPN-Typ als das dritte Schaltelement
verwendet werden.
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In
dem Fall, wo die Minimalspannung der externen Leistungsversorgung 101 im
Vergleich zu der ersten Ausgangsspannung Vcc nicht ausreichend groß ist, ist
es des weiteren wünschenswert,
einen Sperrschichttransistor vom PNP-Typ, wie in 1 gezeigt,
als das erste Schaltelement 130b zu verwenden.
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Wie
aus den vorangehenden Beschreibungen verstanden wird, ist die Konstantspannungssteuereinrichtung
gemäß der zweiten
Ausführungsform der
Erfindung eine Konstantspannungssteuereinrichtung 100b,
die mit einer elektrischen Leistung von einer externen Leistungsversorgung 101 versorgt
wird, deren Ausgangsspannung Vb nicht konstant ist, und legt viele
verschiedene Typen stabilisierter Spannungen an eine elektronische
Steuereinrichtung 103b an; und die erwähnte Konstantspannungssteuereinrichtung 100b umfasst
ein erstes Schaltelement 130b, das eine erste Ausgangsspannung
Vcc generiert, ein zweites Schaltelement 140b, das mit
diesem ersten Schaltelement 130b in Kaskade verbunden ist,
und eine zweite Ausgangsspannung Vme generiert, und ein drittes
Schaltelement 120b, das als eine Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung
mit Bezug auf eine serielle Schaltung agiert, die aus dem erwähnten ersten
Schaltelement 130b und dem zweiten Schaltelement 140b besteht.
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Das
erwähnte
erste Schaltelement 130b ist ein Transistor, dessen Leitungszustand
in negativer Rückkopplung
durch einen ersten Komparator/Verstärker 151b gesteuert
wird, der eine Spannung proportional zu der erwähnten ersten Ausgangsspan nung
Vcc mit einer Bezugsspannung Vs vergleicht, sodass die erwähnte erste
Ausgangsspannung Vcc eine erste vorbestimmte Spannung sein kann.
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Das
erwähnte
zweite Schaltelement 140b ist ein Transistor, dessen Leitungszustand
in negativer Rückkopplung
durch einen zweiten Komparator/Verstärker 154b gesteuert
wird, der eine Spannung proportional zu der erwähnten zweiten Ausgangsspannung
Vme mit einer Bezugsspannung Vs vergleicht, sodass die erwähnte zweite
Ausgangsspannung Vme eine zweite vorbestimmte Spannung sein kann, die
ein Wert ist, der kleiner als die erwähnte erste vorbestimmte Spannung
ist.
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Das
erwähnte
dritte Schaltelement 120b ist ein Transistor, in dem ein
Verhältnis
zwischen einer Periode eines geschlossenen Kreises und einem Schaltzyklus über eine
Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b gesteuert
wird, und das die Steuerung zum Unterdrücken eines Stroms durchführt, der durch
das erwähnte
erste Schaltelement 130b und das zweite Schaltelement 140b fließt.
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In
der Konstantspannungssteuereinrichtung 100b gemäß der zweiten
Ausführungsform
sind die ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b, die
Spannungsregler vom Dropper-Typ bilden, die bei hoher Geschwindigkeit
und mit hoher Genauigkeit arbeiten, in Reihe verbunden; und das
dritte Schaltelement 120b, das einen Spannungsregler vom
Schalttyp von geringem Leistungsverbrauch bildet, ist parallel mit
den ersten und zweiten Schaltelementen 130b und 140b verbunden.
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Außerdem bildet
das dritte Schaltelement 120b eine Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung
so um zu verhindern, dass ein Strom, der durch das zweite Schaltelement 140b fließt, nicht
kleiner als ein vorbestimmter Wert ist.
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Um
die rasche Änderung
in der Leistungsversorgungsspannung oder dem Laststrom zu bewältigen,
werden als ein Ergebnis Leitungszustände mit den ersten und zweiten
Schaltelementen 130b und 140b unverzüglich gesteuert,
wobei somit ermöglicht
wird, eine Ausgangsspannung bei hoher Geschwindigkeit und mit hoher
Genauigkeit zu erhalten. Außerdem
wird ein Laststrom, der an das erste Schaltelement 130b angelegt
wird mit einem großen Spannungsabfallbetrag
zur Zeit einer hohen Spannung unterdrückt, wobei somit ermöglicht wird,
die Reduzierung von Leistungsverbrauch zum Erhalten der ersten Ausgangsspannung
Vcc zu erreichen.
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Ferner
wird eine Spannung, die an das zweite Schaltelement 140b anzulegen
ist, mittels des ersten Schaltelementes 130b weiter stabilisiert
und unterdrückt,
sodass es möglich
ist, die Reduzierung von Leistungsverbrauch zum Erhalten der zweiten
Ausgangsspannung Vme zu erreichen.
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Gemäß der zweiten
Ausführungsform
umfasst die erwähnte
Nebenschlussleistungsversorgungsschaltung ferner eine Drosselspule 121 und
einen Ausgleichswiderstand 123, die mit einer Ausgangsschaltung
des erwähnten
dritten Schaltelementes 120b in Reihe verbunden sind.
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Eine
Ausgangsspannung von der erwähnten Drosselspule 121 wird
durch einen Glättungskondensator 122 geglättet, und
es ist eine Stromrückführungsdiode 124 vorgesehen,
die eine Stromrückführungsschaltung
bildet, einschließlich
der erwähnten Drosselspule 121 und
des Glättungskondensators 122,
wenn das erwähnte
dritte Schaltelement 120b in einen offenen Kreis gebracht
ist, und der erwähnte Ausgleichswiderstand 123 ist
zwischen dem erwähnten
Glättungskondensator 122 und
einem Ausgangsanschluss des erwähnten
zweiten Schaltelementes 140b verbunden.
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Als
ein Ergebnis ist es möglich,
Variationen in der Ladespannung Vc des Glättungskondensators 122 zu
unterdrücken,
und es ist möglich,
einen Variationskoeffizienten eines Stroms, der durch die ersten
und zweiten Schaltelemente 130b und 140b fließt wegen
Welligkeitsschwankung, die in einer Abweichungsspannung zwischen
der Ladespannung Vc des Glättungskondensators 122 und
der zweiten Ausgangsspannung Vme enthalten ist, zu unterdrücken.
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Gemäß der zweiten
Ausführungsform
umfasst die erwähnte
Konstantspannungssteuereinrichtung 100b außerdem ferner
einen Stromerfassungswiderstand 160b, der mit dem erwähnten zweiten Schaltelement 140b in
Reihe verbunden ist, und einen dritten Komparator/Verstärker 161b,
der eine Spannung über
diesem Stromerfassungswiderstand 160b verstärkt, um
eine Stromerfassungssignalspannung Ez proportional zu einem Strom,
der durch das erwähnte
zweite Schaltelement 140b fließt, zu erhalten; und die erwähnte Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b ist
in der Beziehung verbunden, um ein Tastverhältnis des erwähnten dritten
Schaltelementes 120b zu veranlassen höher zu sein, wenn die erwähnte Stromerfassungssignalspannung
Ez erhöht wird.
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Als
ein Ergebnis wird ein Strom, der durch das erste Schaltelement 130b und
das zweite Schaltelement 140b fließt, genau unterdrückt und
gesteuert, wobei somit ermöglicht
wird, einen Temperaturanstieg davon zu reduzieren.
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Gemäß der zweiten
Ausführungsform
umfasst die erwähnte
Konstantspannungssteuereinrichtung 100b ferner eine Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b,
und diese Überspannungsunterdrückungsschaltung 159b ist
in einer derartigen Beziehung verbunden um zu agieren, wenn die
erwähnte
erste Ausgangsspannung Vme zu groß ist, und das erwähnte dritte
Schaltelement 120b zu veranlassen, unverzüglich in
einem offenen Kreis zu sein, anstatt von in einer Periode eines
geschlossenen Kreises zu sein, die durch die erwähnte Tastverhältnis-Steuerschaltung 128b bestimmt
wird.
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Als
ein Ergebnis wird die vorübergehend
rasche Erhöhung
der zweiten Ausgangsspannung Vme mit Bezug auf die rasche Erhöhung einer
Leistungsversorgungsschaltung unterdrückt, wobei somit ermöglicht wird,
eine stabile Ausgangsspannung zu erhalten.
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Gemäß der zweiten
Ausführungsform
ist ferner jedes der erwähnten
ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b ein
Sperrschichttransistor vom PNP-Typ; und die erwähnten ersten und zweiten Komparatoren/Verstärker 151b und 154b führen die negative
Rückkopplungssteuerung
eines Leitungszustands der erwähnten
ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b in
der Beziehung einer kontinuierlichen Zuführung eines Basisstroms im
wesentlichen proportional zu einem Kollektorstrom dieses Sperrschichttransistors
durch.
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Als
ein Ergebnis ist es möglich,
die kontinuierliche negative Rückkopplungssteuerung
von Ausgangsspannungen von den ersten und zweiten Schaltelementen 130b und 140b unter
Verwendung eines Sperrschichttransistors vom NPN-Typ guter Verhältnischarakteristika
zwischen Basisstrom und Kollektorstrom, und vernünftiger Kosten leicht durchzuführen.
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Gemäß der zweiten
Ausführungsform
enthält die
erwähnte
elektronische Steuereinrichtung 103b des weiteren einen
Mikroprozessor 105; und die erwähnte erste vorbestimmte Spannung
ist eine Spannung von GS5V zum Zuführen einer elektrischen Leistung
zu einem Eingabe-/Ausgabeteil 104a des erwähnten Mikroprozessors 105,
und die erwähnte zweite
vorbestimmte Spannung ist eine Spannung von entweder GS3,3V oder
GS2,5V zum Zufüh ren
einer elektrischen Leistung zu einem Operationsteil und Speicherteil 104b des
erwähnten
Mikroprozessors 105.
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Als
ein Ergebnis sind die ersten und zweiten Schaltelemente 130b und 140b in
Reihe verbunden, wobei somit ermöglicht
wird, die zweite vorbestimmte Spannung zu erhalten.
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Während die
gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung gezeigt und beschrieben wurden, ist zu
verstehen, dass diese Offenbarungen dem Zweck von Veranschaulichung
dienen, und dass verschiedene Änderungen und
Modifikationen durchgeführt
werden können, ohne
von dem Bereich der Erfindung abzuweichen, wie in den angefügten Ansprüchen dargelegt.